在無線通信系統中生成參考信號的方法

專利名稱：在無線通信系統中生成參考信號的方法
技術領域：
本發明涉及無線通信，更具體而言，涉及在無線通信系統中生成參考信號的方法。

背景技術：
在無線通信系統中，序列通常被用于各種信道和信號。無線通信系統中的序列需要滿足以下特性 (1)用于提供高檢測性能的良好的相關特性。
(2)用于增加功率放大器的效率的低CM(Cubic Metric立方量度)。
(3)生成大量的序列以發送大量信息或容易地進行小區規劃。
(4)能夠按照閉式(closed form)來生成以減少用于序列的存儲器容量。
下行同步信道用于在基站與用戶設備之間進行時間同步和頻率同步、以及執行小區搜索。在下行同步信道上發送下行同步信號(即，序列)，并且通過與接收到的下行同步信號進行相關操作來執行同步。可以通過下行同步信道來標識物理小區ID。因為應當標識唯一的小區ID，所以隨著可用的序列數的增加，在小區規劃方面是有益的。
上行同步信道用于進行時間同步和頻率同步，以及執行網絡登記的接入、調度請求等。在上行同步信道上發送序列，并且各個對應的序列被識別為單個機會。一旦檢測到序列，基站可以識別用戶設備通過哪個機會來發送上行同步信道。此外，通檢測到的序列，可以進行時間追蹤、殘余頻偏等的估計。隨著機會的數量增加，用戶設備之間的沖突的概率會減小。因此，考慮到小區規劃，大量的序列是有益的。依據系統的不同，上行同步信道被稱作隨機接入信道(RACH)或者尋呼信道。
序列可以用作在控制信道中傳輸的控制信息。這表示控制信息(諸如ACK(Acknowledge確認)/NACK(Negative-ACKnowledge否定確認)信號、CQI(Channel Quality Indicator信道質量指示符)等可以被映射到序列。可用序列的數量越多對于發送各種控制信息越有益。
擾碼用于提供隨機化或者減小峰均功率比(PAPR)。在小區規劃方面，序列的數量越多則對擾碼的使用越有益。
當通過碼分復用(CDM)來在單個信道中復用幾個用戶時，序列可以用于確保用戶之間的正交性。復用能力與可用的序列數有關。
接收機使用參考信號來估計衰落信道和/或用于解調數據。此外，參考信號還用于在用戶設備從時間/頻率追蹤中或者從睡眠模式喚醒時獲取同步。按照這種方式，參考信號用途很廣。參考信號使用序列，而序列的數量越大則在小區規劃方面越有益。參考信號也被稱作導頻。
有兩種上行參考信號解調參考信號和探測參考信號。解調參考信號用于針對數據解調的信道估計，而探測參考信號用于用戶調度。具體而言，用戶設備利用有限的電池容量來發送上行參考信號，因此用于上行參考信號的序列的PAPR或CM特性至關重要。此外，為了降低用戶設備的成本，有必要減少生成序列所需的存儲器的數量。


發明內容
技術問題 希望得到一種用于生成適于上行參考信號的序列的方法。
希望得到一種發送上行參考信號的方法。
技術方案 希望得到一種如權利要求1所引述的用于生成適于上行參考信號的序列的方法。
更具體地說，本發明涉及一種在無線通信系統中生成參考信號的方法，該方法包括以下步驟獲得基本序列xu(n)；以及根據所述基本序列xu(n)獲得長度為N的參考信號序列r(n)，其中，所述基本序列xu(n)由下式表示 xu(n)＝ejp(n)π/4 并且，如果N＝12，則將下表提供的值中的至少一個值用作相位參數p(n)的值 。
此外，如果N＝24，則將下表提供的值中的至少一個值用作所述相位參數p(n)的值 。
通過對所述基本序列xu(n)循環移位α來獲得所述參考信號序列r(n) r(n)＝ejαnxu(n)。
此外，希望得到一種如權利要求4所述的用于發送上行參考信號的方法。
