專利名稱：基于相位旋轉的訓練序列的i/q失配估計和補償方法
技術領域：
本發明屬于超寬帶無線通信技術領域，具體涉及一種基于相位旋轉的訓練序列的I/Q失配估計和補償方法，該方法能顯著提高多帶正交頻分復用超寬帶系統(MB-OFDM UWB)的誤碼率性能。
背景技術：
超寬帶(Ultra-Wide Band，UWB)技術作為一種極具潛力的高速、短距離無線傳輸技術，近些年在學術界和工業界都引起了極大的關注。結合多帶正交頻分復用(MB-OFDM)技術，多帶正交頻分復用超寬帶系統(MB-OFDM UWB)能有效地抵抗多徑衰落和各種窄帶干擾(Narrow-Band Interference，NBI)，在無線手持設備、個人電腦和外圍設備及家庭消費電子類產品等領域有較廣的應用前景。2005年，MB-OFDM被WiMedia聯盟確定為超寬帶系統的物理層協議ECMA-368。
直接變頻接收機(Direct Conversion Receiver，DCR)具有結構簡單、易于集成的優點，被廣泛應用于各種無線通信系統中。但是這種接收機結構較傳統的超外差接收機(Heterodyne Receiver)結構易受到I/Q失配的影響。基于MB-OFDM技術的收發機需要幅度相等、相位正交的I/Q兩路分支信號，任何幅度或相位的不匹配體現為I/Q失配。由于芯片工藝存在的固有偏差，接收機I/Q失配現象普遍存在。UWB系統頻帶很寬，導致I/Q失配由兩部分組成第一部分是頻率無關性失配。它由收發機的本地晶振信號失配產生，表現為I/Q兩路本地晶振信號幅度和正交相位的失配。第二部分是頻率相關性失配，主要由收發機I/Q兩路元件的頻率響應失配產生。I/Q失配引入理想信號的鏡像頻率干擾。在接收端如不進行I/Q失配估計和有效補償，將嚴重影響系統性能，甚至產生誤差基底，這種現象在高階星座映射中尤其明顯。
目前，國內針對I/Q失配的研究成果很少，國外大部分研究也只針對窄帶系統中的I/Q失配現象。寬帶系統中的I/Q失配估計和補償方法既是當前學術界的熱門話題，也是工業界亟需解決的實際問題。針對MB-OFDM系統中I/Q失配的特點，鏡像頻率干擾在經歷頻率選擇性衰落信道后成為理想信號的分集信息。傳統的I/Q失配估計和補償方法忽略了這部分分集信息，因此未能實現系統性能的最優。而利用二階統計信息的盲估計算法，復雜度較高，不利于低功耗、低成本芯片實現。利用I/Q失配引入的分集信息可以提升性能，但如果I/Q失配參數估計的精度不夠，分集增益不明顯。
發明內容
本發明的目的在于提供一種能提升I/Q失配參數估計的準確度，提高多帶正交頻率分復用超寬帶系統誤碼率性能的I/Q失配估計和補償方法。
本發明提出的基于相位旋轉的訓練序列的I/Q失配估計方法，只需要使用4個訓練序列，不僅能有效地補償I/Q失配干擾，而且還可以得到I/Q失配過程自有的分集信息，從而獲得額外的分集增益。本方法采用了相位旋轉的訓練序列，故稱為基于相位旋轉的訓練序列的I/Q失配估計和補償方法。
本發明中，用黑斜體表示矩陣和列向量，
表示卷積運算，()*表示共軛運算，()T表示轉置運算，F{}表示傅里葉變換，F-1{}表示反傅立葉變換，E{}表示數學期望，頻域信號X(n)的鏡像信號表示為X(-n)。時域信號用小寫字母表示，頻域信號用大寫字母表示。
寬帶系統的I/Q失配模型如圖1所示，其中r(t)為接收機輸入信號，z′I(t)為引入I/Q失配后I支路分量，z′Q(t)為引入I/Q失配后Q支路分量。HNOM(f)為歸一化低通濾波器的頻率響應，HLPF，I(f)和HLPF，Q(f)分別是I/Q兩支路頻率響應。綜合兩部分頻響特性不同的I/Q失配干擾，引入I/Q失配后信號可以表示為(1)式。
