正交調制器的調整裝置及調整方法、以及通信裝置的制作方法

專利名稱：正交調制器的調整裝置及調整方法、以及通信裝置的制作方法
技術領域：
本發明涉及無線通信裝置的調制器，特別是涉及發信電路的正交調制 器的IQ偏移量調整電路及方法。
背景技術：
在移動電話終端等無線通信裝置中，廣泛應用有QPSK (正交移相 鍵控)、兀/4移位QPSK、 8PSK、 HPSK (混合移相鍵控)等所謂在調制 載波的I-Q平面上映射通信信息的調制方式。所述移動電話終端等形成如 下結構在基帶一側的電路中生成I、 Q信號，并以正交調制器進行調制 從而做成無線信號。
然而，在從基帶一側的電路輸出的I、 Q信號中，或如果正交調制器 一側的I、 Q輸入電路中有直流成分殘留，則在被調制的無線信號中，載 波成分重疊，并且所謂原點偏移變大，從而具有調制精度惡化，或解調一 側的錯誤增加等問題。由于所述直流偏移成分與設備相關而具有偏差特 性，因而不會為零。如果在正交調制器的IQ輸入電路中有直流成分殘 留，則直流成分會重疊在IQ的輸入內，產生被稱為"載波泄漏(carrier leak)"的不必要的信號。如果載波泄漏信號與信號成分相比較大，則成 為調制輸出信號的原點偏移變大而產生調制精度(EVM:誤差矢量幅度) 的下降，或在解調一側的解調誤差增大的主要原因。如上所述，由于偏移 成分與設備(例如包括正交調 器的半導體設備)相關而具有偏差特性， 因而不會為零，但如果在設備等中將偏移允許值設得很小，則在設備等制造時的檢査中會由于偏移不良而使得成品率降低。
因此，在制造無線通信裝置時，需要檢測殘留偏移成分，并將其消除 的步驟。這些處理被稱為"IQ信號的偏移調整"(在本說明書中也稱為
"IQ偏移調整")，在使用正交調制器的移動電話終端的制造中，這是必 需的處理(工序)。
下面對以往的IQ偏移調整法的典型例子進行概述。IQ偏移調整用于 檢測IQ信號各自的殘留偏移值，并在IQ信號上有意地添加直流偏移來對 其進行消除。由于I信號與Q信號為二維信號，因而很難同時調整I信號 與Q信號二者。因此，可以利用IQ的正交性對I信號與Q信號的每一側 進行調整，使其變為最佳偏移消除量。
首先，將I側的偏移量設為固定值，并使Q側的偏移量變化，測量幾 次，從而找出載波泄漏變得最小的Q側的偏移，來作為Q側的最佳點。同 樣，在最佳點固定求得的Q側的偏移量，再使I側的偏移量變化，從而將 載波泄漏變得最小的值作為I側的最佳點。
再次固定I側，使Q側變化，求出最佳點。
通過重復以上處理直至IQ偏移值不變化為止這樣的步驟，來進行IQ 偏移量的調整。
然而，在這種調整方法中，由于是逐次地或者是憑經驗地求解I、 Q 偏移量，因而需要進行多次測量、調整，從而一臺終端(無線通信裝置) 的調整所花費的時間不穩定，很費時。
另外，在后述專利文獻1中，公開了通過多次原點偏移量的測量來算 術地計算出應校正的IQ偏移量的結構。但是，該方法不測量載波泄漏 量，而是要直接測量原點偏移量，所以每次必須設定一個IQ的偏移對。
專利文獻1:日本專利文獻特開2000-124964號公報(第4-5頁，圖
4)
如上所述，對于以往的IQ偏移調整來說，由于在IQ偏移量中具有每 個被調整對象的設備的偏差，需要進行I信號與Q信號的二維調整，因而 需要技術人員的技術和時間。
此外，在確定應校正的IQ偏移量中通常使用如下調整方法經過多
5次操作，再在IQ信號中加上直流偏移，從而減少那時的載波泄漏量，此
時，需要重復多次IQ偏移設定與載波泄漏量的測量，很費時間。
另外，根據上述專利文獻1，雖然測量次數本身大幅度減小，但重復 多次測量與設定并沒有改變，從而在調整上需要時間。長時間的調整時間 在移動電話終端等的批量生產中會降低生產率，從而很難降低制造成本。

發明內容
因此，本發明的目的在于提供一種格外縮短發信電路的正交調制器的
IQ偏移的調整時間，并實現高精度化，以及降低測試成本的裝置及方法以 及計算機程序。
本發明的另一個目的在于提供一種擴大正交調制器設備的I、 Q信號 的偏移、和/或增益等偏差的極限，從而降低產品成本的裝置及方法以及計 算機程序。
達成所述目的的本發明的一個方式中的方法，是一種通過計算機導出 正交調制器的I信號與Q信號的偏移(分別稱為"I偏移"、"Q偏 移")的最佳調整值的方法，其中所述正交調制器使用從基帶部輸出的同 相信號(稱為"I信號")及正交信號(稱為"Q信號")正交調制載波 并將其輸出，所述方法包括
對應多組并且最好至少為三組的在以I、 Q成分為X、 Y坐標的二維 坐標平面上選擇的并互不相同的I偏移與Q偏移的設定值，輸入所述正交 調制器的輸出的載波泄漏電平的測量值的步驟，其中所述正交調制器將從 所述基帶部輸出的I、 Q信號作為輸入；和
