專利名稱：區分實際回波峰與混疊回波峰的方法
技術領域：
本發明涉及用于區分實際回波峰與混疊回波峰的方法、鑒別器以及接收機，使用 該方法的OFDM符號同步和均衡器調諧方法。
背景技術：
存在根據香農理論消除電信信道的估計信道脈沖響應中由混疊現象產生的混疊 回波峰的方法。例如，以Atungsiri等人的US 2005/0213680描述了這種在OFDM(正交頻分復用) 電信系統中使用消除信道的估計信道脈沖響應中的混疊回波峰的方法。還可以參照該文獻來獲得關于OFDM接收機的更多信息。在無線通信系統中，由發射器發射的無線信號在到達接收機的天線之前可能遵循 不同路徑。在本說明書中，通過其接收到具有最高功率的信號的路徑被稱作主路徑。其他 路徑被稱作次路徑。遵循次路徑的信號被稱作回波。典型地，主路徑和次路徑不具有相同長度。因此，當信號遵循主路徑時，在、時刻接收到該信號，當遵循次路徑時在t2時刻接 收的該信號。t2時刻可能在、時刻之前，并且在這種情況下回波是所謂“前回波”，或者在
時刻之后，并且在這種情況下回波是所謂的“后回波”。在實際信道脈沖響應(CIR)中，回波與出現最高功率峰的時刻不同的時刻的回波 功率峰相對應，該最高功率峰與遵循主路徑的信號相對應。該回波功率峰在本說明書中被 稱作回波峰，而與主路徑相對應的最高功率峰被稱作主峰。回波峰與主峰緊密相關，這是由于該回波峰由產生主峰的信號的在時間上偏移的 副本產生的。如US 2005/0213680所說明的，當根據數目不充足的采樣數據構建估計時，混疊 回波峰可能出現在信道脈沖響應(CIR)的估計中。這是根據公知的香農理論而發生的。 在特定的時間窗上構建信道脈沖響應的估計。在OFDM通信系統中，例如，時間窗公知為 IFFT (快速傅立葉逆變換)窗。因此，應當理解，混疊回波峰與實際回波峰相對應，但是并不位于在其上對信道脈 沖響應進行估計的時間窗中的正確位置。從這方面來說，混疊回波峰與被稱作“假峰”或“復 制峰”或“像峰”、與實際回波不相對應的功率峰不同。事實上，假峰、復制峰以及像峰由例 如多普勒效應的寄生效應產生，而不是由回波產生。這是重要的區別，由于為了校正估計信 道脈沖響應，必須消除假峰等，而必須在估計信道脈沖響應中的正確位置替換混疊回波峰。然而，如果回波和遵循主路徑的信號之間的時間間隔T大于預定界限，則僅出現 回波峰的混疊。事實上，如果時間間隔T小于該預定界限，則回波峰出現在估計信道脈沖響 應中的正確位置。在這種情況下，回波峰在本說明書中被稱作實際回波峰。相反，如果時間間隔T大于預定界限，則出現混疊，并且估計信道脈沖響應包括混疊回波峰，而不是實際回波峰。多數時候，時間間隔T的值是未知的。因此，很難區分混疊回波峰與實際回波峰。
發明內容
因此，本發明的目的是提供一種區分電信信道的估計信道脈沖響應中的實際回波 峰與混疊回波峰的方法。本發明由獨立權利要求限定。從屬權利要求描述有利實現方式。本發明提供了如下方法，其中該方法包括
-對接收到的模擬信號進行采樣，以獲得與接收到的模擬信號相對應的數字數據，-僅根據數字數據的一部分，在大小為TIFFT的時間窗上對信道脈沖響應進行估 計，使得混疊回波峰可能出現在估計信道脈沖響應中，-計算數字數據的N個采樣和該相同N個采樣的以時間延遲Δu延遲的副本之間 的相關，以獲得第一相關結果，時間延遲△ u等于估計信道脈沖響應的不同的第一和第二 功率峰之間的時間間隔Τ，第一峰是時間窗內的最高功率峰，和/或d)計算N個采樣與該相 同N個采樣的以時間延遲Tifft-A u延遲的副本之間的相關性，以獲得第二相關結果，以及-基于第一和/或第二相關結果，判定第二峰是實際回波峰還是混疊回波峰。以上方法使用以下事實混疊回波峰與主峰之間的時間間隔T2與主峰和對應于該 混疊回波峰的實際回波峰之間的時間間隔T3不同。因此，接收信號與該相同的接收信號的 延遲了 T2的副本的相關結果應當接近為零。相反，接收信號與該相同接收信號的延遲了 T3 的副本的相關結果應當遠離零。