專利名稱：Wcdma下行信道參數估計方法
技術領域：
本發明涉及移動通信中的下行信道參數估計方法，尤其涉及在高速移動環境下準確地估 計下行信道參數的方法。
背景技術：
HSDPA是3GPP Release 5提出的一種增強方案，同時適用于WCDMA和TD-SCDMA系統。 自2005年以來，HSDPA成為全球通信行業出現頻率最高，最受通信行業各界人士關注的焦點。 從底層來看，HSDPA主要是引入了自適應調制編碼(ACM)和混合自動重傳(H-ARQ)技術來 增加數據的吞吐量。但無論是AMC還是H-ARQ，都是建立在對信道質量估計的基礎上。信道 質量通過信道參數體現，所謂的信道參數就是指從發送天線到接收天線之間的無線信道的時 間響應或頻率響應，其中的頻域響應就是時域沖激響應的傅里葉變換，或對于離散信道而言， 就是沖激響應的DFT。信道估計的任務就是根據接收到的經信道影響在幅度和相位上產生了 畸變并疊加了白高斯白噪聲的接收序列來準確辨識出信道的時域或頻域傳輸特性，對于WCDMA
系統而言，就是要估計出每個符號k時刻的時域響應值&。
在高速移動環境下，信道的估計和預測顯得尤為困難，這是因為移動信道是不斷變化的， 信道測量報告不可避免地存在延時，使得某一時刻的信道質量報告只體現較長時間之前的信 道狀況，不能反映實時的信道質量。相比慢變或時不變信道，現有技術在對快變信道估計的 問題上，仍未給出一種行之有效的方法在不降低通信效率的同時滿足估計的準確性。因此絕 大多數3G系統在用戶的高速移動時都是以降低通信效率或數據傳輸速率作為代價來對抗快 時變信道所產生影響，導致無線通信系統的傳輸效率大大下降，無法提供相當于對低速或靜 態用戶時的服務質量。例如3G對小范圍靜態用戶業務速率可達2Mbps，但當用戶在室外以 250km/h移動時，業務速率將被迫降低至144kbps。(彭木根，王文博等，《TD-SCDMA移動通 信系統》，機械工業出版社，2006年)
國內外文獻針對WCDMA下行信道估計的研究，大部分集中在WCDMA下行專用物理信道 (DPCH)上采用時分導頻方式，即專用導頻符號與數據符號時分復用(Channel Estimation Using Fast FBM Algorithm for WCDMA， Jidong Dong, Si dan Du*， Duntang Gao, IEEE 6th CAS Symp. on Emerging Technologing:Mobile and Wireless Comm, 2004)。該通信協議中，下行專用物理信道的每個時隙中在一定數目的數據符號之后放置若干個導頻符號，經擴頻之后形 成如圖1所示的幀結構。接收方根據導頻符號算出導頻符號時刻的信道參數，然后進行插值 (例如線性內插)等現有方法估算數據符號時刻的信道參數(《WCDMA系統中基于多普勒頻 移估計的信道估計方法》，謝波，朱世華，胡剛，通信學報，2003年5月)。其主要的缺點 是，由于數據段按照協議規定占用了較長的時段，該數據段兩旁的兩個導頻符號之間的時間 間隔就比較長，而在高速移動環境下信道變化劇烈，如果采用相隔較遠的兩個導頻符號算出 的信道參數來估算中間數據段各個符號時刻的信道參數，將不可避免地存在相當大的誤差，— 數據符號距離其臨近的導頻符號越遠，對該數據符號時刻信道參數估計的誤差就越大。可見 這種方法不能及時跟蹤快時變信道的變化。
利用在公共導頻信道上的導頻符號去估計下行信道則可以實時跟蹤時變信道變化。公共 導頻信道是WCDMA系統的一個下行信道，公共導頻信道的幀結構如圖2所示，其上的公共導 頻信號兼具輔助信道估計、幀同步以及作為其他下行信道的默認相位基準等功能，用于信道 估計的連續導頻符號需要使用公共導頻信道中的所有導頻符號資源(《DS-CDMA系統中連續導 頻模式下最優信道估計方法》，楊馨，尤肖虎，電子學報，2004年10月)，這種方法顯然將 導致公共導頻信道資源緊張。而且發送連續的導頻符號占用了帶寬并造成功率冗余， 一方面 提高公共導頻信道的發射功率可提高參數估計的精確度，但它同時增加了冗余度，而且高功 率的導頻信道會對數據信道是構成強多址干擾；另一方面，若降低公共導頻信道的功率又會 導致信道參數估計不準確。
發明內容
本發明將給出WCDMA下行信道參數估計方法，其在不降低通信效率的前提下比較準確地 估計高速移動環境下的信道參數，且占用信道資源較少。
本發明給出WCDMA下行信道參數估計方法，其特征是步驟包括
