基于聯(lián)合合并時(shí)空分集頻域小波盲均衡方法

專利名稱：基于聯(lián)合合并時(shí)空分集頻域小波盲均衡方法
技術(shù)領(lǐng)域：
發(fā)明涉及一種基于聯(lián)合合并時(shí)空分集頻域小波盲均衡方法，屬于克服水聲信道多徑衰落引起的碼間干擾(Inter-Symbol Interference，ISI)的盲均衡算法的技術(shù)領(lǐng)域。

背景技術(shù)：
水聲信道多徑衰落引起的碼間干擾(Inter-Symbol Interference，ISI)，是影響水下數(shù)據(jù)傳輸效率的關(guān)鍵因素?？朔?ISI)的一種有效手段是采用不需要訓(xùn)練序列的盲均衡方法(見文獻(xiàn)[1]Guo Yecai，Han Yingge，Rao Wei.Blind equalization algorithms based ondifferent error equations with exponential variable step size[C]//The First InternationalSymposium on Test Automation&Instrumentation(ISTAI).Xi’an，ChinaWorld PublishingCorporation，2006497-501)。在眾多盲均衡方法中，常數(shù)模算法(Constant ModulusAlgorithm，CMA)因其簡(jiǎn)單、計(jì)算量小而成為經(jīng)典方法，但該方法收斂速度慢、穩(wěn)態(tài)誤差大(見文獻(xiàn)[2]韓迎鴿，郭業(yè)才，吳造林，周巧喜.基于正交小波變換的多模盲均衡器設(shè)計(jì)與算法仿真研究[J].儀器儀表學(xué)報(bào).2008，29(7)1441-1445；[3]Cooklev T.An efficientarchitecture for orthogonal wavelet transforms[J].IEEE Signal Processing Letters(S1070-9980)，2006，13(2)77-79)。利用正交小波良好的去相關(guān)性，加快均衡器的收斂速度，但計(jì)算量增大，不利于工程的實(shí)現(xiàn)(見文獻(xiàn)[4]馮存前，張永順.變步長(zhǎng)頻域快速自適應(yīng)收發(fā)隔離算法研究[J].電子對(duì)抗技術(shù)，2004，19(5)22-25)。在頻域均衡方法，用序列的循環(huán)卷積來計(jì)算線性卷積，不但計(jì)算量大幅度減小，而且比時(shí)域方法具有更好的收斂性能。但以上的盲均衡方法限于單一信道的研究(見文獻(xiàn)[5]Alain Y，Kibangou，GerardFavier.Blind equalization of nonlinear channels using a tensor decomposition withcode/space/time diversities[J].Signal Processing 89(2009)133-143.；[6]S.N.Diggavi，N.Al-Dhahir，A.Stamoulis et al.Great expectationsThe value of spatial diversity in wirelessnetworks.Proceedings of the IEEE，2004，92219-270；[7]郭業(yè)才，朱婕.基于選擇性合并頻率分集的多載波盲均衡算法[J].艦船科學(xué)技術(shù)，2009，31(2)121-123；[8]朱婕，郭業(yè)才.基于最大比合并頻率分集判決反饋盲均衡算法[J].系統(tǒng)仿真學(xué)報(bào)，2008，20(11)2843-2850)。將分集技術(shù)應(yīng)用于盲均衡方法，利用分集技術(shù)來減小多徑衰落的影響，已取得較好的均衡效果，但是這些也僅停留于單一分集技術(shù)和單一合并方式的研究。


