專利名稱：抑制擴頻系統窄帶干擾的高性能預測碼輔助方法
技術領域：
本發明涉及在直擴-碼分多址(DS-CDMA)無線通信系統中抑制各類窄帶干擾的方法， 其中各類窄帶干擾包括音頻干擾、數字窄帶干擾或自回歸隨機過程中的一類。本發明特別涉 及提高現存盲串行-最小均方預測-最小均方碼輔助(S-LMS-LMS )方法處理性能的問題。
背景技術：
擴頻系統在無線信道中得到廣泛應用的原因是它能夠有效對抗多徑引起的頻率選擇性 衰落以及它在共道信道中的優越性能，其中具有代表性的核心技術是直擴-碼分多址 (DS-CDMA)技術。窄帶干擾是經常介入擴頻系統的千擾，其中窄帶干擾通常建模為音頻 干擾(單音干擾或多音干擾)、數字窄帶干擾和自回歸隨機過程。雖然擴頻系統自身具備一 定的抗干擾能力，但有效的干擾抑制技術可以顯著改善系統性能。
最初的擴頻抗干擾技術起源于20世紀70年代，直至80年代末，抗干擾技術的主要關 注點在基于預測/估計濾波和頻域濾波的直擴系統窄帶干擾抑制上，以Milstein為主的科研人 員成就最高，如文獻"L B Milstein, Interference rejection techniques in spread spectrum communication, IEEE Proceedings, 1988"的綜述。進入90年代中期，隨著CDMA研究熱 潮的到來，以Poor和Rusch為首的科研人員將關注點轉移到了基于線性預測、非線性預測 和多用戶檢測等技術的CDMA系統多干擾聯合抑制上，如文獻"H V Poor, L A Rusch, Narrowband interference suppression in spread spectrum CDMA, IEEE Personal Communication, 1994"的綜述。20世紀，Wang等科研人員進一步將CDMA系統干擾抑制技術發展為預測 #支術、變4灸i或才支術牙口石馬輔助才支術，3口文獻"Xiaodong Wang, HVPoor, Wireless Communication Systems-Advanced Techniques for Signal Reception, Beijing: Publishing House of Electronics Industry, 2005"的綜述。在以上各技術中，預測技術包括線性預測和非線性預測兩大分支， 其研究集中在接收結構的改進上，但由于采取了逐比特的處理方式，存在的典型問題是誤碼 率高,如文獻"J Wang, L B Milstein, Adaptive LMS filters for cellular CDMA overlay situations, IEEE Select Areas Commun, 1996"。在這種觀點下，利用信號碼特征進行塊處理的碼輔助技 術顯得格外有效，它是多用戶系統進行干擾抑制最有前途的技術之一，這一領域中Poor和 Wang的成就最高。近些年來，針對碼輔助技術需要已知干擾先驗知識的缺點，發展了盲碼
5輔助技術,如文南k "S Buzzi， M Lops, A M Tulino, Blind adaptive multiuser detection for asynchronous dual-rate DS/CDMA systems, IEEE Select Areas Commun, 2001"。 "f"石馬在煮助凈支 術實現了無需先驗知識的盲檢測，但卻無法對強窄帶千擾進行抑制。Ho對于將預測技術和 碼輔助技術相結合新思想的提出，可謂是20世紀以來干擾抑制領域的一朵奇葩，如文獻"K C Ho, Xiaoning Lu, Vandana Mehta, Adaptive blind narrowband interference cancellation for multi-user detection, IEEE Trans Commun, 2007"。 Ho提出的盲串行-最小均方預測-最小 均方碼輔助(S-LMS-LMS)技術性能較傳統預測技術和傳統碼輔助技術大大提高，但仍存 在很大的改進空間。
