專利名稱：：在利用交替偏振的通信系統中用于偏振模色散補償器的反饋信號的生成的制作方法
技術領域：
：本發明涉及在光學通信系統中的偏振模色散(PMD)補償，特別地涉及用于調節在利用了交替偏振(Apol)格式的通信系統中的偏振模色散補償器(PMDC)的反饋信號的生成。
背景技術：
：隨著信道傳輸率(特別地在40(ibpS以及其上的情況下)的增加，PMD使得信號質量嚴重地降級。PMD的成因在于光纖展現出對應于具有不同行進速度的兩個主偏振態(PSP)的兩個正交主軸。和一個主軸對準的信號的第一部分以與和另一個主軸對準的信號的第二部分不同的速度傳播。因此兩個部分沿著光纖分離，從而擴展了信號脈沖并且導致在相續的符號之間的信號干擾(也稱為ISI-符號間干擾)。在信號的兩個部分之間的時延由差分群時延①⑶)來表征，其與行進距離的平方根成比例。偏振模色散補償器(PMDC)可以用在接收機的上游從而對于光纖引起的PMD進行補償。這種PMDC由反饋回路控制。從PMDC的下游(即，在補償之后)的光信號來獲得反饋信號。這種反饋信號給出了關于當前PMDC補償度的指示。基于所述反饋信號，對PMDC的一個或更多個參數進行適配用于改善補償。已知有各種用于生成反饋信號的方法一個選擇是基于偏振度(DOP)的反饋信號，其中DOP指示光束被偏振的部分。一種備選是基于測量載波調制的RF-頻譜的部分的反饋信號。此處，反饋信號可以基于一個或更多個頻譜線。根據另一備選，還可能監控所接收到的眼(例如，眼開)并且將該信息用作眼監控器反饋信號。備選地，由FEC(前向糾錯)算法生成的誤差信號可以被用作反饋信號。后兩種方法的缺陷在于其要求具有時鐘和數據恢復的完整的接收機，在后一種方法中還需要FEC單元。在將額外的接收機專用于此目的的情況下，成本增加了。在沒有使用額外的接收機但是從PMDC下游處的接收機獲得反饋信號的情況下，PMDC的靈活性降低了，因為其不能再被用作獨立的設備。為了增進對于信道內非線性效應的容忍性，特別是在高數據率(例如40/43(ibpS-每秒千兆比特)的情況下，可以采用交替偏振(Apol)調制格式，其針對每一個符號利用了交替偏振，即，相鄰的符號具有正交偏振。對于40/43(ibpS數據率來說非常有優勢的調制格式為ApolRZDPSK(歸零差分相移鍵控)。由于Apol調制格式中的交替偏振，在利用了Apol調制的傳輸系統中生成針對PMDC的反饋信號更為困難。對于Apol調制，由于Apol信號為固有地消偏振，因此使用DOP作為反饋并不合適。在Apol調制的情況下，通過監控射頻(RF)頻譜線的強度來生成反饋信號同樣具有問題。當以半符號率(即，在40/43(ibpsApolRZDPSK的情況下為20/21.5GHz)對RF-音碼進行測量時，在光的交替偏振脈沖以相對于光纖主軸45°的偏振偏移被發射時，即兩個交替偏振中的一個偏振具有相較于光纖主軸中的一個而言具有45°偏移時，這種反饋信號為“盲”的。對于45°發射，反饋信號并不依賴于剩余DGD(即未補償的DGD)而改變并且因此并不提供任何關于當前補償度的信息。用以克服當監控RF頻譜線的強度時的這個問題的一個解決方案是如同在提交于2008$10月15El的、IS為“Apparatusandmethodforcompensatingpolarizationmodedispersion"的申請PCT/FR2008/051865中所討論的利用快速偏振擾頻器(通常在發射機處)。這種偏振擾頻器改變主軸之間的分束比從而生成在所有偏振態上(即，對于所有發射的偏振偏移)的平均反饋信號。典型地，使用遠遠高于IMHz的擾頻器頻率。
發明內容本發明的目的在于提供一種用于生成用于調節在Apol通信系統中的偏振模色散補償器的反饋信號的可供選擇的方法。該目的通過獨立權利要求的主題來實現。下面討論用以克服該問題的第一解決方案。第一解決方案的第一方面涉及一種用于生成用于調節PMDC的反饋信號的方法。所述反饋信號基于在所述PMDC下游的Apol光信號(例如由光分路器獲得的信號)。例如，所述Apol信號為相位調制信號H^i^n，PSK、DPSK、QPSK、DQPSK)。根據該方法，通過測量光信號在特定射頻的RF調制的頻譜分量(特別地通過測量頻譜分量的強度)來確定第一信號。還可能測量基于所述光信號的信號的RF調制(例如從所述光信號獲得的光信號的RF調制)的頻譜分量。優選地，射頻基本上對應于光信號的半符號率(即，在40/43(ibpSApolRZDPSK信號的情況下為2(V21.5GHz)。可選地，射頻可以對應于符號率的1.5倍(S卩，在40GbpsApolRZDPSK信號的情況下為60GHz)或是符號率的2.5倍，或是半符號率的任何其他奇數諧波。同樣可能的是射頻對應于符號率。此外，可以測量多個頻譜分量(例如，在對應于半比特率的頻率處以及在對應于比特率的頻率處)。所述第一信號可以直接對應于所測量的頻譜分量的強度或可以對應于從所測量的頻譜分量的強度獲得的信號，例如，其中所測量的強度與因子相乘的信號。