更具體地說，本發明涉及一種在無線通信系統中發送參考信號的方法，所述方法包括以下步驟根據基本序列xu(n)獲得長度為N的參考信號序列r(n)；將所述參考信號序列r(n)映射到N個子載波；以及在上行信道上發送映射后的參考信號序列， 其中所述基本序列xu(n)由下式表示 xu(n)＝ejp(n)π/4 并且，如果N＝12，則將下表提供的值中的至少一個值用作相位參數p(n)的值 。
在另一方面，一種在無線通信系統中發送參考信號的方法，所述方法包括以下步驟根據基本序列xu(n)來獲得長度為N的參考信號序列r(n)；將所述參考信號序列映射到N個子載波；以及在上行信道上發送映射后的參考信號序列。
有益效果 將根據閉式生成式生成的序列與比較序列進行比較，根據該比較，將具有良好相關性和CM特性的序列用作上行參考信號。雖然將具有良好相關性和CM特性的那些序列與比較序列一起用作上行參考信號，但是可以保持期望序列的特性，從而增強數據解調性能并執行準確的上行調度。



圖1是根據本發明的一個實施方式的發射機的示意性框圖。
圖2是根據SC-FDMA方案的信號生成器的示意性框圖。
圖3示出了無線幀的結構。
圖4示出了用于上行時隙的資源格的示例圖。
圖5示出了上行子幀的結構。
圖6是示出了循環擴展的概念圖。
圖7示出了截短方法。
圖8例示了根據本發明的一個實施方式的參考信號發送方法的過程的流程圖。

具體實施例方式 下面，下行鏈路表示從基站(BS)到用戶設備(UE)的通信，而上行鏈路表示從UE到BS的通信鏈路。在下行鏈路中，發射機可以是BS的一部分，而接收機可以是UE的一部分。在上行鏈路中，發射機可以是UE的一部分，而接收機可以是BS的一部分。UE可以是固定或移動的，并可以用其它術語(諸如移動臺(MS)、用戶終端(UT)、用戶臺(SS)、無線設備等)來表示。BS通常是與UE進行通信的固定站點，并可以用其它術語(諸如節點B、基站收發機系統(BTS)、接入點等)來表示。在BS的覆蓋區域內存在一個或更多個小區。
1.系統 圖1是根據本發明的一個實施方式的發射機的示意性框圖。
參照圖1，發射機100包括參考信號生成器110、數據處理器120、物理資源映射器130和信號生成器140。
參考信號生成器110生成用于參考信號的序列。存在兩種類型的參考信號解調參考信號和探測參考信號。解調參考信號用于針對數據解調的信道估計，而探測參考信號用于上行調度。同一參考信號序列可以用于解調參考信號和探測參考信號。
數據處理器120處理用戶數據以生成復數值的符號。物理資源映射器130將用于參考信號序列的復數值符號和/或用戶數據映射到物理資源。復數值符號可以被映射到相互獨立物理資源。物理資源可以稱作資源粒子或子載波。
信號生成器140生成要通過發射天線190發送的時域信號。信號生成器140可以根據單載波-頻分多址(SC-FDMA)方案來生成時域信號。在這種情況下，從信號生成器140輸出的時域信號稱作SC-FDMA符號或者正交頻分多址(OFDMA)符號。
在下述說明書中，假設信號生成器140采用SC-FDMA方案，該SC-FDMA方案也僅僅是一個示例，本發明所應用的多址方案不限于此。例如，本發明可以應用于各種其它多址接入方案，諸如，ODFMA、碼分多址(CDMA)、時分多址(TDMA)、或頻分多址(FDMA)。
圖2是根據SC-FDMA方案的信號生成器的示意性框圖。
參照圖2，信號生成器200包括用于執行離散傅里葉變換(DFT)的DFT單元220、子載波映射器230和用于執行逆快速傅里葉變換(IFFT)的IFFT單元240。DFT單元220對輸入的數據執行DFT，并輸出頻域符號。子載波映射器230將頻域符號映射到各個子載波，而IFFT單元230對輸入的符號執行IFFT以輸出時域信號。
可以在時域生成參考信號，并輸入到DFT單元220。另選的是，可以在頻域生成參考信號并且直接映射到子載波。
圖3示出了無線幀的結構。