相應的，提高現存盲S-LMS-LMS方法對DS-CDMA系統窄帶干擾進行抑制時處理性 能的方法顯著需要。
發明內容
本發明的目的在于提供一種能夠提高現存盲串行-最小均方預測_最小均方碼輔助 (S-LMS-LMS )方法的處理性能的抑制擴頻系統窄帶干擾的高性能預測碼輔助方法。 本發明的目的是這樣實現的
(l)接收無線通信信號，包括DS-CDMA信號、白噪聲和窄帶干擾，其中DS-CDMA 信號擴頻碼選取短碼，短碼碼長iVS63;窄帶干擾包括音頻干擾、數字窄帶干擾或自回歸隨 機過程中的一類。 '
(2 )將所迷無線通信信號下變頻到中頻信號。
(3) 數字化所述中頻信號，以提供數字信號。
(4) 將所述數字信號解調，以提供基帶信號。
(5 )將所述基帶信號包絡KO通過切普匹配濾波以提供采樣信號K附)。 (6 )將所述采樣信號K附)進行高性能盲S-LMS-RLS濾波，包括 LMS預測濾波
首先對所述采樣信號r(w)進行LMS預測濾波，設預測濾波階數為M,則M維權向量 更新公式為
w(m +1) =+ 2jt/F* (ot)/^ (m) 其中預測誤差，即LMS預測濾波信號為
= — = r(m) — wH(/n)rM(w) 式中i^(m) = [Kw-l)...Kw-M)]T為濾波器輸入向量；為預測步長因子，滿足0<^<1"隨'其中義_為相關矩陣/^, =i^>2,2r(A::"M-1上"M-1)的最大特征
值，定義及2,2,=
及 A, 及 及—
，= = w-i)…K"Aor;預測權向量
初始條件為w(0)二0 。
RLS碼輔助濾波
將所述LMS預測濾波信號FO)在處理時間[w7;,O +1)7;]內加窗以提取LMS預測濾波向
量？X"h[F("jV + iV-l)…FOiV)]1,對所述LMS預測濾波向量進行RLS碼輔助濾波，RLS濾 波矢量A, C, 0的更新/>式為
"產(")c(") x")
2("+i)=g(")+A("y
C(" +1) = (T1 - A(")FH 式中= — 0H 為誤差向量，其中= [6。(")…~—, (")r為用戶比特向量，
fe(")C—。為信號流(i或-1); 3為遺忘因子。
將e(")和/KW帶入權向量更新公式2("),得到
將式中F(w)進行分解
匿y
0外("
F(") = WH(,
式中P^A'ag(7^…V^7)為信號功率對角陣，^為信號功率，其中K為CDMA用戶數目； S = [s。...^_,]為CDMA擴頻碼矩陣，其中& =[ctAf—,…^。]T/iV為擴頻碼向量， {c4, :Z = 0,..,iV-1}為直接序列擴頻碼(l或-l), 7V為擴頻增益；定義S^為S的1 M行， l-A^列，同時定義
一l,一w("iV + iV — l),0,…,0一
0,…，1， —w("iV + AO 利用￡{6(")6T五^("-l)6T(")卜0，得到
F(")6T (")=咖")6丁 (")} = WH ("，進而得到無需訓練序列的盲S-LMS-RLS方法的碼輔助4又矢量遞推^^式
+1)=+ x 、 - "")"
J + r"(")C(")r(")
碼輔助遺忘因子滿足0 < 5^1;碼輔助權矢量初始條件為g(O) = 0 。 本發明與現有技術相比的有益效果是
本發明實現了白噪聲存在情況下對DS-CDMA系統各類窄帶干擾的高性能濾波，其中各 類窄帶干擾包括音頻干擾、數字窄帶干擾或自回歸隨機過程中的一類。提供的盲串行-最小 均方預測-遞歸最小二乘碼輔助(S-LMS-RLS )方法提高了現存盲串行_最小均方預測-最 小均方碼輔助(S-LMS-LMS)方法的性能，包括收斂速度的和穩態均方誤差性能的提高。
圖1描繪現存盲S-LMS-LMS方法抑制窄帶干擾的DS-CAMA系統接收框圖； 圖2描繪高性能盲S-LMS-RLS方法抑制窄帶干擾的DS-CAMA系統接收框圖； 圖3 a - 1至圖3c描繪高性能盲S-LMS-RLS方法和現存盲S-LMS-LMS方法抑制各類 窄帶干擾的性能仿真對比曲線。其中圖3a-1描繪接收單音千擾的性能仿真對比曲線，圖3a -2描繪接收多音干擾的性能仿真對比曲線；圖3b描繪接收數字窄帶干擾的性能仿真對比曲 線；圖3c描繪-接收自回歸隨4幾過程的性能仿真對比曲線； 圖4描繪本發明的算法實施流程圖。
