專利名稱：正交小波變換和時間分集技術相融合的盲均衡方法
技術領域：
本發明涉及一種時間分集盲均衡方法，尤其涉及一種正交小波變換和時間 分集技術相融合的盲均衡方法。
背景技術：
在水聲通信中，由于多徑衰落和信道失真的存在，在接收端會產生嚴重的
碼間干擾(Inter-Symbol Interference, ISI)，降低了信息傳輸速率和可靠性。盲均 衡技術由于不需要訓練序列節省了帶寬，更適合帶寬受限的水聲信道。然而， 傳統的盲均衡技術并未很好解決信道多徑衰落所帶來的影響，分集技術是克服 多徑衰落的有效途徑之一，因此將分集技術應用于盲均衡中將會大大提高通信 質量。常用的分集技術主要包括空間分集、時間分集以及頻率分集等。其中時 間分集是指將待發送的信號每隔一定時間間隔(傳輸時間間隔大于或等于相干 時間)重復發送，在接收端形成分集效果，與空間分集相比節省了接收天線的 數目。
傳統常數模算法(Constant Modulus Algorithm, CMA)由于誤差函數曲線的不 對稱性，使其收斂速度慢、穩態誤差大。文獻[l](郭業才,張艷萍.采用判決圓 判決的雙模式常數模盲均衡算法[J].數據采集與處理2007,22(3):278-281)利用 奇對稱的雙曲正切誤差函數，使盲均衡算法的均方誤差減小，但收斂速度并沒 有力口快；文獻[2](Mahmoud Hadef， Stephan Weiss. Concurrent Constant Modulus Algorithm and Decision Directed Scheme for Synchronous DS-CDMA Equalization [J].IEEE Statistical signal processing2005, vol. issue (17-20): 203-205) 表明，判決引導(DecisionDirected, DD)算法，既能加快收斂速度又能減小穩態 誤差，但并不能降低輸入信號的自相關性;文獻[3](韓迎鴿，郭業才,吳造林等.基 于正交小波變換的多模盲均衡器設計與算法仿真研究[J].儀器儀表學 報,2008，29(7):1441-1445)表明，在均衡器輸入端對輸入信號進行正交小波變換 后，可以降低信號的自相關性，從而有效地提高收斂速度。這幾種算法，均不 能糾正因多普勒頻移引起的相位旋轉；文獻[4](Cooklev T. An efficient architecture for orthogonal wavelet transforms [J].IEEE Signal Processing Letters (S1070-9980),2006, 13(2):77-79)表明，在盲均衡算法中，引入數字鎖相環較好地糾正了相位旋轉，有效地實現載波恢復。但是收斂速度慢、均方誤差大。
發明內容
本發明要解決的技術問題是針對現有技術存在的缺陷提出一種正交小波 變換和時間分集相融合的盲均衡方法。
本發明正交小波變換和時間分集技術相融合的盲均衡方法，其特征在于包
括d重結構相同的信道支路，經過一個時間間隔7:第二支路接收到發射信號 "(w)、經過二個時間間隔2 :第三支路接收到發射信號"(w)、依次類推至第d
支路經過d-1個時間間隔(d-1)7:接收到發射信號"07)， d為正整數，其中第
一支路均衡方法包括如下步驟
1. )將發射信號"(w)經過第一脈沖響應信道c(")得到第一信道輸出向量 A(")，其中w為時間序列，下同；
2. )采用第一信道噪聲H^(w)和步驟1所述的第一信道輸出向量A(")得到 第一均衡器的輸入向量A("^^(")+H^(");