參照圖3，無線幀包括10個子幀。每個子幀包括兩個時隙。發送單個子幀的間隔稱作傳輸時間間隔(TTI)。例如，TTI可以是1毫秒(ms)，而單個時隙的時間間隔可以是0.5ms。一個時隙在時域中包括多個SC-FDMA符號，在頻域中包括多個資源塊。
該無線幀結構僅出于示例性的目的，并且無線幀中包含的子幀個數、子幀中包含的時隙個數、或者時隙中包含的SC-FDMA符號個數可以變化。
圖4示出了用于上行時隙的資源格。
參照圖4，上行時隙在時域中包括多個SC-FDMA符號，在頻域中包括多個資源塊。這里，示出了上行時隙包括7個SC-FDMA符號，而一個資源塊包括12個子載波，但是這些僅僅是示例，而本發明不限于此。
資源格的每個元素稱作資源粒子。單個資源塊包括12×7個資源粒子。上行時隙中包括的資源塊的數量(NUL)根據上行發送帶寬而不同。
圖5示出了上行子幀的結構。
參照圖5，上行子幀可分成兩部分控制區和數據區。子幀的中央部分被分配為數據區，而數據區的兩側部分被分配為控制區。控制區是用于發送控制信號的區域，通常分配給控制信道。數據區是用于發送數據的區域，通常分配給數據信道。分配給控制區的信道被稱作物理上行鏈路控制信道(PUCCH)，而分配給數據區的信道被稱作物理上行鏈路共享信道(PUSCH)。UE不能同時發送PUCCH和PUSCH。
控制信號包括作為用于下行數據的混合自動重傳請求(HARQ)反饋的ACK(確認)/NACK(否定-確認)信號、表示下行信道狀況的信道質量指示符(CQI)、用于請求上行無線資源的調度請求信號等。
PUCCH使用占據子幀的兩個時隙中的各時隙的彼此不同的頻率的單個資源塊。分配給兩個資源塊的PUCCH在時隙邊界進行跳頻。這里，例示了將兩個PUCCH(一個的m＝0，另一個m＝1)分配給一個子幀，但是可以將多個PUCCH分配給一個子幀。
II.Zadoff-Chu(ZC)序列 由于Zadoff-Chu(ZC)序列具有良好的CM特性和相關特性，所以它們被普遍用于無線通信。ZC序列是基于恒包絡零自相關(CAZAC)的序列之一。通過以脈沖的方式進行DFT(或者IDFT)和周期自相關，ZC序列具有在時域和頻域都為恒包絡的理想特性。因此，將ZC序列應用于基于DFT的SC-FDMA或OFDMA表現出了極佳的PAPR(或CM)特性。
長度為NZC的ZC序列的生成式如下 [數學式1]
其中，0≤m≤NZC-1，“u”表示不大于NZC的自然數的根索引。根索引u與NZC互質。這表示，當確定了NZC時，根索引的數量是可用的ZC根序列(root ZC sequences)的數量。因此，當NZC是質數時，可以得到最大數量的ZC根序列。例如，如果NZC是12(其為合數)，則可用的ZC根序列的數量是4(u＝1，5，7，11)。如果NZC是13(其為質數)，則可用的ZC根序列的數量是12(u＝1，2，...10)。
通常，與長度為合數的ZC序列相比，長度為質數的ZC序列具有更好的CM或相關特性。基于這個事實，當希望生成的ZC序列的長度不是質數時，有兩種方法來增加ZC序列的數量一種方法是基于循環擴展的方法，另一種方法是基于截短的方法。
圖6是示出了循環擴展方法的概念圖。循環擴展方法是指如下方法(1)當期望的ZC序列的長度是“N”，(2)通過選擇小于期望長度N的質數(如NZC)來生成ZC序列，以及(3)將生成的ZC序列循環擴展到剩余部分(N-NZC)以生成長度為N的ZC序列。例如，如果N為12，選擇NZC為11以得到全部的10個循環擴展的ZC序列。
通過使用式1的ZC序列xu(m)，循環擴展后的序列rCE(n)可以表示如下。
[數學式2] rCE(n)＝xu(n mod NZC) 其中，0≤n≤N-1，“a mod b”表示求模運算，表示將“a”除以“b”而得到的余數，而NZC表示自然數中不大于N的最大的質數。