從與所述I偏移及Q偏移設定值的三組相對應的載波泄漏電平的測量 值，求出與各組相對應的載波抑制比，從而導出I及Q偏移的最佳調整值 的步驟。
在本發明的方法中，可以不直接測量信號輸出電平，而從與所述I偏 移及Q偏移設定值的所述三組相對應的載波泄漏電平的絕對值求出信號輸 出電平，從而求出與各組相對應的載波抑制比，由此導出I及Q偏移的最 佳調整值。在本發明的方法中，包括從與所述三組相對應的載波泄漏電平的測 量值求出相對應的載波抑制比，且從所述載波抑制比分別求出所述二維坐 標平面上的、到所述I、 Q偏移的最佳調整點的距離的步驟；和
在所述二維坐標平面上，求出一個分別以所述I、 Q偏移的設定值為 中心、并且以到所述最佳調整點的距離為半徑的三個圓的交點，從而導出 所述I、 Q偏移的最佳值的步驟。
根據本發明的另一個方式中的方法，是使用計算機調整正交調制器的
I、 Q信號的偏移(稱為"I偏移、Q偏移")時的方法，其中所述正交調 制器以從基帶部輸出的同相信號(I信號)及正交信號(Q信號)正交調
制載波并輸出，該方法包括如下步驟
(a) 所述計算機對所述基帶部設定I偏移與Q偏移的設定值，使其 對應各自不同的設定時刻，其中所述I偏移與Q偏移的設定值與以I信 號、Q信號為X、 Y坐標的二維坐標平面上的、相互不同的至少三組相對 應；
(b) 測量裝置通過至少一次的測量，從與所述三組I、 Q偏移的設定 值分別對應的、來自所述正交調制器的輸出信號中，獲得與所述三組I、 Q 偏移的設定值分別對應的三個載波泄漏電平；
(c) 所述計算機從由所述測量裝置測出的與所述三組I、 Q偏移的設 定值分別對應的三個載波泄漏電平的測量值中，分別求出載波抑制比，從 而求出I、 Q偏移的最佳調整值。
在本發明中，還可以包括如下步驟
(d) 所述計算機在所述基帶部設定導出后的I、 Q偏移的最佳調整
值；
(e) 當在所述基帶部設定所述I、 Q偏移的最佳調整值之后的載波泄 漏值收斂于規定值時，所述計算機結束調整，而當沒有收斂于所述規定值 時，轉到所述步驟(a)的處理，從而在所述基帶部設定所述其他組的I偏 移與Q偏移的設定值。
本發明的另一個方式中的方法，是使用計算機調整正交調制器的I、 Q 信號的增益的方法，其中所述正交調制器以從基帶部輸出的同相信號(I信號)及正交信號(Q信號)正交調制載波并輸出，所述方法包括如下步
驟
(a) 所述計算機對所述基帶部設定至少一組I信號與Q信號的增益 的設定值；
(b) 使用測量裝置通過所述設定后的增益從所述正交調制器的輸出 信號測量出信號輸出電平與邊帶泄漏，其中所述正交調制器將從所述基帶 部輸出的I信號與Q信號作為輸入；
(c) 所述計算機從由所述測量裝置測出的信號輸出電平與邊帶泄漏 導出與所述增益相對應的鏡頻抑制比，并在以I、 Q成分為X、 Y坐標的 二維坐標平面上，從所述鏡頻抑制比導出I、 Q增益的最佳值。
在本發明的方法中，還可以包括如下步驟
(d) 所述計算機在所述基帶部設定導出后的I、 Q增益的最佳值；
(e) 當在所述基帶部設定所述I、 Q增益的最佳值之后的鏡頻抑制電 平值收斂于規定值時，所述計算機結束調整，而當沒有收斂于所述規定值 時，轉到所述步驟(a)的處理，從而在所述基帶部設定所述其他的I、 Q 增益設定值。
本發明的另一個方式中的裝置是用于調整通信裝置的I、 Q偏移的裝 置，其中所述通信裝置具有輸出同相信號(I信號)及正交信號(Q信 號)的基帶部和正交調制器，其中所述正交調制器包括移相器，用于使 載波的相位移位90度；第一、第二混頻器，用于分別輸入來自所述基帶 部的I、 Q信號，并分別乘以所述載波與所述移相器的輸出；加法器，用 于將所述第一、第二混頻器的乘法結果相加并輸出輸出信號，所述裝置配 有測量單元和控制所述測量單元及所述通信裝置的數據處理單元，其中， 所述數據處理單元包括下述裝置，即，對所述通信裝置的所述基帶部設定 I偏移與Q偏移的設定值，使其對應各自不同的設定時刻的裝置，其中所 述I偏移與Q偏移的設定值與以I、 Q成分為X、 Y坐標的二維坐標平面上 的、相互不同的至少三組相對應；所述測量單元通過一次的測量，從來自 所述正交調制器的輸出信號獲得與所述三組偏移設定值相對應的載波泄漏 電平，并且所述數據處理單元包括如下裝置，即，輸入由所述測量單元得到的三組載波泄漏電平的測量值，并求出三組載波抑制比，從而求出I、 Q 偏移的最佳調整值的裝置。
在本發明中，最好不對頻率分析器進行掃頻，而是將中心頻率固定為 載波泄漏頻率，并在固定調諧模式下進行測量，從而通過一次測量獲取與 所述各偏移設定值相對應的多個載波泄漏電平，其中所述頻率分析器作為 以來自所述正交調制器的輸出信號為輸入的測量裝置。
本發明其他另一個方式中的程序，使調整正交調制器的I信號與Q信