除了確定第一信號，還確定第二信號。這通過將光信號耦合到在其兩臂之間具有基本上對應于符號周期或是對應于符號周期的奇數倍的時延的DLI中來實現。優選地，DLI的時延對應于符號周期(即，在ApolRZDPSK信號的情況下優選地使用1比特DLI)。在DLI的下游，對該信號進行光電轉換。在光電轉換的下游(即，在光電檢測器之后)，執行強度測量。所述第二信號可以對應于所測量的強度或是可以對應于從所測量的強度獲得的信號(例如，其中所測量的強度與因子相乘的信號)。所述第一信號和第二信號接著被合并從而生成反饋信號。優選地，對所述第一信號和第二信號進行求和。用于生成反饋信號的本發明方法避免了對于偏振擾頻器的需要反饋信號基于兩個分量從而反饋通常不會如同在反饋信號僅僅基于測量RF-音碼的情況下一樣對于特定的發射偏振態來說為“盲”的。因此，偏振擾頻器不再是強制性的，然而仍然可以使用偏振擾頻器(優選地不使用偏振擾頻器)。這種解決方案允許當不再使用額外的偏振擾頻器時降低成本。應當注意到，因為在用于所有DWDM(密集波分復用)信道的多路復用器之后的單獨的擾頻器可能產生可靠性問題，因此在RF-音碼反饋的情況下使用偏振擾頻器時，通常每一個DWDM信道需要一個擾頻器。此外，在避免了擾頻器的同時，也防止了與這種偏振擾頻器相關聯的潛在的任何可靠性問題。優選地，該理念可以用于針對在40(ibpS或43(ibpS使用了Apol調制格式的下一代海底傳輸系統的獨立PMDC或是集成了接收機的PMDC中。根據優選實施方式，通過多個步驟獲得第一信號基于光信號，執行光電轉換。在轉換之后，執行其中心頻率對應于射頻的帶通濾波。例如，在43(ibpSApolRZDPSK信號的情況下，可以使用對應于半比特率的21.5GHz的帶通濾波器。在帶通濾波之后，測量強度(例如，通過微波功率檢測器)。為了獲得第二信號，優選地使用具有兩個輸出端口(建設性輸出端口和破壞性輸出端口)的DLI以及具有兩個光電二極管的光電轉換裝置。第一光電二極管耦合到建設性輸出并且第二光電二極管耦合到破壞性輸出。更為優選地，使用平衡光電檢測器用于光電轉換。對DLI的兩個輸出端口都進行評估增加了第二信號的擺動。此外，在不存在剩余PMD的情況下，在平衡光電檢測器之后的所測量的強度以及因此還有第二信號基本上為零(或是非常小)。因此，可以將適配算法配置為使得反饋信號(包括作為分量的第二信號)最小化，由此使得剩余PMD最小化。應當注意到還可以使用單個光電二極管來取代兩個光電二極管。在這種情況下，單個光電二極管典型地連接到DLI的單個輸出端口。優選地，第一信號和第二信號在沒有剩余PMD的情況下(即在零DGD的情況下)都為O或是都非常小。這就允許通過最小化這兩個信號來對PMDC進行適配從而達到零DGD的適配目標。可以通過最小化由兩個信號之和形成的優選反饋信號來實現最小化這兩個信號。應當注意到上述的本發明的實施方式基本上可以進行任意組合。此外，應當注意到本發明的公開除了由從屬權利要求的返引而明示地給出的權利要求組合之外，同樣還覆蓋了其他權利要求的組合，即權利要求基本上可以以任何順序進行組合。第一解決方案的第二方面涉及一種用于對PMDC進行適配的方法。根據該方法，通過如上所述確定第一信號和第二信號從而生成反饋信號。基于所述反饋信號，確定用于控制PMDC的至少一個控制信號(例如，用于調節PMDC中的偏振控制器的信號)。根據本方法的優選實施方式，控制回路在對PMDC進行適配時最小化反饋信號。用于對PMDC進行適配的方法用于對PMD進行補償。為了對PMD進行補償，在PMDC中發射所接收到的光信號。所述用于對PMDC進行適配的方法對PMDC進行適配從而使得PMD(至少部分)被補償。第一解決方案的第三方面涉及一種用于生成反饋信號的設備。所述設備的特征對應于所述用于生成反饋信號的方法的方法步驟。所述設備包括第一確定裝置，用于確定第一信號，其中所述第一裝置包括用于測量在特定射頻的光信號(或是基于其的信號)的射頻調制的頻譜分量的裝置。所述第一信號可以對應于所述頻譜分量的強度或是可以對應于從所測量的頻譜分量的強度得到的信號。所述設備進一步包括第二確定裝置，用于確定第二信號。所述第二確定裝置包括DLI，其中在其臂之間的時延基本上對應于符號周期或是符號周期的奇數倍(優選地，所述時延對應于符號周期)。所述第二確定裝置進一步具有在時延線干涉儀下游的光電檢測器，以及在光電檢測器下游的用于強度測量的裝置(例如，寬帶功率檢測器)。第二信號可以對應于所測量的強度或是可以對應于從所測量的強度獲得的信號(例如，其中所測量的強度與因子相乘的信號)。此外，提供用于對第一信號和第二信號進行合并的裝置，其中反饋信號基于所述合并。例如，所述反饋信號可以對應于所述第一信號和第二信號之和。如結合本發明第一方面所討論的，時延線干涉儀優選地具有兩個輸出信號并且光電檢測器優選地為平衡光電檢測器。