具體實施例方式
在下面對本發明的詳細描述中，參照了所附繪圖，這些附圖闡釋特定的示例性實施例， 本發明可實施于這些示例性實施例中。這些實施例以充分的細節描述'以允許本領域技術人 員實施本發明，但可以利用其它實施例，并且可作出邏輯的、機械的、電器的與其它改變， 而不偏離本發明的規范。因此，下面的詳細描述不應被視作限制性的，且本發明的范圍僅受 所附權利要求書限制。
變換識別檢測方法的具體實施方式
包括下列步驟
(1 )接收無線通信信號，包括DS-CDMA信號、白噪聲和窄帶干擾，其中DS-CDMA 信號擴頻碼選取短碼，短碼碼長WS63;窄帶干擾包括音頻干擾、數字窄帶干擾或自回歸隨 機過程中的一類。
(2)將所述無線通信信號下變頻到中頻信號。
(3 )數字化所述中頻信號，以提供數字信號。(4 )將所述數字信號解調，以提供基帶信號。
(5 )將所述基帶信號包絡r(f)通過切普匹配濾波以提供采樣信號M>),切普匹配濾波 采樣么^式表示為
1 |t"'+l)7。
,、 1|t"'+l)7。，、，
咖)^L "，
其中7;為直接序列擴頻切普速率。
(6 )將所述采樣信號rO)進行高性能盲S-LMS-RLS濾波，包括 LMS預測濾波
首先對所述采樣信號r(w)進行LMS預測濾波，設預測濾波階數為M,則M維權向量 更新/^式為
H>( 7 +1) = w(w) + (m)/^ (w) 其中預測誤差，即LMS預測濾波信號為
F(/w) = r(m) — f(w) = /"(7w) — wH (w)/"w (m) 式中~00 = 1/0 -1)…rO-M)]T為濾波器輸入向量； 〃為預測步長因子，滿足
0<//<l"max，其中tx為相關矩陣i ^ =+2>2"(^"似-l)的最大特征
值，定義及,,，，=
W if.,
,w :a+(")一10^， K") = h"^ + w—1)…K"w)r;預測一又向量
初始條件為w(0)-0。 RLS碼輔助濾波
將所述LMS預測濾波信號FO)在處理時間[n7;,(" +1)7;]內加窗以提取LMS預測濾波向
量？(M)-[F(MiV + W-1)…F(niV)]1,對所迷LMS預測濾波向量進行RLS碼輔助濾波，RLS濾 波矢量)t, C, g的更新^^式為
g("+i) = ,+yt(">H(")
C(" +1) = f[C(") - Af (tt)C(")] 式中e("卜6(")-gH(")F(")為誤差向量，其中6(")二[Z)。(")…^-,(")11為用戶比特向量，
為信號流(1或-1 ); 5為遺忘因子。 將e(")和帶入權向量更新公式g("),得到
9<formula>formula see original document page 10</formula>
將式中7(w)進行分解
F(") = WH(,
式中戶&ag(^…^/^7)為信號功率對角陣，g為信號功率，其中〖為CDMA用戶數目； S = K..為CDMA擴頻碼矩陣，其中、=...q。]7w為擴頻碼向量' {q, :z、0,…,iV-l)為直接序列擴頻碼(l或-1), 7V為擴頻增益；定義^^為S的1 ~ M行， 1 W列，同時定義
<formula>formula see original document page 10</formula>
利用1)6T(")} = 0,得到
<formula>formula see original document page 10</formula>
進而得到無需訓練序列的盲S-LMS-RLS方法的碼輔助權矢量遞推公式
<formula>formula see original document page 10</formula>
"FH(") 碼輔助遺忘因子滿足O < 5 S1;碼輔助權矢量初始條件為g(O) = 0 。
圖1描繪現存盲S-LMS-LMS方法抑制窄帶干擾的DS-CAMA系統接收框圖，由下變 頻模塊101、 LMS預測濾波模塊102和盲S-LMS-LMS方法的碼輔助濾波沖莫塊103組成。