圖7示出了截短方法的概念圖。截短方法是指如下方法(1)當期望的ZC序列的長度是N，(2)選擇大于期望長度N的質數(如NZC)來生成ZC序列，以及(3)將剩余部分(NZC-N)截短以生成長度為N的ZC序列。例如，如果N為12，則選擇NZC為13以得到全部12個截短的ZC序列。
通過使用式1的ZC序列xu(m)，截短而生成的序列rTR(n)可以表示如下 [數學式3] rTR(n)＝xu(n) 其中，0≤n≤N-1，而NZC表示自然數中不小于N的最小的質數。
在利用上述ZC序列來生成序列時，當NZC為質數時，可用序列的數量最大。例如，如果期望的序列的長度是11，當生成了NZC＝11的ZC序列時，可用序列數量最大為10。如果所需信息的數量或者使用的序列的數量應大于10個序列時，則不能使用ZC序列。
如果期望的序列的長度是N＝12，則選擇NZC＝11并執行循環擴展，或者，則選擇NZC＝13并執行截短，從而在循環擴展的情況下生成10個ZC序列，在截短的情況下生成12個ZC序列。但是，在這種情況下，如果需要更多個序列(例如，30個序列)，則無法生成這種具有良好特性的ZC序列作為滿意的序列。
具體而言，如果要求具有良好CM特性的序列，則有可能大大的減少了可用序列的數量。例如，優選的是，當考慮功率增強(boosting)時，用于參考信號的序列低于四相相移鍵控(QPSK)傳輸中的CM值。當使用SC-FDMA方案時，QPSK傳輸的CM值為1.2dB。如果從可用的ZC序列中選擇滿足QPSK CM要求的序列，則要用于參考信號的可用序列的數量將減少。具體而言，下表示出了在期望序列的長度為N＝12時，通過選擇NZC＝1而進行了循環擴展之后生成的序列的CM值。
[表1] 如上表所示，如果閾值為1.2dB(QPSK CM的要求)，可用的序列數量從10個減少到6個(u＝0、4、5、6、7、10)。
因此，需要一種生產下述序列的方法，即，該序列具有良好的CM和相關特性并且能減少生成或保存可用序列所需的存儲器容量。
III.序列生成式 用于生成具有良好的CM和相關特性的序列的閉式生成式是具有統一尺寸和k階相位分量的多項式。
關于序列r(n)的閉式生成式如下 [數學式4] r(n)＝xu(n)，0≤n≤N-1， 其中，m＝0、1、...N-1，“N”表示序列r(n)的長度，而u0、u1...、uk表示任意的實數。xu(m)表示用于生成序列r(n)的基本序列。“u”表示序列索引的值并且是與u0、u1...、uk的組合為一一映射的關系。
這里，uk是用于將整個序列的相位移位的分量，且對生成序列來說沒有影響。因此，式4可以用以下形式來表示 [數學式5] r(n)＝xu(n)，0≤n≤N-1， 在不同示例中，通過對式4中的序列的相位值進行近似或者量化而得到關于序列r(n)的閉式生成式可以表示如下。
[數學式6] r(n)＝xu(n)，0≤n≤N-1， 其中，m＝0、1、...N-1，“N”表示序列r(n)的長度，而u0、u1...、uk表示任意的實數。quan(.)表示表示近似或量化至特定值的量化函數。
式6的序列的結果的實數值和虛數值可以近似/量化表示如下 [數學式7] r(n)＝xu(n)，0≤n≤N-1， 其中，m＝0、1、...N-1，Pn表示用于對生成的序列的幅度進行調節的歸一化因子。
在式6中，e-jθ可能具有的復數單元環上的值被量化為Nq。量化后的值可以近似為QPSK的坐標{0.7071+j0.7071，0.7071-j0.7071，-0.7071+j0.7071，-0.7071-j0.7071}，或者在8PSK的形式下，可以將量化后的值近似為{exp(-j*2*π*0/8)，exp(-j*2*π*1/8)，exp(-j*2*π*2/8)，exp(-j*2*π*3/8，) 。exp(-j*2*π*4/8)，exp(-j*2*π*5/8)，exp(-j*2*π*6/8)，exp(-j*2*π*7/8)} 在這種情況下，根據近似法，值可以近似為最接近的值、接近相同或最接近的更小值或者接近相同或最接近的更大值。