發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明所要解決的技術(shù)問題是針對(duì)水聲信道多徑衰落的影響及單信道正交小波常數(shù)模算法(WT-CMA)收斂速度慢、穩(wěn)態(tài)誤差大、計(jì)算量大的缺點(diǎn)，發(fā)明一種基于聯(lián)合合并時(shí)空分集頻域小波盲均衡方法。
本發(fā)明為實(shí)現(xiàn)上述目的，采用如下技術(shù)方案 本發(fā)明基于聯(lián)合合并時(shí)空分集頻域小波盲均衡方法，其特征在于包括如下步驟 第一步將發(fā)射信號(hào)序列a(n)經(jīng)過第一個(gè)空間分集模塊得到第一個(gè)空間分集模塊輸出的基帶信號(hào)z1(n)；經(jīng)過時(shí)間間隔Tc后將發(fā)射信號(hào)序列a(n)經(jīng)過第二個(gè)空間分集模塊得到第二個(gè)空間分集模塊輸出的基帶信號(hào)z2(n)；以此類推，經(jīng)過時(shí)間間隔(M-1)Tc后將發(fā)射信號(hào)序列a(n)經(jīng)過第M個(gè)空間分集模塊得到第M個(gè)空間分集模塊輸出的基帶信號(hào)zM(n)，其中n為時(shí)間序列，n、M都為自然數(shù)，下同； 第二步將第一步所述的空間分集模塊輸出的M個(gè)基帶信號(hào)經(jīng)過時(shí)間分集組合器得到組合器輸出信號(hào)z(n)。
所述的基于聯(lián)合合并時(shí)空分集頻域小波盲均衡方法，其特征在于所述空間分集模塊采用聯(lián)合合并的時(shí)空分集盲均衡方法，具體包括如下步驟 (a)采用結(jié)構(gòu)相同的D重空間分集支路并聯(lián)構(gòu)建空間分集模塊，每條空間分集支路均采用頻域小波盲均衡方法FWTCMA均衡，其中D為自然數(shù)，下同； (b)將發(fā)射信號(hào)序列a(n)分別經(jīng)過D重空間分集支路后進(jìn)入選擇邏輯，通過選擇邏輯選出具有最高信噪比的基帶信號(hào)作為此空間分集模塊的輸出。
所述的基于聯(lián)合合并時(shí)空分集頻域小波盲均衡方法，其特征在于所述D重空間分集支路的頻域小波盲均衡方法FWTCMA都相同，其中第d路空間分集支路的頻域小波盲均衡方法FWTCMA具體包括如下步驟 (1)將發(fā)射信號(hào)a(n)經(jīng)過第l路時(shí)間分集支路的第d路空間分集支路脈沖響應(yīng)信道得到該信道輸出向量xld(n)，其中，l＝1，2，…，M，d＝1，2，…，D，n為自然數(shù)表示時(shí)間序列，下同； (2)采用第l路時(shí)間分集支路的第d路空間分集支路信道噪聲wld(n)和步驟(1)所述的信道輸出向量xlc(n)得到第l路時(shí)間分集支路的第d支空間分集支路小波變換器的輸入序列yld(n)＝xld(n)+wld(n)； (3)將步驟(2)所述的第l路時(shí)間分集支路的第d路空間分集支路小波變換器的輸入序列yld(n)經(jīng)過小波變換器得到小波變換器的輸出信號(hào)rld(n)； (4)將步驟(2)所述的第l路時(shí)間分集支路的第d路空間分集支路小波變換器的輸出信號(hào)rld(n)經(jīng)過第一個(gè)L點(diǎn)快速傅里葉變換FFT得到頻域均衡器的輸入信號(hào)Rld(N)，其中N表示L點(diǎn)數(shù)據(jù)構(gòu)的塊數(shù)，下同； (5)將步驟(4)所述的第l路時(shí)間分集支路的第d路空間分集支路頻域均衡器的輸入信號(hào)Rld(N)與頻域均衡器的權(quán)向量Fld(N)作卷積得到頻域均衡器的輸出信號(hào)Zld(N)， (6)將步驟(5)所述的第l路時(shí)間分集支路的第d路空間分集支路頻域均衡器的輸出信號(hào)Zld(N)經(jīng)過第二個(gè)L點(diǎn)快速傅里葉變換FFT得到頻域均衡器的輸出信號(hào)Zld(N)的反變換z(n)； 其中頻域均衡器的權(quán)向量Fld(N)的更新包括如下步驟 (7)采用步驟(5)所述的第l路時(shí)間分集支路的第d路空間分集支路頻域均衡器的輸出信號(hào)Zld(N)減去頻域中信號(hào)的模值RF得到誤差函數(shù)Eld(N)＝Zld(N)-RF； (8)采用CMA更新頻域均衡器的權(quán)向量Rld*(N)Eld(N)，其中

為歸一化矩陣，μ為頻域均衡器的權(quán)向量的迭代步長(zhǎng)，Rld*(N)為頻域均衡器的輸入信號(hào)Rld(N)的共軛。
本發(fā)明用頻域方法減小WT-CMA的計(jì)算量，得到單信道頻域小波盲均衡方法(FWTCMA)，再將聯(lián)合合并的時(shí)空分集技術(shù)應(yīng)用于頻域小波盲均衡方法中，發(fā)明了基于聯(lián)合合并的時(shí)空分集頻域小波盲均衡方法(JCTSD-FWTCMA)。用水聲信道對(duì)本發(fā)明方法進(jìn)行仿真的結(jié)果表明，本發(fā)明方法JCTSD-FWTCMA收斂速度快、穩(wěn)態(tài)誤差小、計(jì)算復(fù)雜度低。本發(fā)明方法在水聲通信中具有實(shí)用價(jià)值。