H(f)＝F{h(t)}(4) 其中，g1(t)和g2(t)為中間變量，z(t)為發送端基帶信號，h(t)為信道沖擊響應。
MB-OFDM UWB系統中一個OFDM符號內子載波數目N為128，其訓練序列采用QPSK星座映射(如圖2a所示)。
在ECMA-368中，直流子載波和第65號子載波未被用于數據傳輸。為方便表示，本發明中忽略這兩個子載波，將訓練序列分為各63子載波的兩部分P1(k)和P2(k)， Prmb＝[P1(k)，P2(k)]T，1≤k≤63(5) P1(k)和P2(k)均為復數。在極坐標下，P1(k)和P2(k)可以分別表示如下 其中L(k)為復數模，α(k)為復數俯角。由于訓練序列為QPSK星座映射，設L(k)＝1， 對原有星座點加以適當相位旋轉，可以在不影響星座符號總能量的基礎上，重新分配實部和虛部能量(圖2b)。在估計算法中利用能量較高部分的信息可顯著提升系統性能。對原有訓練序列分別附加相位旋轉θi，其中i為訓練序列標號，并且1≤i≤4 則經過附加相位旋轉的4個新訓練序列分別為 下面分析原有訓練序列用于估計I/Q失配參數的信號信噪比(Signal to Noise Ratio，SNR)。不失一般性，設對訓練序列能量歸一化， 由于Prmb中實部和虛部能量相同，用其中任意部分估計失配參數都具有相同的SNR。如果假設信道的高斯白噪聲能量為σ2，則用于估計信息的信噪比為 類似的，分析附加相位旋轉的訓練序列中信號的SNR。取基于相位旋轉的訓練序列Prmb1， 其中D為中間變量，由于I/Q失配的鏡像對稱特性，可用2個訓練序列，分別使用能量較高部分估計失配參數。在Prmb1中，使用虛部作為估計信號。則用于估計I/Q失配參數的信號信噪比為 容易推出，相比ECMA-368提出的訓練序列，附加相位旋轉的訓練序列可以提升的信噪比G為 圖3給出上式中附加相位旋轉量與SNR提升量的關系。從圖中可以看出，當D較大時，G＝3dB。在本發明實施例中，對原有ECMA-368中訓練序列相位旋轉 下面介紹I/Q失配估計和補償算法的具體實現步驟。
對(1)式兩邊取共軛，并寫成矩陣形式，則得到UWB系統I/Q失配模型， 與(5)式中將Prmb拆分為P1(k)，P2(k)類似，將G1(l)和G2(l)改寫為， 將(7a)～(7d)式及(12)式代入(11)式，則引入信道衰落和I/Q失配后的Prmbi為Ti＝(Ti，I，Ti，2)T。其中i為訓練序列標號，并且1≤i≤4。
為簡化表達，我們略去子載波標號k，并用L表示L(k)，L′表示L(-k)。注意到α(k)與θ的取值范圍，存在下列數學關系， sin(α(k)+θ)＝cos(α(k)-θ) cos(α(k)+θ)＝sin(α(k)-θ) (14) sin(α(-k)+θ)＝cos(α(-k)-θ) cos(α(-k)+θ)＝sin(α(-k)-θ) 設中間變量β＝α(k)+θ，γ＝α(-k)+θ，則當i＝1，2時，(13)式可以表示為， T1，1＝L[cos(β)G1，1+sin(β)G2，1] (15a) +Lj[sin(β)G1，1+cos(β)G2，1] T2，1＝L[-cos(β)G1，1+sin(β)G2，1] (15b) +Lj[sin(β)G1，1-cos(β)G2，1] T1，2＝L′[sin(γ)G1，2-cos(γ)G2，2] (15c) +L′j[cos(γ)G1，2-sin(γ)G2，2] T2，2＝L′[sin(γ)G1，2+cos(γ)G2，2] (15d) +L′j[-cos(γ)G1，2-sin(γ)G2，2] 聯合(15a)式～(15d)式，定義中間變量J1，J2， J1＝2Lsin(β)(G2，1+jG1，1)(16a) J2＝2L′sin(γ)(G1，2-jG2，2)(16b) 同理，引入信道衰落和I/Q失配后的Prmb3、Prmb4分別為J3，J4， J3＝2Lsin(β)(G1，1+jG2，1)(16c) J4＝2L′sin(γ)(-G2，2+jG1，2) (16d) 聯合(16a)式～(16d)式，可以解得， 其中，L、L′、β和γ為已知。因此，估計出的I/Q失配參數