在發送端的公共導頻信道上，把多個特定導頻符號放入信道時隙中，使得相鄰兩個特定 導頻符號相距N個導頻符號； ，
在接收端的公共導頻信道上，根據上述特定導頻符號算出特定導頻符號時刻的信道參 數，然后根據己算出的相鄰兩個特定導頻符號時刻的信道參數估算這兩個特定導頻符號之間 的其它導頻符號時刻的信道參數；
其中，N是大于l的自然數，且根據下行信道狀況來選取以滿足對下行信道參數估計精 確度的要求。本發明中，因為特定導頻符號時刻的信道參數根據該時刻的特定導頻符號算出，所以其 估計將是精確的。而相鄰兩個特定導頻符號相距N個導頻符號，即每相鄰的兩個特定導頻符 號之間有N-l個連續的其它導頻符號，這N-1個其它導頻符號時刻的信道參數根據已算出的
臨近的兩個特定導頻符號時刻的信道參數來估算，因此其它導頻符號時刻信道參數估計的精
確度將依賴于N的取值N取值越小，精確度越高；N取值越大，誤差越大，但所占用的公共 導頻信道資源越少。技術人員可以根據下行信道狀況來選取合適的N值，在滿足下行信道參
數估計精確度要求的前提下，盡量少地占用公共導頻信道資源。與背景技術中使用公共導頻 信道中所有導頻符號的方法相比，本發明需占用的公共導頻信道資源較少，產生的功率冗余
也比較低，對數據信道的干擾就比較少。與背景技術中在下行專用物理信道(DPCH)上采用
導頻符號和數據符號時分復用的方法相比，本發明中特定導頻符號分布均勻，相鄰兩個特定 導頻符號之間的其它導頻符號距離其臨近的特定導頻符號不會太遠，所以其它導頻符號時刻 信道參數估計的精確度比較高，適用于高速移動環境下的信道參數估計。
圖1是下行專用物理信道幀結構圖。
圖2是公共導頻信道幀結構圖。
圖3是本發明以導頻符號表示的公共導頻信道幀結構圖。
圖4是本發明公共導頻信道幀結構局部導頻符號排列示意圖。
圖5是信道參數估計均方誤差MSE曲線圖。
圖6是信道參數估計均方誤差MSE曲線圖。
圖7是信道參數估計均方誤差MSE曲線圖。
具體實施例方式
本實施例主要介紹一種利用公共導頻信道上的特定導頻符號估計WCDMA下行信道的算 法，并且對算法進行優化，與背景技術所述的現有算法相比具有更低的算法復雜度和更小的 均方誤差。
WCDMA公共導頻信道中的所有符號均為導頻符號。發送端在如圖2所示的WCDMA公共導 頻信道上，把多個特定導頻符號P2放入信道時隙中，使得相鄰兩個特定導頻符號P2相距N 個導頻符號，即每相鄰的兩個特定導頻符號P2之間有N-1個連續的其它導頻符號P1，其幀 結構如圖3所示。下文詳述接收端的分析和估算過程。一、通用表達式
設有一個M個用戶的WCDMA系統，用《[Z']表示第j個用戶在第i個符號時刻的發送符號
值，假設各符號是彼此獨立的，且均勻分布為-1和+1。定義一個p維變量^[/]表示第j個 用戶在第i個符號時刻的擴頻碼序列，其中的p為擴頻因子。假設信道是線性時變的。根據 文獻資料可知，可以用一個有限長沖激響應濾波器來表示離散信道模型，即把發送濾波器、 物理信道、接收濾波器和信號采樣的作用結合在一起表示。因此，本發明中我們用一個含有
、"f
喊畺W]屮"(。)A、'W".A,'.(丄一1)」
，代表一個多徑衰落信道在第
水
L個元素的變量
用戶第i個符號時刻的離散時間響應序列。為了簡化分析，假定以碼片速率對信號進行采樣。 由于無線信道存在多徑效應，使得同一用戶同一符號時刻的信號在每條路徑上的時延各
不相同，這里我們定義e^(^為第j個用戶數據在多徑信道上延遲m個碼片的擴頻碼序列，設
用戶j在某一符號時刻的擴頻碼序列1
c^[c;(o) 。(1) ... c々老
，則有
c(m)=
0,0,…0 ,C) (0) ,C) (1) ,q (; -1 - w)
(1)
對q("")進行單位化，得l
根據無線信道模型理論(JohnG. Proakis and Masound Salehi. Communication Systems Engineering. Second Edition. Beijing: Publishing House of Electronics Industry,
2004.)，接收信號"(")可以表示為發送信號"")與時變信道沖激響應的巻積加上高斯白噪 聲，表示為
則第j'個用戶在第,個符號時刻第附徑的接收信號""("^從數學公式上可以表示為
~ (附)0、,(附)+ 、,(附) (3)
其中。'J—為第/個用戶在第/個符號時刻第附徑的發送信號，^，'(—為第y個用戶在第z'個符號時刻第m徑的信道參數，、["為第_/個用戶在第z'個符號時刻第m徑的 高斯白噪聲