根據本發明的優選實施方式，所述第一確定裝置包括用于將光信號轉換為電信號的光電檢測器以及在所述光電檢測器下游的電學帶通濾波器。所述濾波器具有對應于射頻的中心頻率。典型地，所述中心頻率基本上對應于光信號的半符號率(例如，在43(ibpSApolRZDPSK信號的情況下為21.5GHz)。優選地，所述第一確定裝置進一步包括在所述電學帶通濾波器下游的功率檢測器。上面關于第一解決方案的第一方面的評述同樣適用于第一解決方案的第二方面。第一解決方案的第三方面涉及PMDC單元。所述PMDC單元可以被集成在接收機中或是可以為獨立的設備。所述PMDC單元包括PMDC。進一步，所述單元包括如結合本發明第二方面所討論的用于生成反饋信號的設備。此外，PMDC單元具有用于基于反饋信號獲得用于控制補償器的至少一個控制信號的裝置。例如，這種控制信號為用于調節PMDC中的偏振控制器的信號。上面關于第一解決方案的第一方面和第二方面的評述同樣適用于第一解決方案的第三方面。第一解決方案的第四方面涉及一種包括如上所討論的PMDC單元的光接收機。上面關于本發明第一方面、第二方面和第三方面的評述同樣適用于本發明的第四方面。下面描述第二解決方案。第二解決方案基于偏振擾頻(特別是在發射機處)以及借助于DLI(取代監控RF-音碼的強度)生成用于調節PMDC的反饋信號。所述關于在第一解決方案中借助于DLI生成第二信號的評述同樣適用于第二解決方案。此外，關于提交于2008年10月15日白勺、IS為“Apparatusandmethodforcompensatingpolarizationmodedispersion"的申請PCT/FR2008/051865中的偏振擾頻的評述同樣適用于此第二解決方案。在PCT/FR2008/051865中的關于偏振擾頻的所述評述通過引用并入于此。第二解決方案的第一方面涉及一種用于補償PMD的方法。所接收到的交替偏振光信號(例如，ApolRZDPSK信號)被耦合進PMDC中。基于PMDC下游處的光信號生成反饋信號。如同已經結合第一解決方案中第二信號的生成所討論的，在第二解決方案中，通過將PMDC下游處的光信號耦合到在其臂之間具有基本上對應于符號周期或是對應于符號周期的奇數倍的時延(優選地，一個符號周期的時延，例如，在ApolRZDPSK的情況下為一比特)的DLI中來確定反饋信號。接著，執行在DLI下游處的光電轉換。為了確定反饋信號，執行在光電轉換下游處的強度測量。基于所述反饋信號，確定用于控制PMDC的至少一個控制信號。同樣如在PCT/FR2008/051865中所討論的，在PMDC下游處執行偏振擾頻，例如在發射機處對Apol信號進行偏振擾頻，或是在接收機(在PMDC之前)處對所接收到的Apol信號進行偏振擾頻。所述方法可以包括跨越輸入偏振態將光學Apol信號偏振擾頻為異步于Apol信號的偏振交替。第二解決方案的第二方面涉及一種用于補償PMD的系統，其具有對應于第一方面(方法)的特征的第二方面(系統)的特征。所述系統包括偏振擾頻器和在所述偏振擾頻器下游的PMDC。所述偏振擾頻器可以如在申請PCT/FR2008/051865(其通過引用并入于此)中所討論地操作以及部署。例如，偏振擾頻器可以被放置在發射機側。可以代替地，擾頻器可以被放置在接收機側。所述偏振擾頻器可以被適配為跨越所述PMDC的輸入偏振態而進行異步于利用光學傳輸光纖傳輸的Apol傳輸信號的擾頻。此外，所述系統包括在PMDC下游處的反饋信號生成器。所述反饋信號生成器包括在其臂之間具有基本上對應于符號周期或是符號周期的奇數倍的時延(優選地，一個符號周期的時延，例如，在ApolRZDPSK的情況下為一比特)的DLI。在PMDC下游的光信號被耦合進DLI中。所述反饋信號生成器還包括在DLI下游處的光電檢測器(例如，平衡光電檢測器)以及在光電檢測器下游處的用于強度測量的裝置。此外，所述系統包括用于基于反饋信號獲得用于控制PMDC的至少一個控制信號的裝置。反饋信號生成器可以被用于生成偏振擾頻器所覆蓋的所有偏振態上的平均反饋信號。偏振擾頻器能夠實現跨越輸入偏振態進行擾頻因此生成依賴于D⑶并且獨立于輸入偏振態的明確的反饋信號。偏振擾頻器允許改變輸入偏振態以使得平均測量強度不再依賴于輸入偏振態。為了達到反饋信號獨立于偏振態，擾頻器的擾頻周期的持續時間優選地短于反饋例程的獲取時間。優選地，如果針對反饋信號獲取的時間標度約為一微秒，則擾頻器的速度為數個兆赫的數量級，優選地為20MHz。優選地，與傳輸信號的偏振交替異步地執行擾頻，使得傳輸信號本身不會被擾頻所影響。可以跨越輸入偏振態而將傳輸信號擾頻為異步于傳輸信號的比特率。