號的偏移(分別稱為"I偏移"與"Q偏移")的計算機，執行如下處
理，其中所述正交調制器使用從基帶部輸出的同相信號(稱為"I信
號")及正交信號(稱為"Q信號")正交調制載波并輸出，所述處理
為
在所述基帶部設定至少三組在以I、 Q成分為X、 Y坐標的二維坐標 平面上選擇的、互不相同的I偏移及Q偏移的設定值的處理；
從測量裝置讀出測量值的處理，其中所述測量裝置測量所述正交調制 器的輸出的載波泄漏電平，所述正交調制器將從設定了所述三組I偏移及 Q偏移的設定值的所述基帶部輸出的I、 Q信號作為輸入；
從與所述I偏移及Q偏移設定值的三組相對應的載波泄漏電平的測量 值求出分別對應的載波抑制比，并導出I及Q偏移的最佳調整值的處理。
本發明其他另一方式中的通信裝置為如下構成，其具有輸出同相信號 (I信號)及正交信號(Q信號)的基帶部和正交調制器，其中所述正交
調制器包括移相器，用于使載波的相位移位90度；第一、第二混頻
器，用于分別輸入來自所述基帶部的I、 Q信號，并分別乘以所述載波與 所述移相器的輸出；加法器，用于將所述第一、第二混頻器的乘法結果相 加并輸出輸出信號，并且所述通信裝置具有使I偏移與Q偏移的設定值分 別對應預定的設定時刻并對其進行存儲的裝置，其中所述I偏移與Q偏移 的設定值作為對所述基帶部設定的I、 Q偏移，與以I、 Q成分為X、 Y坐
標的二維坐標平面上的、互不相同的至少三組分別對應；當進行偏移調整
時，從來自所述正交調制器的輸出信號，通過與所述三組偏移設定值相對 應的載波泄漏電平測量值求出三組載波抑制比，從而在所述基帶部設定導出的I、 Q偏移值，并且所述基帶部通過設定的I、 Q偏移值，校正所述正 交調制器的I、 Q輸入的偏移。
本發明的其他方式的通信裝置為如下構成，其具有輸出同相信號(I 信號)及正交信號(Q信號)的基帶部和正交調制器，其中所述正交調制
器包括移相器，用于使載波的相位移位90度；第一、第二混頻器，用
于分別輸入來自所述基帶部的I、 Q信號，并分別乘以所述載波與所述移 相器的輸出；加法器，用于將所述第一、第二混頻器的乘法結果相加并輸 出輸出信號，并且所述通信裝置具有存儲作為對所述基帶部設定的I、 Q
增益的I信號與Q信號的增益的至少一組設定值的裝置；當進行增益調整
時，通過鏡頻抑制比而導出的I、 Q增益的最佳值被設定在所述基帶部， 其中所述鏡頻抑制比與與來自所述正交調制器的所述增益的設定值相對
應，并且從對信號輸出電平與邊帶泄漏電平的測量結果中得出；
所述基帶部通過設定的I、 Q增益值，來校正所述正交調制器的I、 Q
輸入的增益。 發明的效果
根據本發明，可以不依賴于移動電話終端等的初期狀態或者使用的正
交調制器的殘余偏移量，而可靠地調整IQ偏移，并可以謀求移動電話終 端等的調整作業的簡化，從而提高生產率。
此外，根據本發明，可以增大構成正交調制器的設備的制造偏差的許 可范圍，使之適于批量生產，并可使用更為廉價的設備。


—
圖1是本發明的一個實施方式的結構示意圖2是本發明的一個實施方式的偏移調整的處理步驟的示意圖3是用于說明本發明一個實施例的圖； 圖4是用于說明本發明一個實施例的圖5是固定TXQ偏移值，并使TXI偏移值變化時的載波抑制值的理 論計算值的示意圖6是IQ偏移坐標平面中的載波抑制比的示意10圖7是IQ偏移校正量平面上的最佳點的示意圖8是用于說明在本發明的一個實施例中，通過三點載波泄漏電平的 絕對值的測量，導出最佳IQ偏移值的圖9是用于說明本發明一個實施例中的頻譜分析器中的零檔測量畫面 的圖10是本發明的一個實施例的通信終端與測量裝置的系統結構示意
圖11是用于說明在本發明的一個實施例中，對模擬基帶部的IQ偏移 及增益設定的圖12是本發明的另一個實施方式的增益調整的處理步驟的示意圖13 (A)是固定TXQ增益，并使TXI增益變化時的邊帶泄漏抑制 (鏡頻抑制比)的理論值的示意圖，圖13 (B)是在將IS比恒定時的A 與B作為X軸、Y軸的TXIQ增益平面上進行圖示的圖14是用于說明本發明的另一個實施例中的最佳增益的導出的圖。
具體實施例方式
為了對本發明進行更詳細的敘述，參照附圖進行說明。 圖1是本發明的一個實施方式的結構示意圖。圖1中示出了無線通信 器的發信電路中的正交調制器(MOD) IO和輸出同相信號(I信號)與正 交信號(Q信號)的模擬基帶部(ABB) ll之間的連接結構。發信電路的 正交調制器IO與模擬基帶部11之間連接有作為IQ信號的TXI、 TXIB和 TXQ、 TXQB (TXI、 TXIB信號為差動信號，在I、 Q端子上分別存在非 反相信號I、 Q和反相信號IB、 QB)。另外，TXI、 TXQ中的"TX"表 示"發信"。