因此，能夠根據那些相關結果區分實際回波峰與混疊回波 峰。以上終端的實施例可以包括以下特征中的一個或多個_在步驟a)中使用的采樣頻率與采樣周期Te相對應，并且步驟c)或d)以等于 T士i. Te的其他時間延遲而迭代，以獲得多個第一或第二相關結果，其中，i是非零的正整 數，“.”是乘法符號，在步驟e)期間，基于多個第一或第二相關結果判定第二峰是實際回波 峰還是混疊回波峰，-根據存在于0FDM(正交頻分復用)符號中的預定導頻來執行信道脈沖響應的估 計，預定導頻以與η個載波頻率相對應的頻率間隔被布置在OFDM符號內，所述預定導頻的 位置從一個OFDM符號至下個OFDM符號偏移了 k個載波頻率，從而m*k = n，m、η和k是大 于1的整數，其中Tifft等于m/n*Tu，Tu是OFDM符號的調制的持續時間，-N個采樣是時間連續數字數據，并且選擇N使得N. Te大于或等于k. Tu,并且優選 地，大于或等于16. Tu，以及-該方法包括步驟C)和d)，其中如果第一相關結果或多個第一相關結果大于第二 相關結果或多個第二相關結果，則判定第二峰是實際峰，否則判定第二峰是混疊峰。終端的以上實施例有以下優點-使用多個第一和第二相關結果，這增加方法的可靠性，特別是當接收到的回波是 高度擴頻的時侯，-選擇N使得N.Te大于或等于4TU，這在OFDM系統中增加相關結果的可靠性。本發明還涉及一種使用以上區分方法的精細OFDM符號同步方法以及均衡器調諧 方法。
本發明還涉及一種實現以上方法的鑒別器和接收機。
圖1是具有OFDM符號接收機的終端結構的示意圖，圖2是精細OFDM符號同步方法的流程圖，圖3是估計信道脈沖響應的草圖，以及圖4A和4B是通過主路徑的信號和該信號的回波的草圖。
具體實施例方式圖1示出了 DVB-T (數字地面視頻廣播)終端2。例如，終端2是移動電話或機頂盒.終端2適于根據OFDM通信協議接收無線信號。該信號是用于傳送OFDM符號的多 載波信號。接收OFDM符號的終端結構是公知的，從而為了簡單起見，圖1僅示出了理解本發 明所必需的細節。終端2具有接收模擬無線信號的天線4，以及通過輸入8連接至天線4 的0FDM符號接收機6。例如，接收機6是射頻接收機，通過輸出10輸出與接收到的信號相 對應的數字比特流。接收機6具有模擬至數字轉換器12，其連接至輸入8以獲得與接收到的模擬無線 信號相對應的數字數據。轉換器12以與采樣周期相對應的頻率f；對接收到的模擬信號 進行采樣。將獲得的數字數據發送至快速傅立葉變換器14和粗同步器16，快速傅立葉變換 器14和粗同步器16的輸入連接至轉換器12的輸出。變換器14被設計為在FFT窗期間對接收到的信號執行FFT (快速傅立葉變換)。同步器16用于執行粗0FDM符號同步，包括對FFT窗位置進行足夠精確的估計，使 得可以執行后FFT操作。同步器16向FFT窗定位模塊18輸出粗調諧指令。模塊18根據粗FFT窗位置估 計、以及，如果可獲得，估計信道脈沖響應(CIR)，來調諧變換器14的FFT窗位置。更精確 地，模塊18能夠根據估計信道脈沖響應中的峰的位置，精細調諧FFT窗的位置。然后，模塊 18向變換器14輸出調諧信息，以精細調諧FFT窗位置。后FFT操作涉及對由變換器14輸出的頻域中的符號執行的操作，例如前向糾錯等.在變換器14的輸出處連接對頻域中的數字數據進行均衡的均衡器20。均衡器20 是具有至少一個系數的可調諧均衡器，該至少一個系數是根據接收無線信號的信道的信道 脈沖響應的估計來自動調諧的。接收機6具有信道脈沖響應估計器22，以根據分散存在于接收到的信號中的導頻 來構建估計信道脈沖響應。估計器22的輸入連接至變換器14的輸出，以接收頻域中的0FDM 符號。估計器22能夠向模塊18和均衡器20輸出估計信道脈沖響應。更精確地，導頻是接收機6在接收到它們之前就已知的預定符號。在信號中重復 地發送導頻，使得接收機能夠構建估計信道脈沖響應。