以下以示例性的方式參考附圖來對本發明進行闡述，其中圖1示出了用于對PMDC進行適配的反饋回路的實施方式；圖2示出了用于生成反饋信號的第一解決方案的第一實施方式；圖3示出了用于生成反饋信號的第一解決方案的第二實施方式；圖4示出了比對輸入偏振態(χ軸)和光纖D⑶(y軸)的20GHzRF音碼的強度；圖5示出了在θ=O的情況下脈沖的分離；圖6示出了在θ=π/4的情況下脈沖的擴展；圖7示出了比對發射偏振角θ以及D⑶/Tbit的半比特率音碼的強度；圖8示出了比對發射偏振角θ以及D⑶/Tbit的平衡檢測器和1比特DLI的強度；圖9示出了比對發射偏振角θ以及D⑶/Tbit的合并的強度；圖10示出了用于生成反饋信號的第二解決方案的實施方式(在圖10中未示出偏振擾頻器)；以及圖11示出了用于根據第二解決方案對PMDC進行適配的反饋回路的實施方式。具體實施例方式圖1示出了用于在利用了Apol格式的傳輸系統中對PMDC進行適配的反饋回路。這種傳輸系統優選地使用40或43(ibpSApolRZDPSK格式。優選地，傳輸系統為長距傳輸系統，特別地為海底傳輸系統。圖1的右手邊示出了由發射機生成的ApolRZ信號的一個示例。該Apol信號具有多個RZ脈沖3-6，其中每個脈沖3-6具有第一偏振1(在此為“χpol”)或是第二偏振2(在此為“ypol”)。偏振1、2二者彼此正交。如圖1所示，兩個連續的脈沖3-6以不同的偏振1、2進行傳輸，例如以TE(橫向電場)偏振以及TM(橫向磁場)偏振進行傳輸。每個脈沖3-6優選地為相位調制的。在ApolRZPSK以及ApolRZDPSK的情況下，每個脈沖具有兩個可能的相位態中的一個，例如O或者π中的一個。脈沖3-6的流可以被細分成奇數脈沖和偶數脈沖(例如，脈沖3、5對應于偶數脈沖，而脈沖4、6對應于奇數脈沖)。在ApolRZDPSK的情況下，通常通過兩個連續奇數脈沖之間的相位態的改變和兩個連續偶數脈沖之間的相位態的改變而對信息進行編碼。例如，兩個連續的奇數(或偶數)脈沖在沒有相位改變的情況下編碼邏輯“1”，而兩個連續的奇數(或偶數)脈沖在相位改變了η的情況下編碼邏輯“O”(反之亦然)。為了解調，可以使用兩比特DLI。Apol信號被發射進入光纖7中，光纖7引入了PMD并且因此導致了信號失真。光纖7展現出對應于慢PSP11的慢主軸以及對應于快PSP12的快主軸。在偏振1(2)將與PSPIKPSP1對準的情況下，脈沖3、5(4、6)僅僅通過快(慢)軸進行傳輸。這將使得奇數脈沖4、6相對于偶數脈沖3、5移動。然而，在圖1中，兩個偏振1、2并沒有與PSP11、PSP12對準。因此，每一個脈沖3-6部分在PSP11中傳輸而部分在PSP12中傳輸。由于PSP11和PSP12之間的DGD，每一個信號脈沖擴展(在大多數情況下除了奇數脈沖和偶數脈沖彼此之間的相對移動之外)。在行進通過光纖7之后，失真的信號被耦合到盡力逆轉PMD所引入的失真的PMDC單元20。在此，PMDC單元20包括兩級PMDC21。兩級PMDC還在JournalofLightwaveTechnology，2006年11月，11期，M卷，第3968-3975頁的名為"DynamicPerformanceandSpeedRequirementofPolarizationModeDispersionCompensations”的文獻中有所討論，該文獻關于兩級PMDC的討論通過引用并入于此。兩級PMDC21的第一級包括偏振控制器(PC)22和偏振維持光纖(PMF)23。兩級PMDC21的第二級包括PC24和PMF25。應當注意PMDC單元20并非必須為兩級PMDC21，原則上可以使用任何光學PMDC21。在PMDC21的輸出處，光信號的部分由光分路器沈分路并且耦合進反饋信號生成器27中。例如，10%的光功率被耦合進反饋信號生成器27中。剩余的光功率被饋入位于PMDC單元21下游處的實際的接收機(未示出)。反饋信號生成器27基于所分路的光信號33生成反饋信號28。反饋信號觀被耦合進入適配算法單元四，該適配算法單元四確定用于控制PMDC21(在此，用于控制PC22、23)的一個或多個控制信號30、31。如上所述，反饋信號生成器27可以基于光信號的RF調制頻譜的一個或多個線，特別地為在半符號率(例如，在40/43(ibpsApolRZDPSK調制的情況下為20/21.5GHz)處的RF-音碼，來生成反饋信號28。然而，在這種情況下需要位于發射機或是PMDC單元20之前的接收機處的偏振擾頻器。由于附加的偏振擾頻器，因此這種利用偏振擾頻器的解決方案具有成本高的缺點。此外，當使用這種偏振擾頻器時，也會產生可靠性問題。代替反饋信號觀，可以將來自接收機的反饋信號32用于適配算法單元四從而確定用以控制PMDC21的一個或更多個控制信號30、31。可以代替的是，可以將專用于控制PMDC21的額外的接收機集成在PMDC單元20中(PMDC21的下游處)用于生成反饋信號32。這種由實際接收機或是額外的接收機生成的反饋信號32可以是眼監控反饋信號(其例如基于眼開)或是由FEC(前向糾錯)算法生成的比特誤碼信號(FEC誤碼計數)。當使用這種反饋信號時，不需要偏振擾頻器。然而，應當注意到當使用額外的接收機用以生成信號32時成本會增加。在沒有使用額外的接收機但是從接收機獲得反饋信號時，由于PMDC不再能夠被用作獨立的設備，因此其靈活性降低。