又因、'(附)是由^[z-]擴頻得到的，所以[z.]C，) (4) 考慮到WCDMA系統有M個用戶且多徑數目為丄，合并之后由(3)、 (4)式可得接收端 的信號，簡化表示為.-
<formula>formula see original document page 7</formula> (6)
表示p維加性高斯白噪聲采樣信號，假定噪聲序列有零均值，協方差矩陣為"2^，其中 ^表示含有p*p個元素的驗證矩陣，進一步假定噪聲序列與發送數據序列和信道參數是不相
關的。不失一般性地，我們可以把WCDMA系統中的公共導頻信道標記為第1個用戶，即」=1。
二、求特定導頻符號P2時刻的信道參數
為了克服多經效應帶來的誤差，本實施例對信道各徑經不同延遲的擴頻碼進行正交化來 求其對應的正交向量，下文詳述。
各徑擴頻碼C")必然對應存在一個正交化參量1^ ，使得滿足<formula>formula see original document page 7</formula>， 其中附,"=0,1..丄-1,m^"。再使用施密特正交化的方法求出r"，下面以多徑數b3的情況 為例來介紹這種正交化的過程。
先由C'(。)， Ci("， C'(2)計算中間變量H， ,2<formula>formula see original document page 7</formula>
得與c )對應的正交化參量<formula>formula see original document page 8</formula>
同理，可求得c'(1)， c"對應的正交化參量^， ^。上述正交化的方法同樣可以用于信
道多徑數目Z^3的情況。
本實施例中，設公共導頻信道的一個時隙包含2560個碼片，以擴頻因子口=32計算，一 個時隙就包含80個導頻符號，這里我們以2561個連續導頻符號為研究對象。公共導頻信道
標記為第1個用戶即7 =1 ，那么第z'個符號時刻第w個的信道參數為 ^"w)-,[/]^(/Fm ， w-0，l…丄-l， / =1,2,3...2561 (10)
三、估算其它導頻符號P1時刻的信道參數 本例采用線性內插法
如圖4所示，兩個相鄰特定導頻符號P2相距N個導頻符號Pl，分別記為第i個和第z' +1
個特定導頻符號P2，則第1個特定導頻符號？2對應的符號下標為^!"(/-1) + 1，第z'+l個特 定導頻符號P2下標為^ " +1 ，這兩個特定導頻符號p2時刻的信道參數為
、w"+D(附)"'[(W "十1)K(W " (12) 所以第k個其它導頻符號時刻的第m徑信道參數(此處指位于第i個和第Z +1個特定導 頻符號P2之間其它導頻符號)的為
<formula>formula see original document page 8</formula> (13) 三、平滑噪聲
為了平滑高斯白噪聲，現有技術中采用時間序列理論中的指數平滑方法，而本實施例采
用遞歸線性平滑算法
<formula>formula see original document page 8</formula>(Ji-Woong choi and Yong-hwan Lee, Adaptive channel estimation in DS-CDMA downlink systems, School of Electrical Engineering and INMC， Seonl National University:
Korea.)。其 中〃 為平滑系數，0《"^1 ，且通常取接近于i的正數。
在上式中代入^^)^^'Kd，即
,.) = —, (m) + (1 — [z, K (/ F加) (工5)
本實施例用遞歸線性平滑算法平滑噪聲，該實施例中采用的遞歸線性平滑算法比傳統的 多符號時隙加權平均(WMSA)的平滑算法(《基于多普勒頻偏估計的自適應麗SA信道估計》， 華驚宇，盛彬，孟慶民，尤肖虎，應用科學學報，2005年)更適合于高速移動環境下的信道 估計。本實施例的算法采用只在彼此相鄰兩個符號時刻間估計出的信道參數進行遞歸線性求 和運算，每次平滑運算只占用相鄰兩個符號的時間長度，可以較好地跟蹤快時變信道的變化。 通過實驗仿真表明該算法在高速移動環境下用于平滑快時變信道參數時，運算復雜度較小， 平滑效果顯著，信道參數估計的均方誤差MSE下降顯著。
實驗仿真和結果
通過在MATLAB平臺上做該算法仿真實驗 碼片速率；4. 096Mbps 擴頻碼字OVSF碼 特定導頻符號P插入間隔:N40