正交調制器(MOD) 10包括混頻器(乘法器)101、 102;對混頻 器(乘法器)101、 102的輸出進行加法運算的加法器103;生成載波的本 機振蕩器105;將來自本機振蕩器105的載波(正弦波)以及將其相位移 位90度后的信號分別提供給混頻器102、 101的相位偏移器(移相器) 104。混頻器101差動輸入來自模擬基帶部11的互補的I成分TXI、TXIB，并與相位移位90度的載波進行乘法運算。混頻器102差動輸入互 補的成分TXQ、 TXQB，并與相位位移90度的載波進行乘法運算。來自 本機振蕩器105的載波也可以在差動模式下提供給混頻器。混頻器例如使 用公知的吉爾伯特混頻器等。在圖1中，用正弦波表示載波，若用余弦波
cos(o^)表示載波，則載波和載波相位移位90度后的信號sin(^/)被提供給 混頻器101、 102。
需要檢測在作為IQ信號的輸出側的模擬基帶部11和IQ輸入側的正 交調制器10中分別產生的直流偏移成分，并消除IQ偏移量。圖2是表示 本發明的一個實施方式的IQ偏移調整的步驟的流程圖。在本實施方式 中，根據如圖2所示的步驟，進行IQ偏移調整。
在步驟Sl中，在模擬基帶部11 一側多處設定IQ偏移。在模擬基帶 部11 一側裝有用于每隔預先設定的一定時間間隔可變地設定TXIQ偏移、 增益值的設定值的電路，從而輸出反映了每隔設定時間的IQ偏移值的I、 Q信號。
在接下來的步驟S2中，以測量裝置來測量正交調制器的輸出的載波 泄漏量。S卩，最好通過頻譜分析器的零檔模式在一次測量中測出與按時間 改變的IQ偏移值相對應的載波泄漏值。與每個預先設定時刻的IQ偏移值 相對應的載波泄漏值的測量方法是本發明的特征之一，其具體內容將在后 面敘述。
在接下來的步驟S3中，通過個人電腦等計算機計算出最佳偏移量。 更詳細地說，使用用于計算I、 Q的直流偏移的規定的運算法則，從測得 的載波泄漏值導出最佳IQ偏移量。最佳IQ偏移量的導出是本發明的特征 之一，其具體內容將在后面敘述。
在接著的步驟S4中，在模擬基帶部11中設定計算出的最佳I、 Q偏 移量。發信電路配有存儲I、 Q偏移量的存儲電路，模擬基帶部11的I、 Q 信號的輸出電路基于設定的I、 Q偏移量，使得DC偏移量可變。
在接著的步驟S5中，判斷計算出的最佳I、 Q偏移量中的載波泄漏量 是否為規定值以下，當為規定值以下時結束調整，而當其比規定值大時， 返回步驟Sl。在步驟Sl中，在模擬基帶部11中設定其他組的I偏移與Q偏移的設定值。當判斷出計算出的最佳I、 Q偏移設定值中的載波泄漏量
為規定值以下時，將該最佳I、 Q偏移量的設定值存儲保持在模擬基帶部 11中。此時，也可以將最佳I、 Q偏移設定值記錄到無線通信裝置的 EEPROM (可電擦除的讀出專用存儲器)等中。另外，在步驟S5中使用 的規定值是可變化地自由設定的。
根據本實施方式，基于以上的步驟，通常在一次測量中，高速地進行 IQ偏移調整。
另外，根據本實施方式，如后所述，獲得自載波泄漏比至IQ調整目 標之間的距離。下面進行說明。
參照如圖3所示的正交調制器的結構，對本實施方式進行說明。在正 交調制器的輸入I-IB、 Q-QB之間，產生正交調制器的輸入殘余偏移量與 前段的模擬基帶部的直流偏移的偏差量之和，并作為直流偏移成分加入到 輸入中，從而產生在IQ信號平面上的原點移位，成為導致EVM惡化的原 因。因此，如上所述，需要通過將該偏移量原樣逆加，以此需要消除直流
偏移o
下面，結合一個實施例對本發明進行詳細說明。
在圖3所示的正交調制器中，若在I、 Q信號中帶有直流偏移(C， 則輸出Pout例如可以用下式(1)來表示。
D)
=sin J cos J + 5 cossin wc,) + C cos+ D sin cyj)
「廣5 V 2 2
+ C cos 6>乂 + Z) sin cy乂
=C |^{(yi + _5)sin(cy6 +"c> + (^4 — 5)sin(^ — wc>}+Ccoswc, + ￡)sina)c^| ( 1 )
在上式(1)中，G為增益，k為正弦波的振幅，A為I信號的振幅， B為Q信號的振幅，C為I信號的直流偏移，D為Q信號的直流偏移。另
13外，增益G表示的是從圖1的正交調制器的輸入階段至輸出之間的增益。
圖4是輸出信號Pout的頻率成分(頻譜)的示意圖。在圖4中，頻率 cob+ "c的頻譜Output為期望的輸出信號，在"c與"b—"c的頻率成分 中分別產生了被稱為"載波泄漏(carrier leak)"、"邊帶泄漏(sideband leak) "的不必要的信號成分(頻譜)。從上式(1)可得知，這是由 于在I、 Q的輸入中帶有直流偏移，以及，I、 Q信號的增益不平衡而產生 的。