本發明的第一解決方案通過無需偏振擾頻器(然而，也能夠使用擾頻器)而形成適用于反饋控制的新反饋信號，從而避免了對于偏振擾頻器的需要。同時，這種解決方案允許實現用于基于交替偏振的傳輸系統的獨立的PMDC單元20(S卩，無需來自接收機的反饋)。圖2示出了可以在圖1的系統中使用的反饋信號生成器27的實施方式。反饋信號生成器27接收PMDC21下游處的光信號，特別是來自圖1中的分路器沈的光信號33。反饋信號生成器包括用于基于光信號33確定第一電信號37的第一單元36。第一單元36包括用于測量在特定射頻，特別地在半符號率(在40/43(ibpSApolRZDPSK信號的情況下為20/21.5GHz)處的光信號33的射頻調制的頻譜分量的裝置。進一步，反饋信號生成器27包括用于確定第二電信號35的第二單元34。第二單元34包括在其臂之間具有基本上對應于符號周期或是符號周期的奇數倍(優選地為符號周期)的時延的DLI(未示出)，其中信號33被耦合進入時延線干涉儀。進一步，第二單元34包括在DLI下游的光電檢測器以及在光電檢測器下游的用于強度測量的裝置。第二信號35基于強度測量。此外，反饋信號生成器27包括配置用于合并第一信號37和第二信號35從而生成反饋信號觀的合并單元38。根據優選的實施方式，新的反饋信號28對應于兩個反饋信號分量之和表征著在半符號率(在例如PSK、BPSK的二進制相位調制情況下為半比特率)的RF-音碼強度的強度信號，以及由1-符號DLI連同平衡光電檢測器生成的信號。在圖3中示出了通過由頻譜分量(特別地為頻譜線)強度檢測器36和DLI強度檢測器34提供的兩個電信號37、35之和形成的反饋信號觀的生成。特別地，強度檢測器34和36形成功率檢測器。頻譜分量強度檢測器36對應于圖2中的第一單元36，而DLI強度檢測器34對應于圖2中的第二單元34。圖2和圖3中由相同參考符號指示的圖形元素彼此對應。在圖3中，反饋信號生成器27接收光信號33。光信號33被3dB分束器分束為兩個各自具有光信號33—半功率的光波。圖3中較低的波被饋送到頻譜分量強度檢測器36。頻譜分量強度檢測器36包括檢測光數據信號33并且將光信號33解調為在RF頻率范圍的電信號(電信號包括光載波的RF調制)的光電二極管40。進一步，頻譜分量強度檢測器36包括窄帶寬帶通濾波器41，其中濾波器41的中心頻率fQ對應于半符號率R，即，fQ=0.5·R。在40/43(ibpSApol信號的情況下，使用具有20/21GHZ的中心頻率&的20/21GHZ帶通濾波器。此外，頻譜分量強度檢測器36包括在帶通濾波器41下游處的微波功率檢測器42。第一信號37對應于由頻譜分量強度檢測器36所確定的光信號33的調制的20/21GHZ頻譜分量的強度。圖3中較高的波被饋送到DLI強度檢測器34。DLI強度檢測器34包括具有對應于1比特周期的臂長差的1-比特DLI50。DLI50的較高臂51比較低臂M長并且較之于較低臂M而言提供1比特周期的額外時延(在40(ibpS信號的情況下為25ps)。在DLI50中，光信號被分束為兩個波束，一個波束在較高臂51中并且一個波束在較低臂M中。由于在較高臂中的額外時延，在較高臂中的波束較之于在較低臂M中的波束而言時延了1比特周期。接著，兩個波束被疊加。DLI50具有兩個輸出端口建設性輸出和破壞性輸出。在兩個DLI輸出端口處的信號接著由具有兩個差分光電二極管的平衡光電檢測器52檢測。寬帶微波功率檢測器53位于平衡光電檢測器52的下游，其確定平衡光電檢測器52的差分輸出信號的強度。該強度對應于信號35。在40/43(ibpSApolRZDPSK信號的情況下，光電檢測器52以及寬帶功率檢測器53的組合將具有大于10GHZ的帶寬，優選地為30GHz或是35GHZ或是更多。通過對DLI強度檢測器36和頻譜分量強度檢測器34提供的兩個電信號35、37求和(參見加法器38)形成反饋信號觀。優選地，使得兩個電信號35、37的擺動(或是最大值)基本上相同。為了此目的，可以在較高以及/或者較低信號通路上放置一個或更多個附加的電學或光學放大器或衰減器(未示出)。可選地，可以在信號35以及/或者信號37相加之前在功率檢測器53、47的下游由加權系數(未示出)對其進行加權。在塊38中對信號35、37進行求和之前，可以對其進行模擬-數字轉換。可選地，反饋信號觀在塊38的下游被模擬-數字轉換。圖4示出了依賴于偏振發射角θ(χ軸)以及光纖DGD(y軸)的半比特率頻譜分量的強度(ζ軸)。在此處，傳入信號為40(ibpSApolRZDPSK信號，因此在20GHz處確定半比特率頻譜分量。對于圖4中的強度圖表，假設沒有PMDC21或是其為非激活。當存在PMDC21并且反饋回路閉合時，反饋回路對PMDC21進行適配使得光纖D⑶(至少部分)由PMDC21補償，優選地產生零剩余D⑶的適配目標。圖4中的強度依賴于發射機處所發射的Apol信號的兩個正交偏振以及PSP(參見圖1中的偏振1、2以及PSP11、12)之間的角度θ(χ軸)。