如圖所示，天線104接收的無線通信信號105包括有用信號DS-CDMA信號和窄帶干 擾，其中窄帶干擾包括音頻干擾-單音干擾或多音干擾、數字窄帶干擾或自回歸隨機過程中 的一類。將天線104耦合到下變頻模塊101。在下變頻模塊101中，首先通過帶通濾波器106 處理無線通信信號105,該濾波器優化地選擇想要的頻率，例如與DS-CDMA信號相關聯的 頻率。帶通濾波器106耦合到放大器107，該放大器放大來自帶通濾波器106的信號。混合 器108將力丈大器107的輸出與來自本地振蕩器109的振蕩器信號混合。這樣，混合器108下 變頻放大器107的輸出信號，以提供中頻信號IIO。在初始的下變頻后，通過模數A/D轉換 器111將中頻信號110轉換到數字信號112。由于QPSK信號可以看作是兩個正交2PSK信 號的疊加，所以用兩路相交的相干載波去解調。其中一路信號進入混合器115并與來自數控 振蕩器113的信號混合，另 一路信號進入混合器116并與來自數控振蕩器113經;r/2移相114 后的信號混合。將混合器115和混合器116輸出的信號分別連接低通濾波器117和低通濾波器118。其后，將低通濾波器117的輸出信號和低通濾波器118的輸出信號分別連接抽樣判 決器119和抽樣判決器120，并將抽樣判決器119和抽樣判決器120的輸出信號經并/串器121 變換后，成為基帶信號122輸出。
這樣，帶通濾波器106、放大器107、混合器108、本地振蕩器109完成了下變頻到中 頻信號的過程，模數A/D轉換器111、數控振蕩器113、 ；r/2移相114、混合器115, 116、 低通濾波器117， 118、抽樣判決器119、 120、并/串器121完成了由中頻信號下變頻到基帶 信號的過程。以上過程完成了下變頻模塊101。
現存盲S-LMS-LMS方法首先進行LMS預測濾波102。將基帶信號122包絡"f)進行切 普匹配濾波采樣123,提供采樣信號K附)124 。將采樣信號rO) 124分別通過延遲線1 131、 延遲線2 132...延遲線M 13M,得到延遲信號r(m-l) 141 、延遲信號"w-2) 142…延遲信 號Kw-M) 14M 。將延遲信號Kw-1) 141 、延遲信號r(OT-2) 142…延遲信號Kw-M) 14M送入線性組合器的估計lw,VO-1) 151 、估計2w>(w-2) 152…估計Mw:rO-M) 15M,經加法器161得到線性組合信號^0) = 1^0)/^0)。隨后，將采樣信號rO) 124進 行加運算，經加法器161得到線性組合信號^0)-wH(附)A^(附)進行減運算，同時送入加法 器162,得到預測誤差，即LMS預測濾波信號F(w):K附)-wH(w)~(m) 163 。最后，由延 遲信號K附-1) 141 、延遲信號r(附-2) 142 ...延遲信號rO-M) 14M和LMS預測濾波信號 FO) = Kw)-wH(wyM(m) 163 共同作為影響因子控制預測權向量遞推公式 w(OT + l) = w(w) + 2;UroyM0) 164,得到更新的權系數w!' 171)、權系數w^ 172…權系數 w: 17M 。其中//為預測步長因子，滿足0<//<1/義應，其中義，為相關矩陣
及^4lI,及2,"h"M一U:"W —"的最大特征值'定義A,2 ，，'
_,/■凡,,_
= ， r(") = + - 1)…K"A0f;預測權向量初始條件為w(o) = o 。
這樣，切普匹配濾波采樣123;延遲線1 131 、延遲線2 132…延遲線M 13M ;估計 1) 151 、估計2w》(附—2) 152…估計Mw;rO —M) 15M ;加法器161;加法器162 和預測權向量遞推控制w(m + l) = wO) + 2//T( /^(m) 164共同構成了 LMS預測濾波102。 至此，盲S-LMS-LMS方法進行LMS碼輔助濾波103。將LMS預測濾波信號 = rO) - wH (m) 163 進行加窗存儲181，得到加窗LMS預測濾波向量