根據上式(1)，信號輸出電平(Output level)、邊帶泄漏電平、載 波泄漏電平可分別以下面的公式(2) 、 (3) 、 (4)求出。
<formula>formula see original document page 14</formula>Cam.er/eaA: /eve/ = 201ogGVc2 +D2 5We6amZ/eflA: /eve/ = 20 log G&O^_
(2)
(3)
(4)
載波泄漏電平相對于信號輸出電平(Output level)的比、即載波抑制 比(Carrier Suppression)，以及，邊帶泄漏電平相對于信號輸出電平 (Output level)的比、即鏡頻抑制比(image suppression)分別以上式 (3) 、 (4)與上式(2)的比來進行表示，從而以下面的公式(5)、 (6)來表示。
2~\ZC^2 I j[)2
(5)
/mage St^pmwz.ow = 201og^~^ (6)
^ + 5
如果將IQ信號的振幅設為k[V]，將I、 Q的直流偏移設為TXI Offset[V]、 TXQ Offset[V]，則通過上式(5)，將載波抑制比以下式(7) 來表示。2Vc i
Carn'er iSw/ pre肌'ow = 20 log
=20 log (7)
圖5示出了將TXQ偏移值(TXQ Offset)固定后，使TXI偏移值 (TXI Offset)變化時的載波抑制值的理論計算值。TXQ偏移值、TXI偏 移值為0mV的點是沒有額外的殘余偏移、且載波抑制比最大的點。
理論上，通過上式(7)，在C2 + D2 = 0時，載波抑制比成分為-oo (參照圖5的TXI、 TXQ二0mV的點)。
通過上式(7) ， V^T^在C、 D的正交坐標系中表示圓。如果假設 一個以TXI偏移一TXQ偏移為縱橫軸時的平面(稱為"IQ偏移校正量平 面")，則其表示以IQ偏移的最佳點為中心，從而表示載波抑制比相等 的點分布在同心圓上，如圖6所示的那樣。
圖5的圖形相當于在圖6的圖形上，將TXQ偏移固定為恒定，而使 TXI偏移變化時的圖6的虛線的斷面。
由于在IQ偏移校正量平面內，載波抑制比以最佳調整點為中心，在 同心圓上分布，因而如圖6所示，根據載波抑制比的值，從現在的設定值 到最佳調整點之間的距離r可以在下式(8)中求出。
r"(m聯,)2+(，聯")2 (8)
若求解上式(5)的反函數，則r可在下式(9)中得出。另外，下式 (9)中r的單位為[mV]。
/ f //丄Z 、 carrier Suppression [dBc]
廠=、".IO20 xl0J 2
(9)
通過利用上式(9)，測量載波抑制比，從而可以計算出到最佳調整 點為止的、IQ偏移校正量平面上的距離。
接著，對本實施例中的信號電平的估算進行說明。通過上式(2)， 信號電平由G (增益)、k (正弦波的振幅值)、A、 B (1、 Q增益值)求
15出。由于k、 A、 B的值是預先設定的已知設定值，所以如果可以求出增益 G的值，則可以求出信號輸出電平。
如圖7所示，在IQ偏移校正量平面上，(e， f)為應求IQ偏移設定 值的最佳點，載波抑制比以該最佳點(e， f)為中心，呈同心圓狀分布。
由于根據上式(4)，信號輸出電平為恒定值，所以可以說上式(3) 的載波泄漏電平也是以最佳點為中心，呈同心圓狀分布。圖7的圓為同一 載波泄漏電平。
在圖7中，測量與IQ偏移校正量平面上的(a， b) 、 (a + d， b)、 (a， b + d)三點相對應的載波泄漏電平。如果設此時的V^"^為R，則 可利用載波泄漏電平CL，根據上式(5)將R表示為如下式(10)那樣。<formula>formula see original document page 16</formula> (10)
這里，由于V^T^表示圖7中的測量點與最佳點之間的距離，因而 可以從三點各自的測量點與最佳點之間的距離及坐標，導出下式(11)所 示的三個式子。為了簡便，設rN=10 (CL/2Q)，并將rl作為(a， b)點上 的值，r2作為(a + d， b)點上的值，r3作為(a, b + d)點上的值。
<formula>formula see original document page 16</formula>(11)
如果就a， b， d， rl， r2， r3求解上式(11)的G，則可導出下式 (12)。
<formula>formula see original document page 16</formula>(12) 艮口，變為G的四次方程式，由于G>0,因而增益G由下式(13)得
出'<formula>formula see original document page 16</formula>其中，