在θ=0的情況下，偏振1、2以及PSP11、12對準；奇數符號4、6在一個主軸中傳輸，而偶數符號3、5在另一個主軸中傳輸。由于D⑶，當行進通過光纖7時，偶數和奇數脈沖之間的時距改變。在θ=π/40.8的情況下，每一個脈沖3-6在兩個PSP之間相等地分布。在這種情況下，每個脈沖與D⑶成比例地擴展。圖5指出了在θ=0的情況下相續脈沖之間的時延是如何改變的。圖5中較高的圖表示意性地示出了在發射機處的偶數(白色三角)以及奇數(黑色三角)脈沖序列。連續的脈沖具有對應于比特周期Tbit(例如在40(ibpSApolRZDPSK信號的情況下為25ps)的時距。在行進通過光纖之后，時距改變使得脈沖分組為多個兩脈沖的對(參見圖5中較低的圖表)。在如圖6中所示的θ=π/4時情況就有所不同。在此，脈沖與D⑶成比例地擴展(參見圖6中較低圖表中的擴展脈沖)。對于O和π/4之間的角度θ，圖5和圖6中所示出的效應同時發生。如圖4所示，在θ=O處，對于給定的D⑶，20GHz頻譜分量的強度具有最大值。這是由于在θ=0的情況下，兩個相續脈沖一起移動(移動與DGD成比例)并且形成共同脈沖(參見圖5中的較低圖表)，由此生成在半比特率(即，此處為20GHz)處的頻譜分量。最大強度發生在θ=0以及對應于比特周期的D⑶(此處25ps)處。還在圖4左側的較小較高的圖表中示出了連續脈沖的收斂(左側較小較低的圖表指示沒有剩余DGD時的情況)。在圖4中，頻譜分量在θ=π/4(^O.8)的輸入偏振態處為零。這是由于奇數脈沖和偶數脈沖沒有分組在一起而是每個脈沖僅僅擴展(參見圖6中的較低圖表)。這樣，如果沒有剩余PMD(即，在補償之后所得到的DGD為零)或是如果信號在兩個PSP之間相等地分布(即，θ=π/4)，則不呈現半比特率處的頻譜分量(即，強度基本上為零)。對于θ=π/4，由頻譜分量強度檢測器36所生成的強度信號37不給出任何關于有效D⑶的信息。由此，在θ=π/4的情況下純頻譜線反饋為“盲”的。更糟的是，僅僅基于強度信號37不可能在適配目標D⑶=0和當θ=π/4時的任何D⑶之間進行分辨，從而純頻譜線反饋回路可能轉換到θ=π/4并且D⑶興0。圖7中的圖表基本上對應于圖4中的圖表。χ軸指示出以度為單位的角度Θ，而y軸對應于DGD和比特周期Tbit的比率。強度由灰色標度值指示出并且被歸一化為最大強度1。對于θ=π/4，強度變為0，與D⑶無干。對于θ=0(或θ=Ji/2)以及DO)=Tbit(即，D⑶/Tbit=1)，強度變為最大(強度=1)。通過偏振擾頻器在發射機處執行θ的改變從而生成在多個偏振態之上或甚至所有偏振態之上的平均反饋信號，使得純頻譜線反饋在θ=π/4的情況下為“盲”的問題得以解決。由于圖3中的反饋信號觀并不僅僅包括強度信號37而且還包括來自DLI強度檢測器34的信號35，因此該問題無需偏振擾頻器而得以解決。圖8示出了比對角度θ(χ軸)以及光纖D⑶與比特周期Tbit的比率(y軸)的平衡檢測器52和1-比特DLI50的強度(S卩，由DLI強度檢測器34所測量的強度信號35)。在圖8中，強度被歸一化為最大強度1。從圖8中明顯可見，由1比特DLI51和平衡檢測器52所生成的反饋信號分量35同樣依賴于角度θ但是與圖7中的強度信號形成對比的是，圖8中的強度信號35在θ=π/4處(對于給定的D⑶)變為最大。強度信號35在θ=0以及在θ=π/2處為零。此外，強度信號35在不存在D⑶時為零。這種行為的原因在于相鄰比特(或通常為符號)具有正交偏振。如果不存在PMD(無D⑶)或是如果Apol信號的兩個Apol偏振中的每一個在PMD的PSP中的一個中發射(S卩，在θ=0以及在θ=η/2的情況下)，在1比特DLI50之后的這種相鄰比特不會在建設性端口以及破壞性端口處發生干擾。在這些情況下，平衡光電二極管52沒有檢測到任何干涉對比。在PMD非零(即，DOTfO)的情況下，如果Apol信號沒有完全在PSP中發射(即，θ興O或πΛ)，則檢測器34提供非零的輸出信號35。針對PMDC21的適配算法將使得信號35和37最小化從而到達針對D⑶=O的點。這就允許對于信號35、37二者的簡單相加以獲得合并的反饋信號觀。圖9示出了合并的反饋信號觀(即，來自檢測器34、36二者的合并功率)，其中假設檢測器34、36二者都提供相同的最大功率。在圖9中，反饋信號觀被歸一化為最大強度1。如上面所討論的，對于不同的分束比，即不同的角度θ，DLI反饋和頻譜分量反饋為“盲”(對于θ=0以及θ=π/2的情況，DLI反饋為“盲”，而對于θ=π/4的情況，頻譜分量反饋為“盲”)。對于任何發射狀況，疊加永遠不為盲。換句話說由于強度與DGD無干地為零時的對于強度信號35和37的角度θ不同，因此合并的強度與DGD無干地不為零。此外，如圖9中明顯可見，對于達至1/Tbit的DGD，合并的強度信號觀近乎獨立于輸入偏振態(即，獨立于Θ)，這允許對于所有角度θ具有近乎相同的適配行為。