(")^[F("iV + 7V-l)…F("A0]1182。 對力a 窗LMS預觀'J 濾波向量
F(") = [F(^V + iV-l)..,F07iV)r 182進行比特估計gH(") X") 183，得到比特估計信號184。說明書第8/ll頁
隨后，由比特估計信號184和由預測權向量遞推控制w(w +1) = wO) + 2//r(w)rM(w) 1 64得 到的預測權向量w經^生成器185得到的W^共同作為影響因子控制碼輔助權矢量遞推公式
g(" + l)二g(") + 2》I^h(")5"尸—F(")FH(")g(")] 186，得到碼輔助遞推權矢量g 187。其中， 碼輔助步長因子滿足0<^<1/《羅，其中《應為相關矩陣i 斤=^7(")^(")}的最大特征值； 盲S-LMS-LMS方法的碼輔助權矢量初始條件為0(0) = 0 。最后，對比特估計信號184取信 號實部188,得到用戶信號估計值^X^RefeH(X^(")) 189 ,式中Re—)表示取信號實部。 這樣，加窗存儲181;比特估計^h(w) Xw) 183 ; ^生成器185;碼輔助權矢量遞推控
制g(" + lhg(w) + 2^H^h(")S尸-？X")FH(")2(")] 186和取信號實部188共同構成了盲 S-LMS-LMS方法的碼輔助濾波模塊103。
圖2描繪高性能盲S-LMS-RLS方法抑制窄帶干擾的DS-CAMA系統接收框圖，由下變 頻模塊201 、LMS預測濾波模塊202和高性能盲S-LMS-RLS方法的RLS碼輔助濾波模塊203 組成。
如圖所示，天線204接收的無線通信信號205包括有用信號DS-CDMA信號和窄帶干 擾，其中窄帶干擾包括音頻千擾-單音干擾或多音干擾、數字窄帶干擾或自回歸隨機過程中 的一類。將天線204耦合到下變頻模塊201。在下變頻模塊201中，首先通過帶通濾波器206 處理無線通信信號205,該濾波器優化地選擇想要的頻率，例如與DS-CDMA信號相關聯的 頻率。帶通濾波器206耦合到放大器207，該放大器放大來自帶通濾波器206的信號。混合 器208將放大器207的輸出與來自本地振蕩器209的振蕩器信號混合。這樣，混合器208下 變頻放大器207的輸出信號，以提供中頻信號210。在初始的下變頻后，通過模數A/D轉換 器211將中頻信號210轉換到數字信號212。由于QPSK信號可以看作是兩個正交2PSK信 號的疊加，所以用兩路相交的相干載波去解調。其中一路信號進入混合器215并與來自數控 振蕩器213的信號混合，另 一路信號進入混合器216并與來自數控振蕩器213經tt/2移相214 后的信號混合。將混合器215和混合器216輸出的信號分別連接低通濾波器217和低通濾波 器218。其后，將低通濾波器217的輸出信號和低通濾波器218的輸出信號分別連接抽樣判 決器219和抽樣判決器220,并將抽樣判決器219和抽樣判決器220的輸出信號經并/串器221 變換后，成為基帶信號222輸出。
這樣，帶通濾波器206、放大器207、混合器208、本地振蕩器209完成了下變頻到中
頻信號的過程，模數A/D轉換器211、數控振蕩器2B、 ；r/2移相214、混合器215, 216、
低通濾波器217, 218、抽樣判決器219、 220、并/串器221完成了由中頻信號下變頻到基帶
信號的過程。以上過程完成了下變頻模塊201。
12本發明所迷高性能盲S-LMS-RLS方法首先進行LMS預測濾波202。將基帶信號222 包絡k,)進行切普匹配濾波采樣223,提供采樣信號k附)224。將采樣信號"w) 224分別通 過延遲線1 231、延遲線2 232...延遲線M23M,得到延遲信號r(w-l) 241 、延遲信號r(w-2) 242...延遲信號"m-M) 24M 。將延遲信號"m-l) 241 、延遲信號r(w-2) 242 ...延遲信號 k附-M) 24M送入線性組合器的估計251 、估計2w>0-2) 252…估計 Mw》(ot-M) 25M，經加法器261得到線性組合信號= wh0)~0)。