5 = 2Wfc2 -《)+("2)}-4"V
C = ("2)2+(")2 (14)
通過將由上式(13)導出的G代入式(2)，從而可以計算出信號輸 出電平(Output level)。
由以上可知，根據本實施方式，不必直接測量信號輸出電平，而能夠 僅從三點載波泄漏電平的絕對值計算出信號輸出電平，并計算出載波抑制 比。
從三點載波泄漏電平的絕對值求出三點載波抑制比，再從該載波抑制 比求出到最佳調整點之間的距離。
通過求得的到調整點的距離和測量點的IQ偏移校正平面上的座標， 以測量點為中心，畫出以到調整點的距離為半徑的圓。在測量的三點上， 分別畫出該圓后，在幾何上三個圓交于一點。該交點為應求偏移的最佳調 整點。
接著，當測量與IQ偏移校正量平面上的(一m， 一m) 、 (一m， m) 、 (m， 一m)三點相對的載波泄漏電平時，成為如圖8所示的情況， 三點的圓的方程式被表示為下式(15)那樣。
(X + W)2 + (y +附)2 = 。2 / Z \2 2
(x —叫+ + m J = r2
(x + m)2 + (y -附)2 = r32 (15)
解出上式(15)的方程式后，構成I、 Q偏移的最佳設定值的目標收 斂點(e， f)以下式(16)求出。
力^ 一^
-2 A
4w
4m
(16)由以上表示出，通過三點載波泄漏電平的絕對值的測量，能夠檢測出 最佳IQ偏移值。
然而，當測量三點載波泄漏電平的絕對值時，若通過一點一點地改變
IQ偏移值來進行測量，則在IQ偏移值的設定、寫入上需要時間。
因此，在本實施方式中，在硬件電路中具有可以每隔恒定時間就設定 多個IQ偏移值的結構，從而一下求出三點的載波泄漏值，并在短時間內 進行調整，由此，顯著地縮短了調整時間。另外，使IQ偏移值變化的時 間間隔(時刻的間隔)可以變化。
在本實施例中，通過進行頻譜分析器(外差方式)的零檔模式下的測 量(參照圖9)，從而可以在一次中測出與每隔恒定時間而設定的IQ偏移 值相對應的載波泄漏值。目卩，根據本實施例，可通過由頻譜分析器進行的 一次測量來進行IQ的調整，從而實現IQ調整時間的縮短。
在本實施例中，有如下構成由于在圖1的模擬基帶部11的輸出與 正交調制器10的輸入上產生的制造偏差而產生的直流IQ偏移值，使用在 模擬基帶部11中設定的IQ偏移值來消除，此外，IQ振幅值以IQ增益值 來進行調整。
圖10是本發明的一個實施例的測量系統的結構示意圖。參照圖10， 作為被測裝置的移動電話終端機等終端l包括正交調制器IO、包括放大 器12的無線(RF)部13、天線14、模擬基帶部(ABB) 11、數字基帶部
(DBB) 15、終端1內的控制計算機(CCPU) 17、存儲器16、 I/O端口 19，并且還包括在測量時將放大器12的輸出切換到1/0端口 19的輸出 端子上的切換開關18。數字基帶部(DBB) 15將串聯數據系列轉換成并 聯數據，并生成與一組并聯數據相對應的棊帶信號，且在實驗時，生成預 定的實驗信號(例如正弦波)。模擬基帶部(ABB) 11接收來自數字基帶 部(DBB) 15的基帶信號，并將其作為模擬信號(1、 Q信號)輸出到正 交調制器10。從1/0端口 19的輸出端子(同軸端子)以同軸電纜連接到 頻譜分析器(SA) 2的輸入上，并且頻譜分析器(SA) 2由個人電腦
(PC) 3進行控制(例如用GPIB總線(通用接口總線)進行連接)，從 而來自個人電腦等計算機(數據處理裝置)3的輸出(1、 Q偏移設定值、
18實驗開始命令等)從1/0端口 19的輸入端子被輸入到計算機17。根據由 計算機3發布的命令，IQ偏移值、IQ增益值按照設定時刻，從而在寄存 器20中設定模擬基帶部12的偏移、增益。數字基帶部15在接收到實驗開 始的命令后，通過圖中未示出的數字信號處理器，生成正弦波、余弦波作 為I成分、Q成分，模擬基帶部11將反映了設定在寄存器20中的IQ偏 移、IQ增益值的差動信號(TXI、 TXIB與TXQ、 TXQB)提供給RF部 13的正交調制器10。 RF部B的輸出經由切換開關18而從1/0端口 19被 輸出。以頻譜分析器2測出(零檔模式)該輸出信號，并通過計算機3經 由GPIB總線等自動讀取頻譜分析器2中的測量值，從而求出最佳IQ偏移 (或者，IQ偏移與IQ增益)。在計算機3中求得的最佳IQ偏移、IQ增 益經由1/Q端口 19，被傳送至終端1的計算機(CCPU) 17，并在模擬基 帶部的寄存器20中被設定。上式(1)的增益G與圖IO的RF部13中的 增益相對應。另外，在圖IO所示的例子中，在頻譜分析器2中測量切換 開關18的輸出(放大器12的輸出)，但也可以在頻譜分析器2中測量正 交調制器10的輸出信號。