符號序列長度擴頻因子取32時，每個時隙含有80個符號，這里我們以32個時隙即 2560個符號為研究對象，這里為估計方便取2561個符號 調制方式QPSK 載波頻率2GHz
最大多普勒頻率fm: 100ife^A^6G0/fe 信道模型Jake信道模型，信道階數取6
信道參數平滑系數"=Q-95 實施步驟
(1)我們先隨機產生257個特定導頻符號P2，然后以10個符號為間隔放入到公共導頻 信道上原有的導頻信號P1中去，如圖3所示。(2) 將步驟(1)中產生的信號經過QPSK調制和擴頻，發送至無線信道中。這里擴頻 碼采用的是32位正交碼(0VSF碼)，信道采用Jake信道模型。
(3) 接收端采用Rake接收模型，接收信號如公式(5)所示。
(4) 將信道各徑經不同碼片延遲后的擴頻碼e^("")通過公式(7)， (8)， (9)進行施密特 正交化，求出各徑擴頻碼對應的正交化參量。
(5) 通過公式(10)估計出特定導頻符號時刻的信道參數，然后經線性內插估計出其 他導頻符號時刻的信道參數，如公式(13)所示的線性內插公式。
(6) 對估計出的全部信道參數進行遞歸線性平滑，如公式(14)、公式(15)所示。
圖5是在最大多普勒頻率fm取不同值的情況下，采用該發明的算法估計信道參數的均 方誤差MSE曲線比較圖。其中導頻符號比特速率為256kbps，當fm分別取200Hz， 400Hz， 600Hz 時，對應一個多普勒周期內包含的導頻符號數分別為640， 320， 213。由圖可見，最大多普 勒頻率fm越大，相同導頻符號速率的情況下， 一個多普勒周期內包含的導頻符號數越少，信 道估計的均方誤差也就越大。但是，^在1()()/^^^《6()()/^變化時，信道估計的均方誤差
在一定的范圍內變化不大，總體性能較好。說明該算法也適用于快時變的信道估計。
圖6是當特定導頻符號P插入間隔N取不同值時，采用該發明的算法估計信道參數的均 方誤差MSE曲線比較圖。圖中，N分別取10， 20， 40，可見信道估計的均方誤差變化較大，N 值越大MSE越大，N值越小MSE越小。如果我們取的N值太大，可能造成信道參數的均方誤 差MSE太大不符合要求；但如果我們取的N值太小，即插入的特定導頻符號就會過多，可能 會對公共導頻信道上其他的導頻信號產生干擾，占用過多的發送時間。因此我們可以根據不 同系統對信道參數精確度的不同要求選擇合適大小的N值。
圖7是在最大多普勒頻率fm取不同值的情況下，采用該發明中遞歸線性平滑算法前后 估計信道參數的均方誤差MSE曲線比較圖。其中導頻符號速率為128kps，當fm分別取200Hz， 400Hz時，對應一個多普勒周期內包含的導頻符號數分別為640， 320。由圖可見，不論是快 時變還是慢時變信道，采用本發明中的遞歸線性平滑算法均能取得較好的效果，使得信道參 數的均方誤差MSE減小明顯。
權利要求
WCDMA下行信道參數估計方法，其特征是步驟包括在發送端的公共導頻信道上，把多個特定導頻符號放入信道時隙中，使得相鄰兩個特定導頻符號相距N個導頻符號；在接收端的公共導頻信道上，根據上述特定導頻符號算出特定導頻符號時刻的信道參數，然后根據已算出的相鄰兩個特定導頻符號時刻的信道參數估算這兩個特定導頻符號之間的其它導頻符號時刻的信道參數；其中，N是大于1的自然數，且根據下行信道狀況來選取以滿足對下行信道參數估計精確度的要求。
全文摘要
本發明涉及移動通信中的下行信道參數估計方法，尤其涉及在高速移動環境下準確地估計下行信道參數的方法。WCDMA下行信道參數估計方法，其在不降低通信效率的前提下比較準確地估計高速移動環境下的信道參數，且占用信道資源較少，步驟包括在發送端的公共導頻信道上，把多個特定導頻符號放入信道時隙中，使得相鄰兩個特定導頻符號相距N個導頻符號；在接收端的公共導頻信道上，根據上述特定導頻符號算出特定導頻符號時刻的信道參數，然后根據已算出的相鄰兩個特定導頻符號時刻的信道參數估算這兩個特定導頻符號之間的其它導頻符號時刻的信道參數；其中N是大于1的自然數，且根據下行信道狀況來選取以滿足對下行信道參數估計精確度的要求。
文檔編號H04L25/03GK101527583SQ20091003870
公開日2009年9月9日 申請日期2009年4月17日 優先權日2009年4月17日
發明者潛 孫, 廖建強, 戴憲華, 舟 肖, 邢強強, 陳嫦娟 申請人:中山大學;中國聯合網絡通信有限公司廣東省分公司