反饋算法傾向于對PMDC21進行適配從而使得反饋信號觀變成最小(即，剩余D⑶變成0)，S卩，通過調節PMDC21的控制信號(參見圖2中的控制信號30、31)而使得反饋信號最小化。合適的適配算法(參見圖1中的單元29)在JournalofLightwaveTechnology,2006年11月，11期，24卷，第3968-3975頁的"DynamicPerformanceandSpeedRequirementofPolarizationModeDispersionCompensations，，中有所討論，關于這些算法的公開通過引用并入于此。進一步的適配算法在IEEEPhotonicsTechnologyLetters,2005年1月，1期，17卷，XiaoguangZhang等人的"ParticleSwarmOptimizationUsedasaControlAlgorithmforAdaptivePMDCompensation，，文獻，以及在ECOC2008，PaperWe.3.Ε.6，21-25，2008年9月，布魯塞爾，YoshihiroKanda等人的“HighlyStablel60_Gb/sFieldTransmissionEmployingAdaptivePMDCompensatorwithUltraHighTime-ResolutionVariableDGDGenerator”文獻中有所描述，對于這些算法的描述通過引用并入于此。當對反饋分量35和37二者進行合并時，不再需要在發射機處的偏振擾頻并且可以避免偏振擾頻器，從而降低傳輸系統的成本。根據本專利申請的第二解決方案，可以由具有DLI強度檢測器(沒有并行的頻譜分量強度檢測器)的反饋信號生成器27來生成圖1中用于調節PMDC21的反饋信號28。這種反饋信號生成器27可以是如圖10所示的DLI強度檢測器27并且已經結合圖3對其進行了討論。圖10中的DLI強度檢測器27對應于圖3中的DLI強度檢測器34。如上詳細描述的，DLI強度檢測器27包括具有對應于1比特周期的臂長度差的1比特DLI50。在圖10中，較高臂51相較于較低臂M而言具有1比特周期(在40(}bpS信號的情況下為25ps)的額外時延。在DLI50中，光信號被分束為兩個波束，一個波束在較高臂51中，一個波束在較低臂討中。由于在較高臂51中的額外時延，在較高臂51中的波束相較于在較低臂M中的波束而言時延了1比特周期。接著，對兩個波束進行疊加。DLI50具有兩個輸出端口建設性輸出和破壞性輸出。在兩個DLI輸出端口處的信號接著被具有兩個差分光電二極管的平衡光電檢測器52檢測到。用于測量強度的微波功率檢測器53位于平衡光電檢測器52的下游處。如同結合圖8所詳細討論的，所測量的強度在θ=π/4的偏振發射角度處變成最大(對于給定的D⑶)，而在θ=0或是在θ=π/2處強度為零。出于這個原因，在發射機處或是光纖7的接收機側的PMDC21的上游處使用偏振擾頻器。當使用快速偏振擾頻器時，可以在反饋檢測器的積分時間內生成用于不同發射狀態集合的反饋信號值。因此，可以生成基本上獨立于發射狀態的平均反饋信號。這種偏振擾頻器在所述申請PCT/FR2008/051865中有所描述并且對于偏振擾頻器的評述通過引用并入于此。圖11示出了當并入了偏振擾頻器時所得到的通信系統。圖1和圖11中由相同參考符號指示的圖形元素彼此對應。發射機60生成Apol信號，例如，40/43(ibpSRZDPSK信號。在此，偏振擾頻器61放置在發射機60和光學放大器62之間。偏振擾頻器61被適配為用于對Apol信號的正交偏振進行擾頻并且因此用于跨越PMDC21的各種(或甚至全部)輸入偏振態而進行擾頻，從而在偏振擾頻器61所覆蓋的偏振態上生成平均反饋信號27。擾頻器速度應當高于PMDC反饋算法的獲取時間從而確保反饋信號獨立于輸入偏振態(即，反饋信號優選地僅僅依賴于DGD)。例如，如果針對反饋信號獲取的時間標度大致為1μs時，則擾頻器速度優選地具有數個MHz的數量級。可選地，偏振擾頻器61可以在接收機側(未示出)放置于PMDC單元20之前。權利要求1.一種用于生成反饋信號08)的方法，所述反饋信號08)用于調節偏振模色散補償器并且所述反饋信號08)基于交替偏振光信號(33)，所述光信號位于所述補償器(21)的下游，所述方法包括以下步驟通過測量在特定射頻處的光信號(3或是基于所述光信號(3的信號的射頻調制的頻譜分量，來確定第一信號(37)；通過將所述光信號(3耦合進入在其臂(51，54)之間提供有基本上對應于符號周期或是符號周期的奇數倍的時延的時延線干涉儀(50)，通過在所述時延線干涉儀(50)的下游處的光電轉換，以及通過在所述光電轉換的下游處的強度測量，來確定第二信號(35)；以及合并所述第一信號(37)以及所述第二信號(35)，從而生成所述反饋信號08)。2.根據權利要求1所述的方法，其中所述射頻基本上對應于所述光信號(3的半符號率。3.