隨后，將采樣信 號r(w) 224進行加運算，經加法器261得到線性組合信號P(w)二wH(w)^(m)進行減運算， 同時送入加法器262,得到預測誤差，即LMS預測濾波信號fo) = "m) - wH(m>M (m) 263 。 最后，由延遲信號r(w-1) 241 、延遲信號r(w-2) 242 ,.,延遲信號r(w-M) 24M和LMS 預測濾波信號F(附)=k附)-wH oyM o) 263共同作為影響因子控制預測權向量遞推公式 w(w + l) = w(m) + 2#*0)rM(m) 264 ,得到更新的權系數vt^ 271)、權系數w; 272…權系數 w二 2"7M 。其中//為預測步長因子，滿足0 < // <1/義，，其中義，為相關矩陣
=+^X,AC A + M-1,H + M-1)的最大特征值，定義及》 =
<formula>formula see original document page 13</formula>預測4又向量初始條件為w(o) = o 。
這樣，切普匹配濾波采樣223;延遲線1231、延遲線2 232…延遲線M 23M ;估計 lw,v(m-1) 251 、估計2w;r(m —2) 252…估計Mw二r(附—M) 25M ;加法器261;加法器262 和預測權向量遞推公式 (附+ 1) = ^(附)+ 2,*0)~(附)264共同構成了 LMS預測模塊202。 至此，高性能盲S-LMS-RLS方法進行RLS碼輔助濾波203。將LMS預測濾波信號 F(附)=K附)_ wH(m)~ (m) 2 63進行加窗存儲281 ,得到加窗LMS預測濾波向量 F(w) = [F("iV + iV —1)…F(WiV)]" 2 82 。 對力。窗 LMS 預測濾波向量 FO) = [F("iV + TV — 1)…F("a0]1 2 82進行比特估計0H(") X") 2 83,得到比特估計信號284。 隨后，由比特估計信號284和由預測權向量遞推控制w(附+1) = w(附)+ 2//T(myM(>) 2 64得 到的預測權向量w經W生成器285得到的^共同作為影響因子控制碼輔助權矢量遞推公式
= + FH (")c(")F("))、 c("+1) =- *(")FH (")c(")] 和
(C(")W^尸y^ + FH(")C(")F("))-)K")FH(")g(") 286,得到碼輔助遞推權矢量g 2 87。其 中，碼輔助遺忘因子滿足0<碼輔助權矢量初始條件為0(0) = 0。最后，對比特估計 信號284取信號實部288，得到用戶信號估計值&"^Re(gH(")F(")) 2 89,式中Re—)表示取
13
及 《信號實部。
這樣，加窗存儲281;比特估計0H(n)F(") 283 ; ^生成器285;碼輔助權矢量遞推控
制 = 、 C(" + 1)^-'[C(")-A:(")FH(")C(")] 和
(C(")^H57^/^ + FH(")C(")F("))— /t(")FH(")0(") 286和取信號實部288共同構成了盲S-LMS-LMS方法的碼輔助濾波模塊203。
圖3描繪高性能盲S-LMS-RLS方法和現存盲S-LMS-LMS方法抑制各類窄帶干擾的性能仿真對比曲線，其中圖3a描繪接收音頻干擾的性能仿真對比曲線，圖3a-1描繪接收單音干擾的性能仿真對比曲線，圖3a-2描繪接收多音干擾的性能仿真對比曲線；圖3b描繪接收數字窄帶干擾的性能仿真對比曲線；圖3c描繪接收自回歸隨機過程的性能仿真對比曲線。選取系統均方誤差均值反映系統對窄帶干擾的抑制性能，定義為
用戶均方誤差均值可以反映干擾抑制濾波后，最終判決前的多用戶解碼信號估計值與真實值的平均均方誤差，還可以體現系統的平均誤碼率。當用戶均方誤差均值遠小于1時，可視為干擾抑制濾波成功，而當其接近l或大于l時，可視為干擾抑制濾波效果較差或失敗。均方誤差均值越小，濾波效果越佳。仿真條件設定為3個CDMA用戶，擴頻碼^ = 63;音頻干擾頻率隨機，數字窄帶干擾的周期與發送信號數據周期比率為4; 二階自回歸隨機過程自回歸系數^=—1.98、 ^=0.9801;步長因子//= 0.00005 ;遺忘因子5-l; DS-CDMA信號與白噪聲功率比，即信噪比SWi 二-15dB、 DS=CDMA信號與窄帶干擾功率比，即信干比譜=-20dB 。