3. )將步驟2所述的第一均衡器的輸入向量A(")經過第一正交小波變換 得到第一正交小波變換器WT的輸出向量= e^(w)，其中2為正交小波 變換矩陣；
4. )由基于雙曲正切誤差函數的時間分集盲均衡器權向量/^皿)(w)、判決 引導均衡器權向量/(DD)(w)及數字鎖相環得到第一路均衡器權向量
= +/,)("),(")，其中e為自然底數，/ = >/=1為虛數單位，
是對常相位旋轉的估計值，/(")為相位旋轉復數信號；下標1表示第1個分支。
5. )采用步驟3所述的第一正交小波變換器WT的輸出向量《(")和歩驟
4所述的第一路均衡器權向量y;(")得到第一路均衡器的輸出序列
采用d重信道支路的均衡器的輸出序列得到輸出信號為= |>,Z/(")， 其中Z,(W)為第/均衡器的輸出序列；A為第/支路均衡器的輸出信號銜加權系 數，由于采用等增益合并方法，故尸,=1。
步驟4所述的基于雙曲正切誤差函數時間分集盲均衡器權向量/KHCMA)(")
和判決引導盲均衡器權向量/KDD)(")的求取包括如下步驟
6. )采用相位旋轉復數信號一(")和步驟5所述的均衡器的輸出序列zW得到 判決器輸入信號= ；
7. )將步驟6所述的判決器輸入信號g(W)經過判決裝置得到均衡器的輸出 序列^ )的判決輸出^ );
8. )采用步驟5所述的均衡器的輸出序列z(M)和步驟7所述的均衡器的輸出序列zK)的判決輸出^w)得到均衡器的輸出序列z(^的判決輸出^w)和判決 器輸入信號之間的相位差估計值-
Im[—
*Im|>5(")^")]，其中^0)為均衡器的輸出序列^2)的
估計值；
9. )采用步驟8所述的均衡器輸出序列^ )的判決輸出^ )和判決器輸入 信號之間的相位差估計值得到對常相位旋轉的估計值 《(w + l) = A") + ;^(")，其中7為鎖相環的迭代步長，n+l為當前時間序列n的后 一時刻，下同；
10. )采用所述均衡器的輸出序列z(w)、判決器輸入信號g(")、均衡器的輸 出序列的判決輸出和相位旋轉復數信號e-得到第1路基于雙曲正切 誤差函數的時間分集盲均衡器權向量迭代公式
+ = / (")-A(H謹A'(")^^^《(")sign[g(")]一(")， 第1路判決引導盲均衡器權向量迭代公式
/l(DD)(" + 1) = /l(DD)(") +A(DD)A"(")5[S(") —S("XP(") —g("XT《(")e'辨")， 其中A(W)為第一路基于雙曲正切誤差函數時間分集盲均衡器權向量的迭代
步長， 皿)為第一路判決引導盲均衡器權向量的迭代步長，^")為均衡器的
輸出序列z(")的估計值^w)的判決輸出，《(w)為第一路正交小波變換器WT的
輸出向量A(")的共軛，單位沖激函數一)=^"，+^， i 為發射信號"(")的 模，p(")-g(")]'為p(")-g(")]的共軛。
A—1 (") = diag [°fu。) (")， ofc/," ("), . ^f(川,)(")，°^+1,。) ("), ^f(川,"(")]，ofa"(")表不 對^，"(")的平均功率估計，ofu+w(")表示對的平均功率估計，為 對《力(")估計值，
《*) (" +1) = M2(m) (") + (1 -")(")| ，
《+w ("+1)=辦2(川，"(")+(1 -")
其中，diag[]表示對角矩陣，/ 為迭代系數， 說(")表示第1路小波空 間中第j層分解第k個信號， #)( )表示第1路尺度空間中第j層分解第k個 信號，^:為第^個小波濾波器為正整數0<&^《，K為小波濾波器個數。
本發明將時間分集技術應用于基于雙曲正切誤差函數的盲均衡器中，在結合DD算法，并引入數字鎖相環后，對盲均衡算法的輸入信號進行正交小波變 換，從而得到一種正交小波變換和時間分集相融合的盲均衡算法。該算法收斂 速度快、均方誤差小，能有效地克服相位旋轉。