在本實施例中，計算機(PC) 3中的I、 Q偏移調整值的導出處理、 IQ偏移的設定值對模擬基帶部11的設定控制、以及經由GPIB總線對來 自頻譜分析器2的測量值的讀取處理，也可以通過在計算機3上執行的程 序來進行。
圖11是用于說明本發明的一個實施例的動作的示意圖，并且是用于 說明對模擬基帶部ll進行IQ偏移與增益的每個預定時刻的設定的圖。如 圖ll所示，在圖IO的模擬基帶部11中，每隔某恒定時間(APt)，在時 刻tn，分別設定IQ偏移值與IQ增益值。在終端1的模擬基帶部(ABB LSI) 11中，從計算機(CCPU) 17提供與各設定時刻相對應的IQ偏移值 與IQ增益值。在模擬基帶部11的寄存器20中，以如圖11所示的表格形 式來存儲有與設定時刻相對應的IQ偏移值與IQ增益值。模擬基帶部11
(參照圖10)基于來自計算機17 (參照圖10)的控制，在時刻T1、 T2、 T3、 T4，對分別輸出I信號、Q信號的圖中未示出的輸出電路(為增益可 變型，并具有偏移加法器的輸出放大器)，設定存儲在寄存器20中的偏
19移與增益。模擬基帶部11的圖中未示出的輸出電路按照IQ偏移的正、負 符號，來加上、減去輸出的IQ信號的直流偏移。通過所述結構，反映了 在每個設定時刻tn所設定的IQ偏移、IQ增益，從而從終端1的RF部13 (參照圖10)輸出伴隨設定值的載波泄漏值。
圖10的RF部13的輸出信號中的載波泄漏的波形，可通過頻譜分析 器2的零檔模式一次測出。在將頻譜分析器2的中心頻率設為載波泄漏頻 率，并將檔設為零(固定調諧)后，在各個時刻上設定的偏移值的載波泄 漏電平可以如圖11所示，作為載波泄漏電平的時間區域內的、階梯形的 波形(圖11的POW表示頻譜分析器中的載波泄漏電平的測量結果)來進 行測量。即，各個設定時刻tl、 t2、 t3、 t4等上的頻譜分析器2 (參照圖 10)上的載波泄漏電平的測量數據被傳送到計算機3，從而在計算機3中 根據上述運算法則，從三點載波泄漏電平的絕對值求出最佳I、 Q偏移設 定值。
另外，APt的時間及IQ偏移、增益設定數tn可以單獨進行變更，通 過變更，可以對圖11的載波泄漏電平POW (時間區域內的電平的推 移)，實現所期望的階梯寬度、階梯數。
接著，對本發明的另一個實施方式進行說明。本發明的第二實施方式 進行IQ增益的調整，其中，與測量載波泄漏值從而進行IQ偏移調整的上 述實施方式一樣，在輸出信號中反映出在模擬基帶部11 (參照圖1)中設 定的IQ增益設定值，并進行邊帶泄漏值的測量，也可以進行IQ增益值的 調整。此時，也在頻譜分析器中測量偏移值的邊帶泄漏電平。
圖12是表示作為本發明第二實施例的增益的調整步驟的流程圖。另 外，本實施例中的增益調整的系統結構與圖10所示的結構相同。但是， 在頻譜分析器2中，不是零檔模式(固定調諧)，并進行掃頻，從而圖4 的信號輸出與邊帶泄漏的電平的測量值被發送至計算機3。計算機3求出 最佳增益值，從而在終端1中進行設定。下面參照圖10及圖12，對本發 明的第二實施例的處理步驟進行說明。
計算機3對模擬基帶部11設定一組I信號與Q信號的增益的設定值。
接著，在將來自RF部13的正交調制器10的輸出信號作為輸入的頻譜分析器2中，測量輸出信號電平(OutpuUevd)(參照圖4)和邊帶泄 漏電平(Sideband leak level)，并將測量值轉送到計算機3，從而計算機3 求出相對于輸出信號電平(Output level)的邊帶泄漏電平、即鏡頻抑制比 (步驟S12)。
接著，計算機3按照后述方法，從鏡頻抑制比導出I、 Q增益的最佳 值(步驟S13)。
接著，計算機3在模擬基帶部11中設定導出的I、 Q增益的最佳值 (步驟S14)。
接著，當頻譜分析器2中的測量結果、鏡頻抑制比收斂到規定值時， 結束調整，當未收斂到規定值時，轉到步驟Sll，從而在模擬基帶部ll中 設定另一個IQ增益的設定值。在本實施例中，計算機(PC) 3中的I、 Q 增益的最佳值的導出、IQ增益的設定值在模擬基帶部11上的設定、以及 來自頻譜分析器2的測量值的讀取處理，通過在計算機3中執行的程序來 進行。
圖13 (A)示出了固定TXQ增益并使TXI增益變化時的邊帶泄漏抑 制(鏡頻抑制比)的理論值。
下述式(17)中，由上式(6)的鏡頻抑制(IS)比表示Q信號的增 益B (振幅成分)與I信號的增益A (振幅成分)。
<formula>formula see original document page 21</formula>
圖13 (B)在將IS比恒定時的增益A與B作為x軸、y軸的TXIQ增 益平面上，對各個IS比進行了圖示。