為， 將(17a)～(17d)式及(18)式代入(11)式，在接收端聯合
對數據進行補償， 總結整個算法實現過程首先在
范圍內確定相位旋轉角度θ，根據θ和ECMA-368原有訓練序列確定四個相位旋轉的訓練序列。在接收機中，經歷過I/Q失配影響的訓練序列可以表示為(15)式所示T1，1～T2，2。然后根據(16)式計算出中間變量J1～J4，則最終的I/Q失配參數
可以通過將J1～J4帶入(17)式中計算得出。聯合接收到數據和估計出的I/Q失配參數，利用(19)式可以完成失配均衡。
本發明針對原有ECMA-368訓練序列附加一定的相位旋轉，生成四個彼此關聯的新訓練序列，通過四個訓練序列中能量較大部分作為估計信息，使得原有ECMA-368訓練序列可以用于頻域的I/Q失配估計，而且提高了用于估計I/Q失配參數信息的信噪比，提升了I/Q失配參數和信道響應的估計精度和系統性能。
圖1寬帶系統中的正交接收機的I/Q失配模型。其中，r(t)為接收機輸入信號，z′I(t)為引入I/Q失配后I支路分量，z′Q(t)為引入I/Q失配后Q支路分量。HNOM(f)為歸一化低通濾波器的頻率響應，HLPF，I(f)和HLPF，Q(f)分別是I/Q兩支路頻率響應。
圖2QPSK星座映射。(a)ECMA-368QPSK星座映射(b)相位旋轉的QPSK星座映射。θ為附加相位旋轉。在本發明中， 圖3附加相位旋轉量與SNR提升量關系。
圖4I/Q失配估計算法流程。
具體實施例方式 確定相位旋轉角度則根據θi＝[θ，π/2-θ.-θ，-π/2+θ]，可以計算出四個訓練序列的相位旋轉角度分別為基于ECMA-368原有訓練序列和相位旋轉角度θi，i＝1，2，3，4，可以生成基于相位旋轉的訓練序列Prmb1～Prmb4，并使用Prmb1～Prmb4作為幀頭信息中的信道估計序列通過發射機發送出去。
在接收端，訓練序列Prmb1和Prmb2經歷過I/Q失配影響后可以如(15)式所示表示為T1，1，T1，2，T2，1，T2，2。然后根據(16)式計算出中間變量J1和J2。同理對訓練序列Prmb3和Prmb4可以計算得中間變量J3和J4。則最終的I/Q失配參數
可以通過將J1～J4帶入(17)式中計算得出。最后，聯合接收到數據和估計出的I/Q失配參數，利用(19)式完成失配均衡。
權利要求
1.一種基于相位旋轉的訓練序列的I/Q失配估計和補償方法，用黑斜體表示矩陣和列向量，
表示卷積運算，()*表示共軛運算，()T表示轉置運算，F{}表示傅里葉變換，F-1{}表示反傅立葉變換，E{}表示數學期望，頻域信號X(n)的鏡像信號表示為X(-n)；時域信號用小寫字母表示，頻域信號用大寫字母表示；
在寬帶系統的I/Q失配模型中，設r(t)為接收機輸入信號，z′I(t)為引入I/Q失配后I支路分量，z′Q(t)為引入I/Q失配后Q支路分量；HNOM(f)為歸一化低通濾波器的頻率響應，HLPF，I(f)和HLPF，Q(f)分別是I/Q兩支路頻率響應；綜合兩部分頻響特性不同的I/Q失配干擾，引入I/Q失配后信號表示為(1)式；
H(f)＝F{h(t)} (4)
其中，g1(t)和g2(t)為中間變量，z(t)為發送端基帶信號，h(t)為信道沖擊響應；