如圖所示，圖3a-1描繪接收單音干擾的性能仿真對比曲線，J 301表示用戶均方誤差均值，"302表示發送信號信息數量。當干擾為單音干擾時，高性能盲S-LMS-RLS方法303較現存盲S-LMS-LMS方法304的用戶均方誤差均值性能具有明顯的優越性。高性能盲S-LMS-RLS方法303經過大約100多個接收信號即可收斂，較現存盲S-LMS-LMS方法304收斂速度快得多，并且隨著接收信號的增多，用戶均方誤差均值持續下降，這是由于RLS算法理論上不存在剩余誤差的緣故。圖3a - 2描繪接收多音干擾-3音千擾的性能仿真對比曲線，■/ 305表示用戶均方誤差均值，"306表示發送信號信息數量。當干擾為多音干擾時，與單音干擾結論相同，高性能盲S-LMS-RLS方法307較現存盲S-LMS-LMS方法308的用戶均方誤差均值性能具有明顯的優越性。
圖3b描繪接收數字窄帶干擾的性能仿真對比曲線，>/ 309表示用戶均方誤差均值，n310表示發送信號信息數量。與音頻干擾相同，當干擾為數字窄帶干擾時，高性能盲S-LMS-RLS方法311經過大約100多個接收信號即可收斂，較現存盲S-LMS-LMS方法312收斂速度快得多，并且隨著接收信號的增多，用戶均方誤差均值持續下降。
圖3c描繪接收自回歸隨機過程的性能仿真對比曲線，./ 313表示用戶均方誤差均值，w 314表示發送信號信息數量。當千擾為自回歸隨機過程時，高性能盲S-LMS-RLS方法315經過大約100多個接收信號即可收斂，較現存盲S-LMS-LMS方法316收斂速度快得多，并且隨著接收信號的增多，用戶均方誤差均值持續下降。這也證明了對于各類窄帶干擾，高性能盲S-LMS-RLS方法較盲S-LMS-LMS方法在收斂速度和均方誤差均值方面均具有顯著優勢。
圖4是方法的流程圖。在步驟401中，將無線通信信號205下變頻到中頻信號210。在步驟402中，首先使用模數A/D轉換器211將中頻信號210數字化為數字信號，其后進行QPSK解調輸出基帶信號222。在步驟403中，將基帶信號222通過切普匹配濾波采樣器223得到采樣信號r(w) 224 。在步驟404中，對預測權向量和碼輔助權矢量進行初始化處理，w(O) = 0 ， g(O) = 0 。
在步驟405 中，對LMS預測權向量迭代處理，F(w) = —f(w) = r(w) —wH(myM(w) 、 w( 7 + l) = w(w) + 2,'0) 0)。在步驟406中，啦支附=附+ 1的處理。在步-驟407中，判斷m是否大于"W, iV為擴頻增益。如果不是，如自407發出的返回箭頭所指示的那樣。如果是，在步驟408中，對LMS預測濾波信號
= - h;H O) 263 進行加窗存儲281 ,得到加窗LMS預測濾波向量F(w) = [F(>W + iV-1)…F("A0]1 282。在步驟409中，對RLS碼輔助權矢量迭代處理，
= (C(")F("))/^ + FH 、C(" +1)=廣— *(")FH 、
(C(")WfSP)/^ + fh(")C(")f("))—)MX^h(")Q(")。在步驟410中'做"="+ 1的處理。在步驟411中，判斷n是否大于發送信號信息總數，如果是，結束流程，如果不是，如自411發出的返回箭頭所指示的那^=羊。
1權利要求
1、一種抑制擴頻系統窄帶干擾的高性能預測碼輔助方法，其特征在于(1)接收無線通信信號；(2)將所述無線通信信號下變頻到中頻信號；(3)數字化所述中頻信號，提供數字信號；(4)將所述數字信號解調，提供基帶信號；(5)將所述基帶信號包絡r(t)通過切普匹配濾波提供采樣信號r(m)；(6)將所述采樣信號r(m)進行高性能濾波。
2、 如權利要求1所述的抑制擴頻系統窄帶干擾的高性能預測碼輔助方法，其特征在于 所述的無線通信信號包括DS-CDMA信號、白噪聲和窄帶千擾，其中DS-CDMA信號擴頻碼 選取短碼，短碼碼長WS63;窄帶千擾包括音頻干擾、數字窄帶干擾或自回歸隨機過程中的 一類。