在等式7中，從指數函數值中生成的實數值和虛數值近似最接近的特定星座。也就是說，例如，它們近似M-PSK或者M-QAM。此外，實數值和虛數值可以通過輸出值的符號的符號(sign)函數來近似為{+1，-1，0}。
在式6和式7中，為了近似最接近的QSPK，可以將uk值設置為π*1/4。另外，可以使用作為量化函數的特殊形式的、表示取整的取整函數。在指數函數的相位部分或者在整個指數函數處可以使用量化函數。
可以按照特殊的準則來設置變量以從生成式中生成序列。該準則可以考慮CM或相關特性。例如，可以設置CM值和互相關的閾值來生成序列。
下面將介紹用于根據上述通用生成式來生成序列的具體生成式。
第一實施方式簡單的多項式形式(k＝3) 可以選擇以下的生成式 [數學式8] r(n)＝xu(n)，0≤n≤N-1， 其中，m＝0、1、...N-1，“N”表示序列r(n)的長度，而u0、u1、u2表示任意的實數。
第二實施方式修改的ZC序列 可以選擇以下的生成式 [數學式9] r(n)＝xu(n)，0≤n≤N-1， 其中，m＝0、1、...N-1，“N”表示序列r(n)的長度，而u0、u1...、uk-1表示任意的實數。
該生成式具有以下優點首先，在可用的序列集中可以包括能用長度N來生成的具有良好特性的ZC序列。例如，如果k＝2，u1＝0且u0為整數，則其可以等效于當式1中的N為偶數時的ZC序列。如果k＝2，u1和u0為整數，且u1＝u0，則其可以等效于當式1中的N為奇數時的ZC序列。其次，具有良好特性的序列盡量靠近原始最優ZC序列的歐氏距離。
第三實施方式循環擴展校正后的ZC序列 可以選擇以下的生成式 [數學式10] r(n)＝xu(n mod Nzc)，0≤n≤N-1， 其中，m＝0、1、...N-1，“N”表示序列r(n)的長度，而u0、u1...、uk-1表示任意的實數。NZC是小于N的自然數中的最大質數。該生成式的優點在于，在可用的序列集合中可以包括現有的ZC序列。例如，如果k＝2，u1和u0為整數，且u1＝u0，則其等效于通過對ZC序列進行循環擴展而得到的值。
第四實施方式截短修改后的ZC序列 可以選擇以下的生成式 [數學式11] r(n)＝xu(n)，0≤n≤N-1， 其中，m＝0、1、...N-1，“N”表示序列r(n)的長度，而u0、u1...、uk表示任意的實數。NZC是大于N的自然數中的最小質數。該生成式的優點在于，在可用的序列集合中可以包括現有的ZC序列。例如，如果k＝2，u1和u0為整數，則其等效于通過對ZC序列進行截短而得到的值。
第五實施方式具有一個限制的修改后的ZC序列 可以選擇以下的生成式 [數學式12] r(n)＝xu(n)，0≤n≤N-1， 其中，m＝0、1、...N-1，“N”表示序列r(n)的長度，而u0、u1...、uk-1表示任意整數。“a”表示任意的實數。“a”用于限制變量u0、u1...、uk-1的粒度。因為可以通過這種限制來將變量u0、u1...、uk的粒度變為整數的單位，所以可以減少存儲序列信息所需的存儲器。
第六實施方式具有兩個限制的修改后的ZC序列 可以選擇以下的生成式 [數學式13] r(n)＝xu(n)，0≤n≤N-1， 其中，m＝0、1、...N-1，“N”表示序列r(n)的長度，而u0、u1...、uk-1表示任意整數。“a”表示任意的實數，且b0、b1...、bk-1表示任意的實數。“a”用于限制變量u0、u1...、uk-1的粒度。也可以另外通過b0、b1...、bk-1來限制上述變量。可以通過利用這兩個限制將變量u0、u1...、uk-1的粒度變為整數的單位來減少存儲序列信息所需的存儲器，并且通過以可變的方式來調節粒度可以得到更佳特性的序列。