MB-OFDM UWB系統中一個OFDM符號內子載波數目N為128，其訓練序列采用QPSK星座映射；
在ECMA-368中，將訓練序列分為各63子載波的兩部分P1(k)和P2(k)
Prmb＝[P1(k)，P2(k)]T，1≤k≤63(5)
P1(k)和P2(k)均為復數；在極坐標下，P1(k)和P2(k)分別表示為，
其中L(k)為復數模，α(k)為復數復角；由于訓練序列為QPSK星座映射，設L(k)＝1，其特征在于
對原有訓練序列分別附加相位旋轉θi，θi＝[θ，π/2-θ.-θ，-π/2+θ]，其中i為訓練序列標號，并且1≤i≤4；
經過附加相位旋轉的4個新訓練序列分別為
對(1)式兩邊取共軛，并寫成矩陣形式，則得到UWB系統I/Q失配模型
與(5)式中將Prmb拆分為P1(k)，P2(k)類似，將G1(l)和G2(l)改寫為
將(7a)～(7d)式及(12)式代入(11)式，則引入信道衰落和I/Q失配后的Prmbi為Ti＝(Ti，1，Ti，2)T；其中i為訓練序列標號，并且1≤i≤4；
為簡化表達，略去子載波標號k，并用L表示L(k)，L′表示L(-k)；注意到α(k)與θ的取值范圍，存在下列數學關系
sin(α(k)+θ)＝cos(α(k)-θ)
cos(α(k)+θ)＝sin(α(k)-θ)
(14)
sin(α(-k)+θ)＝cos(α(-k)-θ)
cos(α(-k)+θ)＝sin(α(-k)-θ)
設中間變量β＝α(k)+θ，γ＝α(-k)+θ，則當i＝1，2時，(13)式表示為
T1，1＝L[cos(β)G1，1+sin(β)G2，1]
(15a)
+Lj[sin(β)G1，1+cos(β)G2，1]
T2，1＝L[-cos(β)G1，1+sin(β)G2，1]
(15b)
+Lj[sin(β)G1，1-cos(β)G2，1]
T1，2＝L′[sin(γ)G1，2-cos(γ)G2，2]
(15c)
+L′j[cos(γ)G1，2-sin(γ)G2，2]
T2，2＝L′[sin(γ)G1，2+cos(γ)G2，2]
(15d)
+L′j[-cos(γ)G1，2-sin(γ)G2，2]
聯合(15a)式～(15d)式，定義中間變量J1，J2
J1＝2Lsin(β)(G2，1+jG1，1) (16a)
J2＝2L′sin(γ)(G1，2-jG2，2) (16b)
同理，引入信道衰落和I/Q失配后的Prmb3、Prmb4分別為J3，J4
J3＝2Lsin(β)(G1，1+jG2，1) (16c)
J4＝2L′sin(γ)(-G2，2+jG1，2) (16d)
聯合(16a)式～(16d)式，解得
其中，L、L′、β和γ為已知；因此，估計出的I/Q失配參數
為
將(17a)～(17d)式及(18)式代入(11)式，在接收端聯合
對數據進行補償
全文摘要
本發明屬于超寬帶無線通信技術領域，具體為一種基于相位旋轉的訓練序列的I/Q失配估計和補償方法。本發明針對原有ECMA-368訓練序列附加一定的相位旋轉，生成四個彼此關聯的新訓練序列，通過四個訓練序列中能量較大部分作為估計信息，使得原有ECMA-368訓練序列可以用于頻域的I/Q失配估計，而且提高了用于估計I/Q失配參數信息的信噪比，使得I/Q失配補償算法獲得完整的分集增益，從而顯著提高多帶正交頻分復用超寬帶系統的誤碼率性能。
文檔編號H04L27/26GK101562591SQ20091005101
公開日2009年10月21日 申請日期2009年5月12日 優先權日2009年5月12日
發明者任俊彥, 軍 周, 巍 李, 凡 葉, 亮 劉, 彧 聶, 歐陽淦, 蘇文艷, 寧 李, 俊 許 申請人:復旦大學