圖14是在圖13 (B)的TXIQ增益平面中的表示兩個IS比恒定的特 性(;;=;^"與;;=& + ")的示意圖。參照圖14,說明最佳增益的導出。當IS比=-oo時，l(T (IS比/20) =0 (其中，運算符'表示指數)，上式 (17)的B二kA的系數k為1。
在圖14中，由"(《-") = (" + "): 得出
aA2 = (a-/ )-(" + a) (18) 成立，a以下式(19)表示。
—fl2(1 - A:) — - A) (19) a — a + aA: A:
因此，增益的最佳點在圖14的坐標中，以下面的(20)來表示。
",<3 +■
(20)
以上結合上述實施例對本發明進行了說明，但本發明不僅限于上述實 施例的結構，當然還包括在本發明的范圍內，本領域的技術人員都可得知 的各種變化以及修改。
本發明的偏移及增益調整裝置、以及方法除了適用于產品出產時的制 造試驗等之外，也可以用于產品出產時的調整。
權利要求
1.一種增益調整方法，是使用計算機調整正交調制器的同相信號、正交信號的增益的方法，其中所述正交調制器以從基帶部輸出的同相信號及正交信號正交調制載波并輸出，并且，所述同相信號被稱為“I信號”，所述正交信號被稱為“Q信號”，所述增益調整方法的特征在于，包括如下步驟(a)所述計算機對所述基帶部設定至少一組I信號與Q信號的增益的設定值；(b)使用測量裝置通過所述設定后的增益從所述正交調制器的輸出信號測量出信號輸出電平與邊帶泄漏，其中所述正交調制器將從所述基帶部輸出的I信號與Q信號作為輸入；(c)所述計算機從由所述測量裝置測出的信號輸出電平與邊帶泄漏導出與所述增益相對應的鏡頻抑制比，并在以I、Q成分為X、Y坐標的二維坐標平面上，從所述鏡頻抑制比導出I、Q增益的最佳值。
2. 如權利要求1所述的增益調整方法，其特征在于，包括以下步驟(d) 所述計算機在所述基帶部設定導出后的I、 Q增益的最佳值；(e) 當在所述基帶部設定所述I、 Q增益的最佳值之后的鏡頻抑制電 平值收斂于規定值時，所述計算機結束調整，而當沒有收斂于所述規定值 時，轉到所述步驟(a)的處理，從而在所述基帶部設定所述其他的I、 Q 增益設定值。
3. —種增益調整裝置，是通信裝置的I、 Q信號的增益值的調整裝 置，其中所述通信裝置具有輸出同相信號及正交信號的基帶部和正交調制器，并且，所述同相信號被稱為"I信號"，所述正交信號 被稱為"Q信號"，其中所述正交調制器包括移相器，用于使載波的相 位移位90度；第一、第二混頻器，用于分別輸入來自所述基帶部的I、 Q 信號，并分別乘以所述載波與所述移相器的輸出；加法器，用于將所述第 一、第二混頻器的乘法結果相加并輸出輸出信號，所述增益調整裝置的特征在于，包括測量單元和控制所述測量單元及所述通信裝置的數據處理單元； 其中，所述數據處理單元對所述基帶部設定至少一組I信號與Q信號 的增益的設定值；所述測量單元測量與來自所述正交調制器的所述增益的設定值相對應 的信號輸出電平與邊帶泄漏電平；所述數據處理單元從所述信號輸出電平與所述邊帶泄漏電平獲取鏡頻 抑制比，并從所述鏡頻抑制比導出I、 Q增益的最佳值。
4.一種通信裝置，其特征在于，具有輸出同相信號及正交信號的基帶部和正交調制器，并且，所述同相信 號被稱為"I信號"，所述正交信號被稱為"Q信號"，其中所述正交調 制器包括移相器，用于使載波的相位移位90度；第一、第二混頻器， 用于分別輸入來自所述基帶部的I、 Q信號，并分別乘以所述載波與所述 移相器的輸出；加法器，用于將所述第一、第二混頻器的乘法結果相加并 輸出輸出信號，并且所述通信裝置具有存儲作為對所述基帶部設定的I、 Q增益的I信 號與Q信號的增益的至少一組設定值的裝置；當進行增益調整時，通過鏡頻抑制比而導出的I、 Q增益的最佳值被 設定在所述基帶部，其中所述鏡頻抑制比與與來自所述正交調制器的所述 增益的設定值相對應，并且從對信號輸出電平與邊帶泄漏電平的測量結果 中得出；所述基帶部通過設定的I、 Q增益值，來校正所述正交調制器的I、 Q 輸入的增益。
全文摘要
本發明公開了一種正交調制器的調整裝置及調整方法、以及通信裝置。當輸入來自模擬基帶部的I、Q信號并調制載波的正交調制器進行I、Q偏移的調整時，對所述模擬基帶部，對應各自不同的設定時刻，設定與以I、Q成分為X、Y坐標的IQ偏移校正平面上的互不相同的、至少三點分別對應的I偏移與Q偏移的設定值，并通過一次測量獲取與來自正交調制器的輸出信號中的三點偏移的設定值相對應的載波泄漏電平，從而從三點載波泄漏電平的測量值求出三點的載波抑制比，從而求出I、Q偏移的最佳設定值。
文檔編號H04L27/20GK101562598SQ200910000548
公開日2009年10月21日 申請日期2005年1月31日 優先權日2004年1月30日
發明者丹羽智, 尾頃和夫 申請人:日本電氣株式會社