例如，在這些信號的所有接收期間連續發送分散的導頻。例如，在DVB-T標準中，從一個符號至下個符號，將一個預定導頻偏移 k個載波頻率，使得每具有導頻的m個OFDM符號，就在相同頻率載波上發送一個預定導頻。 在一個OFDM符號內，在載波頻率上以η個載波頻率為間隔布置預定導頻。因此，m*k = η, 其中，m、k和η是大于1的整數。例如，m等于4，k等于3，以及η等于12。這是公知的過 程，將不做詳細描述。接收機6具有鑒別器30，該鑒別器30能夠區分由估計器22輸出的信道脈沖響應 中的實際回波峰與混疊回波峰。為此，鑒別器30具有多個自相關器32a至32。以及34a至 34c。
這些相關器中的每一個能夠將時域(即，在變換器14之前)中數字數據的N個采 樣與該相同的N個采樣的延遲了預定時間間隔的副本進行相關。至此，鑒別器30連接至變 換器14的輸入和連接至估計器22。以下將參照圖2、3和4描述接收機6的操作。首先，在步驟40中，轉換器12對接收到的模擬無線信號進行采樣，并且轉換器12 輸出相應數字數據。在步驟44中，同步器16計算FFT窗的粗位置，并將其輸出給模塊18。根據在專利 申請WO 2005/002164中公開的方法進行粗同步。然后，在步驟46中，變換器14在FFT窗限定的時間間隔期間對接收到的信號執行 快速傅立葉變換，并輸出頻域中的接收到的OFDM符號。接著，在步驟48中，估計器22僅使用由變換器14輸出的符號中存在的分散的導 頻，來構建第一估計信道脈沖響應。第一估計信道脈沖響應代表響應于預定脈沖的時域中 的信道功率特性。典型地，在IFFT窗內使用IFFT (快速傅立葉逆變換)計算信道脈沖響應。
IFFT窗的寬度是m.i，其中，Tu是OFDM符號的調制的持續時間，該持續時間與OFDM符號的 η
持續時間減去保護間隔相對應。m和η是預先定義的整數。圖3示出了在步驟48期間由估計器22構建的估計信道脈沖響應的示例。估計信道脈沖響應在IFFT窗內具有三個功率峰Pp P2和P3。P1是最高峰并與主 峰相對應。在以下說明書部分中，假定P2是實際回波峰，而P3是混疊回波峰。事實上，P3峰 與正好在IFFT窗開始之前接收到的實際峰P4相對應。因此，實際回波峰P4在由估計器22 輸出的估計信道脈沖響應中是不可見的。接著，假定在步驟48期間構建的估計信道脈沖響應是圖3中所示的那個。將估計信道脈沖響應輸出至鑒別器30。在步驟50中，鑒別器30檢測最高峰P1的位置。然后，在步驟52中，鑒別器30檢 測其他峰的位置。例如，鑒別器30認為將存在一個峰，如果該峰高于閾值Sp例如，將閾值 設置為等于A/q，其中，A是在步驟50中檢測到的主峰的幅度，q是非零正整數。例如，q大 于4并小于128。在該實施例中，q等128。之后，在步驟54中，鑒別器30確定IFFT窗內主峰P1和其他峰中的每一個之間的 時間間隔凡。這里，時間間隔T1是指峰P1和峰P3之間的時間間隔，時間間隔T2是指峰P1和峰P2之間的時間間隔。在步驟56中，鑒別器30將時間間隔和T2與預定閾值S2進行比較。如果時間 間隔小于或等于閾值S2，則在步驟58中，鑒別器30無需任何其他計算，就判定相應的回波 峰不是混疊回波峰。該結果來自以下事實與主峰非常接近的回波峰是實際回波峰的可能 性很大。例如，閾值S2小于或等于Tu/2n。相反，對于與主峰的間隔大于S2的每個回波峰而言，則-在步驟60中，鑒別器30計算接收到的數字數據的N個連續采樣與該相同的N個 采樣的以等于時間間隔1\的時間延遲而延遲的副本之間的相關，以及-在步驟62中，鑒別器30計算接收到的數字數據的N個連續采樣與該相同的N個 采樣的以等于時間間Ay的時間延遲Ay而延遲的副本之間的相關。例如，選擇N使得N. Te至少大于Tu，并且優選地，大于4. Tu，或者甚至大于16. Tu。更精確地，在步驟60中，鑒別器30計算具有時間延遲A"的其他自相關。