圖1頻域小波盲均衡方法(FWTCMA)原理圖。
圖2本發(fā)明時(shí)空間分集系統(tǒng)模型圖。
圖3本發(fā)明時(shí)空間分集頻域盲均衡器結(jié)構(gòu)圖。
圖4實(shí)施實(shí)例仿真結(jié)果圖，(a)均方誤差曲線；(b)均衡器的輸入；(c)WT-CMA算法輸出；(d)FWTCMA算法輸出；(e)JCTSD-FWTCMA算法輸出。

具體實(shí)施例方式 下面結(jié)合附圖對(duì)發(fā)明的技術(shù)方案進(jìn)行詳細(xì)說明 1頻域小波盲均衡方法 如圖1所示，WT-CMA方法通過對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行正交小波變換，減小了輸入信號(hào)自相關(guān)矩陣的最大、最小特征值的比值，獲得了良好的收斂性能。但在均衡過程中仍采用線性卷積的方法，計(jì)算量很大，不利于方法的工程實(shí)現(xiàn)。通過FFT技術(shù)及重疊保留法，計(jì)算WT-CMA中的卷積，將會(huì)大幅度減小算法的計(jì)算量，就得到頻域小波盲均衡方法(FWTCMA)。
圖1中{a(n)}是獨(dú)立同分布的發(fā)射信號(hào)序列；c(n)是信道的脈沖響應(yīng)；{w(n)}是高斯白噪聲序列；y(n)為小波變換器的輸入信號(hào)；r(n)＝[r(n)，r(n-1)，…，r(n-Mf+1)]I是時(shí)域中經(jīng)過小波變換器的輸出信號(hào)；Q＝[G0；G1H0；G2H1H0；GJ-1GJ-2…H1H0；HJ-1HJ-2…H1H0]為正交小波變換矩陣，其中Hj和Gj分別由小波濾波器的系數(shù)h(n)和尺度濾波器系數(shù)g(n)構(gòu)成的矩陣；F(N)是頻域均衡器的權(quán)向量，R(N)是頻域均衡器的輸入信號(hào)。根據(jù)小波變換理論 r(n)＝Qy(n) 將r(n)分成L長(zhǎng)的塊，以r(n)的第N個(gè)塊和第N-1個(gè)塊組成2L點(diǎn)序列，而在N＝1時(shí)，在r(1)前添置L個(gè)零，若設(shè)f(n)為每個(gè)輸入塊對(duì)應(yīng)的時(shí)域均衡器的權(quán)向量，在其后添置L個(gè)零組成2L點(diǎn)序列，運(yùn)用快速FFT技術(shù)，用循環(huán)卷積來計(jì)算線性卷積(重疊保留法)為 R(N)＝FFT{r(nL-L)，r(nL-L+1)，…r(nL-1)r(nL)，r(nL+1)…r(nL+L-1)](1) F(N)＝FFT[fT(n)，0，0，…，0](2) Z(N)＝R(N)F(N) (3) E(N)＝Z(N)-RF(4) 式中，R(N)為對(duì)r(n)進(jìn)行傅里葉變換后的信號(hào)；FFT為傅里葉變換符號(hào)；上標(biāo)T表示轉(zhuǎn)置操作；RF為頻域中信號(hào)的模值；Z(N)為頻域均衡器的輸出信號(hào)；E(N)為頻域誤差?；谛〔ㄗ儞Q的盲均衡器表明，小波變換與CMA結(jié)合時(shí)，要在權(quán)向量調(diào)整前進(jìn)行歸一化處理(見文獻(xiàn)[2]韓迎鴿，郭業(yè)才，吳造林，周巧喜.基于正交小波變換的多模盲均衡器設(shè)計(jì)與算法仿真研究[J].儀器儀表學(xué)報(bào)，2008，29(7)1441-1445)。在頻域中仍采用相同方法，來構(gòu)造歸一化矩陣