根據權利要求1所述的方法，其中所述時延基本上對應于所述符號周期。4.根據權利要求1所述的方法，其中所述確定第一信號(37)的步驟包括基于所述光信號(3進行光電轉換；在光電轉換之后對電信號進行帶通濾波，使得帶通濾波的中心頻率對應于所述射頻；在帶通濾波之后進行信號的強度測量。5.根據權利要求1所述的方法，其中所述時延線干涉儀(50)輸出兩個輸出信號并且利用平衡光電檢測器(5執行光電轉換。6.根據權利要求1所述的方法，其中所述合并步驟包括對所述第一信號(37)和所述第二信號(3進行求和。7.根據權利要求1所述的方法，其中所述交替偏振光信號(3為歸零信號。8.根據權利要求1所述的方法，其中所述交替偏振光信號(3為差分相移鍵控信號。9.一種用于對偏振模色散補償器進行適配的方法，所述方法包括以下步驟根據前述任意一個權利要求所述的方法生成反饋信號08)；以及基于所述反饋信號()，確定用于控制偏振模色散補償器的至少一個控制信號(30，31)。10.根據權利要求9所述的方法，其中所述方法使得所述反饋信號08)最小化。11.一種用于生成反饋信號08)的設備(27)，所述反饋信號08)用于調節偏振模色散補償器并且所述反饋信號08)基于交替偏振光信號(33)，所述光信號位于所述補償器的下游，所述設備包括用于確定第一信號(37)的第一確定裝置(36)，其中所述第一確定裝置(36)被配置為在特定射頻處測量光信號(3或是基于所述光信號(3的信號的射頻調制的頻譜分量；用于確定第二信號(3的第二確定裝置(34)，其中所述第二確定裝置(34)包括在其臂(51，54)之間提供有基本上對應于符號周期或是符號周期的奇數倍的時延的時延線干涉儀(50)，所述光信號(3耦合進入所述時延線干涉儀(50)；在所述時延線干涉儀(50)下游處的光電檢測器(52)；以及用于在所述光電檢測器(5下游處進行強度測量的裝置(5；以及被配置用于合并所述第一信號(37)以及所述第二信號(35)從而生成所述反饋信號(28)的裝置(38)。12.根據權利要求11所述的設備，其中所述射頻對應于所述光信號(3的半符號率；所述時延線干涉儀(50)具有兩個輸出端口并且所述光電檢測器(5為平衡光電檢測器，以及其中所述第一確定裝置(36)包括光電檢測器GO)；以及在所述光電檢測器GO)下游的具有對應于所述射頻的中心頻率的電學帶通濾波器01)。13.一種偏振模色散補償器單元(20)，包括光學偏振模色散補償器；在所述補償器下游處的根據權利要求11所述的用于生成反饋信號08)的設備(27)；以及用于基于所述反饋信號08)獲得用于控制所述補償器的至少一個控制信號(30，31)的裝置09)。14.一種用于補償偏振模色散的方法，所述方法包括以下步驟將所接收到的交替偏振光信號耦合到偏振模色散補償器中；基于所述補償器的下游的光信號(33)生成反饋信號()，其中所述反饋信號08)通過以下步驟得以確定將在所述補償器的下游處的所述光信號(3耦合進入在其臂(51，54)之間提供有基本上對應于符號周期或是符號周期的奇數倍的時延的時延線干涉儀(50)，在所述時延線干涉儀(50)的下游處的光電轉換，以及在所述光電轉換的下游處的強度測量；以及基于所述反饋信號()，確定用于控制所述偏振模色散補償器的至少一個控制信號(30，31)，其中在所述偏振模色散補償器的上游處執行偏振擾頻。15.一種用于補償偏振模色散的系統，所述系統包括偏振擾頻器(61)；在所述偏振擾頻器(61)下游處的光學偏振模色散補償器(21)，其被配置用于接收交替偏振光信號；在所述補償器下游處的用于生成反饋信號08)的設備(27)，其中所述設備包括在其臂(51，54)之間提供有基本上對應于符號周期或是符號周期的奇數倍的時延的時延線干涉儀(50)，其中在所述補償器下游處的光信號(3被耦合進入所述時延線干涉儀(50)，在所述時延線干涉儀(50)下游處的光電檢測器(5；以及用于在所述光電檢測器(5下游處進行強度測量的裝置(5；以及用于基于所述反饋信號08)獲得用于控制所述補償器的至少一個控制信號(30，31)的裝置09)。全文摘要本發明涉及一種用于生成用于調節在利用了交替偏振的傳輸系統中的偏振模色散補償器(PMDC，21)的反饋信號的方法。通過測量在特定射頻處的光信號(33)的射頻調制的頻譜分量來確定第一信號(37)。優選地，所述射頻基本上對應于所述光信號(33)的半符號率。還通過將所述光信號(33)耦合進入在其臂(51，54)之間具有基本上對應于符號周期或是符號周期的奇數倍的時延的時延線干涉儀(DLI，50)來確定第二信號(35)。在所述DLI(50)的下游處對信號進行光電轉換。在所述光電轉換的下游處執行強度測量。接著合并所述第一信號(37)以及所述第二信號(35)，從而生成反饋信號(28)。文檔編號H04B10/532GK102187602SQ200880131572公開日2011年9月14日申請日期2008年11月7日優先權日2008年10月15日發明者A·克萊卡姆普,H·比洛申請人:阿爾卡特朗訊