根據 以下關系計算時間延遲△i, i △ i, i = Te，其中，“ i，，是正或負整數。典型地，“i”的絕對值永不大于N/100。例如，在該實施例中，僅使用兩個其他延遲△1，1和△1，1。相應地，步驟60包括分別使用時間延遲Aw、八^和AU1的三個自相關操作65 至67。分別通過相應的相關器32a至32。來并行執行這些操作65至67。類似地，步驟62包括使用時間延遲A h ;Tifft- A 1>0以及Tim_ A ia的三個自 相關操作70至72。通過相應的自相關器34a至34。并行執行操作70至72。—旦已經執行自相關操作65至67，在步驟74中，鑒別器基于自相關結果中的每一 個，對自相關結果進行平均或累加，以獲得全局自相關結果q。類似地，一旦已經執行自相關操作70至72，在步驟76中，通過對來自操作70至 72的自相關結果中的每一個進行平均或累加，來獲得全局自相關結果C2。隨后，在步驟80中，鑒別器30比較結果Q與結果C2。如果結果q大于結果C2，則在步驟82中，鑒別器30判定峰P3是實際回波峰，從而 不需要從估計信道脈沖響應中消除該實際回波峰。相反，如果結果q小于結果C2，則在步驟84中，鑒別器30判定峰P3是混疊回波 峰。隨后，在步驟86中，鑒別器30控制估計器22來從估計信道脈沖響應中消除峰P3。 優選地，估計器22用等同的峰P4來代替峰&，該等同的峰&沿著左方向或沿著右方向以等 于Tifft的時間間隔與峰P3偏移。事實上，假定沿著右方向偏移峰P3會導致位置ei處的回 波峰，并且沿著左方向偏移峰P3會導致位置e2處的回波峰。為了判定峰P3應當向哪個方 向偏移，在本實施例中，校正器24始終選擇與主峰位置最接近的位置ei或e2。相應地，在圖3中，峰P3沿著左方向偏移并被峰P4代替。針對估計信道脈沖響應的IFFT窗內的每個回波峰，對步驟56至86進行迭代，以 獲得校正后的信道脈沖響應。一旦已經針對回波峰中的每一個進行了上述過程，則將校正 后的估計信道脈沖響應輸出至模塊18和均衡器20。然后，在步驟90中，模塊18根據校正 后的信道脈沖響應，調諧FFT窗的位置。例如，模塊18使用峰Pi的位置。
并行地，在步驟92中，均衡器20使用校正后的估計信道脈沖響應來調諧其自身系 數。隨后，均衡器20對變換器14的輸出進行均衡，以校正由于接收到這些數據的信道的損 壞而導致的錯誤。
圖4A示出了通過主路徑接收到的模擬信號。圖4B示出了通過次路徑接收到的該 相同信號的回波，其中次路徑比主路徑長。因此，與通過主路徑接收的信號相比，回波延遲 了時間間隔T。在這樣的情況下，實際信道脈沖響應具有與主峰相比延遲了 T的實際回波 峰。假定不存在其他回波。因此，接收信號與該接收信號的以不同于T的時間延遲而延遲的副本的相關結果 將得到接近于零的值，這是由于假設在信號中傳輸的數據在時域中是不相關的。另一方面， 接收信號與該接收信號的延遲了 T的副本的相關結果將得到顯著不同于零的值。例如，在 這種情況下，接收信號與該接收信號的延遲了 TIFFT-T的副本的相關結果經得到幾乎為零 的值。因此，混疊回波峰可以與實際回波峰相區分。許多其他實施例是可能的。例如，僅在步驟60和62中執行一個相關。優選地，該 僅一個相關是使用時間延遲△ u的相關。這簡化了圖2的方法，同時針對在非移動終端中 實現的接收機仍獲得良好結果。如果終端不以大于10Km/h的速度移動，則考慮該終端是非 移動的。在非常簡單的實施例中，取消步驟60或步驟62。然后在步驟80中，將全局結果C1 或C2與預定閾值S3進行比較，以區分實際回波峰與混疊回波峰。在另一實施例中，用于計算相關的N個采樣不必是連續的。已經在OFDM接收機的具體情況下，描述了接收機6和相應方法。然而，以上教導 可以應用在其中信道脈沖響應的估計可能包括由子采樣導致的混疊回波峰的任何電信系 統中。例如，以上方法可以使用在WIFI電信系統中。
權利要求