設(shè) 其中
式中，

為尺度函數(shù)，φjk(i)為小波函數(shù)，rj，k(n)表示小波空間中第j層分解第k個(gè)信號(hào)，sj，k(n)表示尺度空間中第j層分解第k個(gè)信號(hào)，k為正整數(shù)0＜k≤K，K為小波濾波器個(gè)數(shù)。歸一化矩陣

和

分別表示對(duì)


平均功率的估計(jì)，且可由下式遞推得到 式中，||為絕對(duì)值符號(hào)。在此基礎(chǔ)上可得頻域小波盲均衡器的權(quán)向量更新公式為 式中，sign(·)為取符號(hào)函數(shù)。
2基于聯(lián)合合并時(shí)空分集頻域小波盲均衡方法 2.1聯(lián)合合并時(shí)空分集盲均衡方法系統(tǒng)模型 如圖2所示，時(shí)間分集是指以超過信道相干時(shí)間間隔重復(fù)發(fā)送同一信號(hào)，使接收端獲得多個(gè)具有獨(dú)立衰落環(huán)境的信號(hào)；空間分集是指在空間上通過多個(gè)傳輸特性不同的信道，若對(duì)時(shí)間分集中的每路信號(hào)以空間分集的形式傳輸，就構(gòu)成了一種時(shí)空分集技術(shù)。
圖2中，Tc是時(shí)間間隔，M是時(shí)間分集的重?cái)?shù)，zl(n)為第l個(gè)空間分集模塊的輸出(l＝1，2，…M)，z(n)為個(gè)空間分集模塊輸出經(jīng)時(shí)間分集組合器合并的輸出。圖2表明，時(shí)空分集盲均衡方法中時(shí)間分集的每一路由不同空間分集模塊組成，每路空間分集經(jīng)過一定合并方式合并后的輸出作為時(shí)間分集組合器的輸入，進(jìn)行合并。本發(fā)明中，時(shí)間分集將采用合并效果最好的最大比合并方式，由于時(shí)空分集盲均衡方法的支路很多，單一合并方式對(duì)于減小信道衰落和穩(wěn)態(tài)誤差的效果就不明顯，因此在空間分集模塊中采用選擇合并方式，構(gòu)成聯(lián)合合并的時(shí)空分集盲均衡方法，其第l個(gè)空間分集模塊的結(jié)構(gòu)，如圖3所示。
圖3表明，第l個(gè)空間分集模塊由D重空間分集支路組成，每條支路采用FWTCMA方法進(jìn)行均衡，輸出信號(hào)進(jìn)入選擇邏輯，通過選擇邏輯選出具有最高信噪比的基帶信號(hào)作為此空間模塊的輸出。
2.2方法描述 在聯(lián)合合并時(shí)空分集的系統(tǒng)模型中，每條支路中的均衡器采用頻域小波盲均衡方法進(jìn)行更新，則以第l路空間分集模塊的第d個(gè)支路為例，其權(quán)向量的更新過程如下 Zld(N)＝Rld(N)Fld(N) (8) Eld(N)＝Zld(N)-RF(9) Zld(N)為第l路空間分集模塊的第d個(gè)支路頻域均衡器的輸出信號(hào)，其傅里葉反變換為zld(n)；Rld(N)為對(duì)第l路空間分集模塊的第d個(gè)支路小波變換器的頻域輸出信號(hào)；Eld(N)為第l路空間分集模塊的第d個(gè)支路的頻域誤差信號(hào)；判決器的輸出為sld(n)；若該條支路傳送第j個(gè)字符的平均測(cè)量誤差記為 eli(n-j)＝zld(n-j)-sld(n-j)(11) 則該支路傳送NB個(gè)字符的平均測(cè)量誤差為在某一時(shí)刻對(duì)第l個(gè)空間分集模塊所有支路進(jìn)行比較，選擇最小的一路作為第l空間分集模塊的輸出zl(n)。至此完成了選擇合并。其余空間分集模塊也進(jìn)行相同的過程。每個(gè)空間分集模塊的輸出將作為圖2中組合器的輸入。選擇合并方式雖然容易實(shí)現(xiàn)，但合并方式不是最好的，有時(shí)會(huì)影響合并效果。因此，在圖2中的時(shí)空分集采用三種合并方式中效果最好的最大比合并，用此來克服單一合并方式的缺陷。根據(jù)最大比合并原理，每路空間分集模塊的輸出經(jīng)圖2中組合器合并后的輸出為 其中，Al表示第l支時(shí)間分集輸出信號(hào)的幅度，σl2表示第l支時(shí)間分集支路的噪聲方差。式(8)-(12)為基于聯(lián)合合并時(shí)空分集頻域小波盲均衡方法(JCTSD-FWTCMA)。