圖1:時間分集分數間隔盲均衡原理1; 圖2:本發明原理圖2;
圖3:發明實施例仿真結果圖，(a)均方誤差曲線(b)均衡器的輸入信號
(c) TDE-CMA輸出星座圖 (d) TDE-HCMA輸出星座圖 (e) CTDE輸出 星座圖(f)WT-CTDE輸出星座圖。
具體實施例方式
如圖1所示。時間分集就是指以超過信道相干時間的時間間隔重復發送同 一信號，使接收端收到多個具有獨立衰落環境的信號，再經過適當的方式合并， 從而提高接收端的信噪比、降低誤碼率。具有D重時間分集盲均衡器結構，在 時間分集盲均衡器中，每一支路由相同信道和不同子均衡器組成。每一支路的 輸出信號再經組合器進行合并，在合并技術中，雖然等增益合并性能不如最大 比合并，但最易于實現。
基于雙曲正切函數的常數模算法(HCMA)具有比傳統常數模算法更好的性 能，將時間分集引入該盲均衡算法后與判決引導(DD)算法以軟切換的方式結 合，能減小均方誤差，但不能糾正時變信道引起的相位旋轉，導致DD算法錯 誤判決的增加，無法快速收斂。因此，引入一階鎖相環技術(PLL)，來克服 相位旋轉以減小DD算法的誤判，這時將構成時間分集聯合盲均衡算法記為 CTDE。
如圖2所示。本發明正交小波變換和時間分集技術相融合的盲均衡方法， 其特征在于包括D重結構相同的信道支路，經過一個時間間隔7:第二支路接收
到發射信號"(")、經過二個時間間隔27:第三支路接收到發射信號"(w)、依次
類推至第D支路經過D-l個時間間隔(D-l)7:接收到發射信號a(w) ， D為正整
數，其中第一支路均衡方法包括如下步驟
1. )將發射信號"(w)經過第一脈沖響應信道c(")得到第一信道輸出向量
A(")，其中w為時間序列，下同；
2. )采用第一信道噪聲H^(")和步驟1所述的第一信道輸出向量A(")得到第一均衡器的輸入向量A("):《(")+H^(");
3. )將步驟2所述的第一均衡器的輸入向量A(")經過第一正交小波變換
得到第一正交小波變換器wt的輸出向量《(")=om")，其中e為正交小波
變換矩陣；
4. )由基于雙曲正切誤差函數的時間分集盲均衡器權向量/^皿)(w)、判決
引導均衡器權向量/(DD)(w)及數字鎖相環得到第一路均衡器權向量
/("^/KHCMA^y^+z^^y^),其中e為自然底數，"v^r為虛數單位，-(")
是對常相位旋轉的估計值，/(")為相位旋轉復數信號；下標1表示第1個分支。
5. )采用步驟3所述的第一正交小波變換器wt的輸出向量AO)和步驟
4所述的第一路均衡器權向量y;(")得到第一路均衡器的輸出序列-
) = /i("W");
采用D重信道支路的均衡器的輸出序列得到輸出信號為z(w) = |>/Z/(w)，
其中z,(w)為第/均衡器的輸出序列；",為第/支路均衡器的輸出信號怖加權系
數，由于采用等增益合并方法，故乃=1。
步驟4所述的基于雙曲正切誤差函數時間分集盲均衡器權向量/KHc(")
和判決引導盲均衡器權向量/KDD)(w)的求取包括如下步驟
6. )采用相位旋轉復數信號一(")和步驟5所述的均衡器的輸出序列z(")得到
判決器輸入信號= ；
7. )將步驟6所述的判決器輸入信號g(w)經過判決裝置得到均衡器的輸出 序列z(")的判決輸出^w);
8. )采用步驟5所述的均衡器的輸出序列z(")和步驟7所述的均衡器的輸
出序列的判決輸出^")得到均衡器的輸出序列z(")的判決輸出和判決 器輸入信號gO)之間的相位差估計值
= sin一1
Im[s(w)5(w)]
* Im[s(")^")]，其中為均衡器的輸出序列的
估計值；