一種用于區分電信信道的估計信道脈沖響應中的實際回波峰與由混疊現象產生的混疊回波峰的方法，所述方法包括步驟a)對接收到的模擬信號進行采樣(40)，以獲得與接收到的模擬信號相對應的數字數據，b)僅根據數字數據的一部分，在大小為TIFFT的時間窗上對信道脈沖響應進行估計(48)，使得混疊回波峰可能出現在所述估計信道脈沖響應中，c)計算(60)數字數據的N個采樣和該相同N個采樣的以時間延遲Δ1，0延遲的副本之間的相關，以獲得第一相關結果，時間延遲Δ1，0等于所述估計信道脈沖響應的不同的第一和第二功率峰之間的時間間隔T，其中第一峰是所述時間窗內的最高功率峰，和/或d)計算(62)N個采樣與該相同N個采樣的以時間延遲TIFFT-Δ1，0延遲的副本之間的相關，以獲得第二相關結果，以及e)基于第一和/或第二相關結果，判定(82，84)第二峰是實際回波峰還是混疊回波峰。
2.根據權利要求1所述的方法，其中，在步驟a)中使用的采樣頻率與采樣周期Te相對 應，其中，步驟c)或步驟d)以等于T士i. Te的其他時間延遲而迭代，以獲得多個第一或第 二相關結果，其中，i是非零的正整數，“.”是乘法符號，其中，在步驟e)期間，基于所述多個 第一或第二相關結果，判定第二峰是實際回波峰還是混疊回波峰。
3.根據權利要求1或2所述的方法，其中，根據存在于正交頻分復用符號中的預定導 頻，來執行對信道脈沖響應的估計，預定導頻以與η個載波頻率相對應的頻率間隔而被布 置在正交頻分復用符號內，所述預定導頻的位置從一個正交頻分復用符號到下個正交頻分 復用符號偏移了 k個載波頻率，以使m*k = n，m、η和k是大于1的整數，其中Tifft等于m/ n*Tu，Tu是正交頻分復用符號的調制的持續時間。
4.根據權利要求3所述的方法，其中，N個采樣是時間連續數字數據，并且選擇N使得 N. Te大于或等于k. Tu,并且優選地，大于或等于16. Tu。
5.根據前述權利要求中任一項所述的方法，其中，所述方法包括步驟c)和d)，其中，如 果第一相關結果或多個第一相關結果大于第二相關結果或多個第二相關結果，則判定第二 峰是實際峰，否則判定第二峰是混疊峰。
6.一種精細正交頻分復用符號同步方法，包括以下步驟1)根據前述權利要求中任一項所述的方法，區分實際回波峰與混疊回波峰，2)根據步驟1)的結果對估計信道脈沖響應進行校正，以獲得校正后的估計信道脈沖 響應，以及3)基于校正后的信道脈沖響應中的至少一個功率峰的位置，將時域的位置精細調諧 (90)至用于接收正交頻分復用符號的頻域窗。
7.一種均衡器調諧方法，包括以下步驟1)根據前述權利要求中任一項所述的方法，區分實際回波峰與混疊回波峰，2)根據步驟1)的結果對估計信道脈沖響應進行校正，以獲得校正后的估計信道脈沖 響應，以及3)基于校正后的信道脈沖響應，至少調諧(92)均衡器的系數。
8.一種鑒別器，適用于執行根據權利要求1至5中任一項所述的區分實際回波峰與混 疊回波峰的方法，其中，鑒別器適于執行所述方法的步驟c)至e)。
9. 一種接收機，適于執行根據權利要求1至5中任一項所述的區分實際回波峰與混疊 回波峰的方法，其中，所述接收機適于執行所述方法的步驟a)至e)。
全文摘要
一種區分實際回波峰與混疊回波峰的方法，包括計算數字數據的N個采樣和該相同的N個采樣的延遲了時間延遲Δ1，0的副本之間的相關，以獲得第一相關結果，時間延遲Δ1，0等于估計信道脈沖響應的不同的第一和第二功率峰之間的時間間隔T，第一峰是時間窗內的最高功率峰；和/或計算N個采樣與該相同的N個采樣的延遲了時間延遲TIFFT-Δ1，0的副本之間的相關，以獲得第二相關結果；以及基于第一和/或第二相關結果，判定第二峰是實際回波峰還是混疊回波峰。
文檔編號H04L27/26GK101843061SQ200880113795
公開日2010年9月22日 申請日期2008年10月28日 優先權日2007年11月1日
發明者弗雷德里克·皮諾特 申請人:Nxp股份有限公司