對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行正交小波變換，Q為稀疏矩陣，假設(shè)Q中每一行的非零元素?cái)?shù)目為N1，則完成小波變換需要的乘法數(shù)目為N1N2。在本發(fā)明中每條支路采用了正交小波頻域盲均衡方法，與正交小波盲均衡方法相比，其計(jì)算量大大減小，其對(duì)比分析如下采用頻域均衡需要進(jìn)行3次N1點(diǎn)的FFT計(jì)算和2次2N1點(diǎn)復(fù)數(shù)相乘，但對(duì)于實(shí)輸入，由于對(duì)稱性有一半權(quán)可以不用計(jì)算，而且2N1點(diǎn)FFT可以由2N1點(diǎn)FFT和2N1復(fù)乘實(shí)現(xiàn)。每個(gè)復(fù)數(shù)乘法按4個(gè)實(shí)數(shù)乘法計(jì)算則需要3N1log2(N1/2)+4N1+N1N2次，小波常數(shù)模算法需要計(jì)算次數(shù)為N1N2+N12，則每一路減小的計(jì)算量為Δ＝N1N2+N12-3Llog2(N1/2)+4N1+N1N2，如果取N1＝32，Δ＝786，則一共減小計(jì)算量為786DM次，由此可見，支路越多減小計(jì)算量越大。
實(shí)施實(shí)例 為了驗(yàn)證本發(fā)明方法JCTSD-FWTCMA的有效性，用16PSK信號(hào)進(jìn)行仿真，仿真中若假設(shè)M＝D＝2，即時(shí)空分集中含有兩個(gè)空間分集模塊，且每個(gè)空間分集模塊中含有兩條支路，則需要四個(gè)水聲信道，分別將c1＝
和c2＝
作為第一個(gè)空間模塊的信道，c3＝
和c4＝
作為第二個(gè)空間分集的模塊，信噪比為20dB，均衡器權(quán)長(zhǎng)為32且均采用中心抽頭初始化，每路信號(hào)均采用DB2小波分解，分解層次是2層，功率初始值為4；β＝0.999，仿真步長(zhǎng)取μWT-CMA＝0.00155；μFWTCMA＝0.015088；在JCTSD-FWTCMA方法中，第一模塊兩支路的步長(zhǎng)為μ1＝0.007，μ2＝0.0073；第二模塊兩支路的步長(zhǎng)分別為μ3＝0.15，μ4＝0.15；1500次蒙特卡洛仿真結(jié)果，如圖4所示。
圖4表明，本發(fā)明方法JCTSD-FWTCMA收斂速度分別比WT-CMA和FWTCMA提高了約4500步和2500步，穩(wěn)態(tài)誤差比WT-CMA和FWTCMA分別減小了約8dB和3.5dB。圖4(c，d，e)表明，F(xiàn)WTCMA輸出的星座圖清晰、緊湊，但本發(fā)明方法JCTSD-FWTCMA輸出的星座圖最為清晰。
權(quán)利要求
1、一種基于聯(lián)合合并時(shí)空分集頻域小波盲均衡方法，其特征在于包括如下步驟
第一步將發(fā)射信號(hào)序列a(n)經(jīng)過第一個(gè)空間分集模塊得到第一個(gè)空間分集模塊輸出的基帶信號(hào)z1(n)；經(jīng)過時(shí)間間隔Tc后將發(fā)射信號(hào)序列a(n)經(jīng)過第二個(gè)空間分集模塊得到第二個(gè)空間分集模塊輸出的基帶信號(hào)z2(n)；以此類推，經(jīng)過時(shí)間間隔(M-1)Tc后將發(fā)射信號(hào)序列a(n)經(jīng)過第M個(gè)空間分集模塊得到第M個(gè)空間分集模塊輸出的基帶信號(hào)zM(n)，其中n為時(shí)間序列，n、M都為自然數(shù)，下同；
第二步將第一步所述的空間分集模塊輸出的M個(gè)基帶信號(hào)經(jīng)過時(shí)間分集組合器得到組合器輸出信號(hào)z(n)。
2、根據(jù)權(quán)利要求1所述的基于聯(lián)合合并時(shí)空分集頻域小波盲均衡方法，其特征在于所述空間分集模塊采用聯(lián)合合并的時(shí)空分集盲均衡方法，具體包括如下步驟