9. )采用步驟8所述的均衡器輸出序列z(M)的判決輸出W")和判決器輸入 信號之間的相位差估計值得到對常相位旋轉的估計值 ^+l)"(w)+^(n)，其中/;為鎖相環的迭代步長，n+l為當前時間序列n的后 一時刻，下同；
10. )采用所述均衡器的輸出序列z(w)、判決器輸入信號g(")、均衡器的輸 出序列z(")的判決輸出^")和相位旋轉復數信號r'^得到第1路基于雙曲正切 誤差函數的時間分集盲均衡器權向量迭代公式/1(HCMA)(" +1) = Ahcma)(")- 隱A'(") n「:，)及;(")sign[g(")]一(")，
第1路判決引導盲均衡器權向量迭代公式
/hdd) (" +1) = /1(DD) (") + M(dd)A" _ _ 《，
其中/Vc為第一路基于雙曲正切誤差函數時間分集盲均衡器權向量的迭代
歩長，A(,為第一路判決引導盲均衡器權向量的迭代步長，》(w)為均衡器的 輸出序列z(w)的估計值f(w)的判決輸出，為第一路正交小波變換器WT的 輸出向量A(w)的共軛，單位沖激函數^) = <^ = ^+^， W為發射信號"(w)的
模，g(")r為[s(")-g(")]的共軛。
》「1 (") = diag [ofuo) ("), of(J+w (w), c^(川,。)("),...of(w,) (")] ， (w)表不
對 ^)(")的平均功率估計，表示對~"(")的平均功率估計，為 對《^)估計值，
《*) (" + 1)=辦2(說(")+ (1 -")卜1(厶"(")| ， 《+W (" + 1)=辦2(片w) (") + (1 -灼(")|
其中，diag[]表示對角矩陣，"為迭代系數，na"(")表示第1路小波空間中 第j層分解第k個信號， w(w)表示第1路尺度空間中第j層分解第k個信號， A為第A個小波濾波器為正整數O < A: S《，K為小波濾波器個數。 對第2至D支路的均衡方法完全類似于第一支路的均衡方法。 如圖3所示。為了驗證WT-CTDE算法的有效性，采用畸變嚴重的兩徑水 聲信道進行仿真，其傳遞函數為^[^"， o， o， 0.3,"];發射信號為16QAM信 噪比為25dB，均衡器權長為16且均采用中心抽頭初始化；圖2中D=2;且兩 路參數設置相同；對每路信號采用DB2小波分解，分解層次是2層，功率初 始值為4; / = 0.999; TDE-CMA權向量步長為/Zc皿二0.001; TDE-HCMA權向 量步長為/^c皿=0.005 ; CTDE算法中HCAM步長為= 0.005 ; DD步長為 //DD =0.0185; WT-CTDE算法中/^區=0.0195; DD步長為//DD = 0.0225 ; 500次蒙 特卡諾仿真結果。圖3(a)表明，在TDE-CMA和TDE-HCMA收斂速度差不多 的情況下，TDE-HCMA比TDE-CMA誤差下降了近12dB; CTDE收斂速度比 TDE-HCMA快了大約2000步且穩態誤差減小了約9dB; WT-CTDE比CTDE 收斂快約1500步，穩態誤差下降約5dB 。圖3(c，d)表明，TDE-HCMA算法星 座圖比TDE-CMA集中，但是它們都無法糾正相位旋轉；圖3(e,f)表明CTDE 和WT-CTDE都克服了相位旋轉，但WT-CTDE星座圖最為清晰、緊湊。
權利要求