3、 如權利要求1或2所述的抑制擴頻系統窄帶干擾的高性能預測碼輔助方法，其特征 在于所述的高性能濾波采取串行-最小均方預測_遞歸最小二乘碼輔助方法，包括如下步 驟步驟1: LMS預測濾波首先對所述采樣信號r(附)進行LMS預測濾波，設預測濾波階數為M，則M維預測4又 向量更新公式為w(m + l) = iv(m) + 2/zP(m)rw(m) 其中預測誤差，即LMS預測濾波信號為= r(附)—f(m) = _ h"h (m)/*M (aw) 式中~(一 = &0"-1)…Kw-M)]t為濾波器輸入向量、//為預測步長因子； 步驟2: RLS碼輔助濾波將所述LMS預測濾波信號在處理時間["7;,(" +1)7;]內加窗以提取LMS預測濾波向量F(n) = + 1)…F("iV)r ,對所述LMS預測濾波向量進行RLS碼輔助濾波，RLS濾 波矢量A, C, 0的更新^^式為"FH(")C(")F(") + l) = g(") + A(")eH(X)c(w+1) = [c(") - yK")FH式中e(n^6O)-0H(") X")為誤差向量，其中= ,(")f為用戶比特向量，fe(m)lI二為信號流(i或-l); ^為遺忘因子； 將e(n)和ft(")帶入權向量更新公式2("),得到5 + f H(")C(w)r(")將式中F(n)進行分解 <formula>formula see original document page 3</formula>式中P:^吸(V^…7^)為信號功率對角陣，《為信號功率，其中K為CDMA用戶數目； 5" = [s。.為CDMA擴頻碼矩陣，其中& =■ .cM]T/W為擴頻碼向量， {&，， / = 0,...,iV-1}為直接序列擴頻碼、即l或-1, W為擴頻增益；定義^w為S的1 M行， l-iV列，同時定義 <formula>formula see original document page 3</formula> <formula>formula see original document page 3</formula> 利用￡>(")AT0)}=/,五&("-1)AT(m)^0，得到 進而得到無需訓練序列的盲S-LMS-RLS方法的碼輔助權矢量遞推公式 <formula>formula see original document page 3</formula>
4、如權利要求3所述的抑制擴頻系統窄帶干擾的高性能預測碼輔助方法，其特征在于預測步長因子滿足o<//<i//imax , 其中；i讓為相關矩陣及^^+!L及2C:"M一H"M —"的最大特征值，定義ACAr及,, 尺'及-.l =五P("yH(")}, / (") = [k"w+w—i)...k"AoF;碼輔助遺忘因子滿足o < " i 。
5、 如權利要求3所述的抑制擴頻系統窄帶干擾的高性能預測碼輔助方法，其特征在于 預測權向量和高性能盲S-LMS-RLS方法的碼輔助權矢量初始條件分別為w(O) = 0和 鵬=0。
6、 如權利要求4所述的抑制擴頻系統窄帶干擾的高性能預測碼輔助方法，其特征在于預測權向量和高性能盲S-LMS-RLS方法的碼輔助權矢量初始條件分別為w(O) = 0和 ,=0。
全文摘要
本發明提供的是一種抑制擴頻系統窄帶干擾的高性能預測碼輔助方法。接收無線通信信號；將所述無線通信信號下變頻到中頻信號；數字化所述中頻信號，提供數字信號；將所述數字信號解調，提供基帶信號；將所述基帶信號包絡r(t)通過切普匹配濾波提供采樣信號r(m)；將所述采樣信號r(m)進行高性能濾波。本發明將傳統盲S-LMS-LMS方法中的LMS碼輔助模塊更換為RLS碼輔助模塊以提供高性能盲S-LMS-RLS方法，盲S-LMS-RLS方法在收斂速度和穩態均方誤差均值方面均實現了對窄帶干擾進行抑制的高性能處理。
文檔編號H04L25/02GK101515911SQ200910071730
公開日2009年8月26日 申請日期2009年4月8日 優先權日2009年4月8日
發明者于志明, 劉國安, 盧滿宏, 殷復蓮, 郭黎利 申請人:哈爾濱工程大學