(a)采用結(jié)構(gòu)相同的D重空間分集支路并聯(lián)構(gòu)建空間分集模塊，每條空間分集支路均采用頻域小波盲均衡方法FWTCMA均衡，其中D為自然數(shù)，下同；
(b)將發(fā)射信號(hào)序列a(n)分別經(jīng)過D重空間分集支路后進(jìn)入選擇邏輯，通過選擇邏輯選出具有最高信噪比的基帶信號(hào)作為此空間分集模塊的輸出。
3、根據(jù)權(quán)利要求2所述的基于聯(lián)合合并時(shí)空分集頻域小波盲均衡方法，其特征在于所述D重空間分集支路的頻域小波盲均衡方法FWTCMA都相同，其中第d路空間分集支路的頻域小波盲均衡方法FWTCMA具體包括如下步驟
(1)將發(fā)射信號(hào)a(n)經(jīng)過第l路時(shí)間分集支路的第d路空間分集支路脈沖響應(yīng)信道得到該信道輸出向量xld(n)，其中，l＝1，2，…，M，d＝1，2，…，D，n為自然數(shù)表示時(shí)間序列，下同；
(2)采用第l路時(shí)間分集支路的第d路空間分集支路信道噪聲wld(n)和步驟(1)所述的信道輸出向量xld(n)得到第l路時(shí)間分集支路的第d支空間分集支路小波變換器的輸入序列yld(n)＝xld(n)+wld(n)；
(3)將步驟(2)所述的第l路時(shí)間分集支路的第d路空間分集支路小波變換器的輸入序列yld(n)經(jīng)過小波變換器得到小波變換器的輸出信號(hào)rld(n)；
(4)將步驟(2)所述的第l路時(shí)間分集支路的第d路空間分集支路小波變換器的輸出信號(hào)rld(n)經(jīng)過第一個(gè)L點(diǎn)快速傅里葉變換FFT得到頻域均衡器的輸入信號(hào)Rld(N)，其中N表示L點(diǎn)數(shù)據(jù)構(gòu)的塊數(shù)，下同；
(5)將步驟(4)所述的第l路時(shí)間分集支路的第d路空間分集支路頻域均衡器的輸入信號(hào)Rld(N)與頻域均衡器的權(quán)向量Eld(N)作卷積得到頻域均衡器的輸出信號(hào)Zld(N)，
(6)將步驟(5)所述的第l路時(shí)間分集支路的第d路空間分集支路頻域均衡器的輸出信號(hào)Zld(N)經(jīng)過第二個(gè)L點(diǎn)快速傅里葉變換FFT得到頻域均衡器的輸出信號(hào)Zld(N)的反變換z(n)；
其中頻域均衡器的權(quán)向量Fld(N)的更新包括如下步驟
(7)采用步驟(5)所述的第l路時(shí)間分集支路的第d路空間分集支路頻域均衡器的輸出信號(hào)Zld(N)減去頻域中信號(hào)的模值RF得到誤差函數(shù)Eld(N)＝Zld(N)-RF；
(8)采用CMA更新頻域均衡器的權(quán)向量
其中
為歸一化矩陣，μ為頻域均衡器的權(quán)向量的迭代步長(zhǎng)，Rld*(N)為頻域均衡器的輸入信號(hào)Rld(N)的共軛。
全文摘要
本發(fā)明公布了一種基于聯(lián)合合并時(shí)空分集頻域小波盲均衡方法，本發(fā)明方法首先利用FFT技術(shù)和重疊保留法實(shí)現(xiàn)單信道頻域小波盲均衡方法(FWTCMA)；其次，構(gòu)造一種聯(lián)合合并的時(shí)空分集系統(tǒng)模型，該模型是在時(shí)間分集的基礎(chǔ)上，每條支路采用不同的空間分集模塊，以每路空間分集模塊合并后的輸出作為時(shí)間分集組合器的輸入，經(jīng)時(shí)間分集組合器合并后的信號(hào)將作為整個(gè)系統(tǒng)的輸出。本發(fā)明方法收斂速度快、穩(wěn)態(tài)誤差小，計(jì)算復(fù)雜度低。
文檔編號(hào)H04L25/03GK101656696SQ20091018337
公開日2010年2月24日 申請(qǐng)日期2009年9月18日 優(yōu)先權(quán)日2009年9月18日
發(fā)明者郭業(yè)才, 丁雪潔 申請(qǐng)人:南京信息工程大學(xué)