1. 一種正交小波變換和時間分集技術相融合的盲均衡方法，其特征在于包括D重結構相同的信道支路，經過一個時間間隔Tc第二支路接收到發射信號a(n)、經過二個時間間隔2Tc第三支路接收到發射信號a(n)、依次類推至第D支路經過D-1個時間間隔(D-1)Tc接收到發射信號a(n)，D為正整數，其中第一支路均衡方法包括如下步驟1. )將發射信號a(n)經過第一脈沖響應信道c(n)得到第一信道輸出向量x1(n)，其中n為時間序列，下同；2. )采用第一信道噪聲w1(n)和步驟1所述的第一信道輸出向量x1(n)得到第一均衡器的輸入向量y1(n)＝x1(n)+w1(n)；3. )將步驟2所述的第一均衡器的輸入向量y1(n)經過第一正交小波變換得到第一正交小波變換器WT的輸出向量R1(n)＝Qy1(n)，其中Q為正交小波變換矩陣；4. )由基于雙曲正切誤差函數的時間分集盲均衡器權向量f(HCMA)(n)、判決引導均衡器權向量f(DD)(n)及數字鎖相環得到第一路均衡器權向量其中e為自然底數，為虛數單位，是對常相位旋轉的估計值，為相位旋轉復數信號；下標1表示第1個分支。5. )采用步驟3所述的第一正交小波變換器WT的輸出向量R1(n)和步驟4所述的第一路均衡器權向量f1(n)得到第一路均衡器的輸出序列z1(n)＝f1(n)R1(n)；采用D重信道支路的均衡器的輸出序列得到輸出信號為其中zl(n)為第l均衡器的輸出序列；pl為第l支路均衡器的輸出信號的加權系數，由于采用等增益合并方法，故pl＝1。步驟4所述的基于雙曲正切誤差函數時間分集盲均衡器權向量f1(HcMA)(n)和判決引導盲均衡器權向量f1(DD)(n)的求取包括如下步驟6. )采用相位旋轉復數信號和步驟5所述的均衡器的輸出序列z(n)得到判決器輸入信號7. )將步驟6所述的判決器輸入信號g(n)經過判決裝置得到均衡器的輸出序列z(n)的判決輸出8. )采用步驟5所述的均衡器的輸出序列z(n)和步驟7所述的均衡器的輸出序列z(n)的判決輸出得到均衡器的輸出序列z(n)的判決輸出和判決器輸入信號g(n)之間的相位差估計值其中為均衡器的輸出序列z(n)的估計值；9. )采用步驟8所述的均衡器輸出序列z(n)的判決輸出和判決器輸入信號g(n)之間的相位差估計值得到對常相位旋轉的估計值其中η為鎖相環的迭代步長，n+1為當前時間序列n的后一時刻，下同；10. )采用所述均衡器的輸出序列z(n)、判決器輸入信號g(n)、均衡器的輸出序列z(n)的判決輸出和相位旋轉復數信號得到第1路基于雙曲正切誤差函數的時間分集盲均衡器權向量迭代公式第1路判決引導盲均衡器權向量迭代公式其中μ1(HCMA)為第一路基于雙曲正切誤差函數時間分集盲均衡器權向量的迭代步長，μ1(DD)為第一路判決引導盲均衡器權向量的迭代步長，為均衡器的輸出序列z(n)的估計值的判決輸出，為第一路正交小波變換器WT的輸出向量R1(n)的共軛，單位沖激函數R為發射信號a(n)的模，為的共軛。表示對r1(j，k)(n)的平均功率估計，表示對s1(j，k)(n)的平均功率估計，為對估計值，其中，diag[]表示對角矩陣，β為迭代系數，r1(j，k)(n)表示第1路小波空間中第j層分解第k個信號，s1(j，k)(n)表示第1路尺度空間中第j層分解第k個信號，k為第k個小波濾波器為正整數0<k≤K，K為小波濾波器個數。
全文摘要
本發明公布了一種正交小波變換和時間分集技術相融合的盲均衡方法，本發明將時間分集、小波變換、鎖相環技術、判決引導(DD)算法與盲均衡相結合，利用時間分集減小多徑效應的影響；利用雙曲正切誤差函數克服常數模誤差函數不對稱的缺點；利用正交小波變換降低盲均衡器輸入信號的自相關性，加快收斂速度；利用DD算法減小穩態誤差，利用數字鎖相環技術糾正相位旋轉。本發明方法收斂速度快、均方誤差小，能有效地克服相位旋轉。
文檔編號H04L25/03GK101478509SQ200910028458
公開日2009年7月8日 申請日期2009年1月20日 優先權日2009年1月20日
發明者丁雪潔, 郭業才 申請人:南京信息工程大學