第七實施方式具有兩個限制的修改后的ZC序列(k＝3) 可以選擇以下的生成式 [數學式14] r(n)＝xu(n)，0≤n≤N-1， 其中，m＝0、1、...N-1，“N”表示序列r(n)的長度，而u0、u1、u2表示任意整數。“a”表示任意的實數，且b0、b1、b2表示任意整數。“a”用于限制變量u0、u1、u2的粒度。也可以另外通過b0、b1、b2來限制上述變量。
第八實施方式具有一個限制并循環擴展的修改后的ZC序列 可以選擇以下的生成式 [數學式15] r(n)＝xu(n mod NZC)，0≤n≤N-1， 其中，m＝0、1、...NZC-1，“N”表示序列r(n)的長度，而u0、u1...、uk-1表示任意整數。“a”表示任意的實數。NZC表示小于“N”的自然數中的最大質數。“a”用于限制變量u0、u1...、uk-1的粒度。因為可以通過這種限制來將變量u0、u1...、uk-1的粒度變為整數的單位，所以可以減少存儲序列信息所需的存儲器。
第九實施方式具有兩個限制并循環擴展的修改后的ZC序列 可以選擇以下的生成式 [數學式16] r(n)＝xu(n mod NZC)，0≤n≤N-1， 其中，m＝0、1、...NZC-1，“N”表示序列r(n)的長度，而u0、u1...、uk-1表示任意整數。“a”表示任意的實數，b0、b1...、bk-1表示任意整數，且NZC表示小于“N”的自然數中的最大質數。“a”用于限制變量u0、u1...、uk-1的粒度。也可以另外通過b0、b1...、bk-1來限制上述變量。可以通過利用這兩個限制將變量u0、u1...、uk-1的粒度變為整數的單位來減少存儲序列信息所需的存儲器，并且通過按照可變方式來調節粒度可以得到更佳特性的序列。
第十實施方式具有兩個限制(k＝3)并循環擴展的修改后的ZC序列 可以選擇以下的生成式 [數學式17] r(n)＝xu(n mod NZC)，0≤n≤N-1， 其中，m＝0、1、...N-1，“N”表示序列r(n)的長度，而u0、u1、u2表示任意整數。“a”表示任意的實數，b0、b1、b2表示任意整數，且NZC表示小于“N”的自然數中的最大質數。“a”用于限制變量u0、u1、u2的粒度。也可以另外通過b0、b1、b2來限制上述變量。
第十一實施方式具有一個限制并截短的修改后的ZC序列 可以選擇以下的生成式 [數學式18] r(n)＝xu(n)，0≤n≤N-1， 其中，m＝0、1、...NZC-1，“N”是序列r(n)的長度，而u0、u1...、uk-1是任意整數。“a”是任意的實數。NZC表示大于“N”的自然數中的最小質數。“a”用于限制變量u0、u1...、uk-1的粒度。因為可以通過這種限制來將變量u0、u1...、uk-1的粒度變為整數的單位，所以可以減少用于存儲序列信息的存儲器。
第十二實施方式具有兩個限制并截短的修改后的ZC序列 可以選擇以下的生成式 [數學式19] r(n)＝xu(n)，0≤n≤N-1， 其中，m＝0、1、...NZC-1，“N”是序列r(n)的長度，而u0、u1...、uk-1是任意整數。“a”是任意的實數，b0、b1...、bk-1表示任意整數。NZC是大于“N”的自然數中的最小質數。“a”用于限制變量u0、u1...、uk-1的粒度。也可以另外通過b0、b1...、bk-1來限制上述變量。可以通過利用這兩個限制將變量u0、u1...、uk-1的粒度變為整數的單位來減少存儲序列信息所需的存儲器，并且通過按照可變方式來調節粒度可以得到更佳特性的序列。
第十三實施方式具有兩個限制(k＝3)并截短的修改后的ZC序列 可以選擇以下的生成式 [數學式20] r(n)＝xu(n)，0≤n≤N-1， 其中，m＝0、1、...NZC-1，“N”是序列r(n)的長度，而u0、u1、u2表示任意整數。“a”是任意的實數，b0、b1、b2是任意整數，且NZC是大于“N”的自然數中的最小質數。“a”用于限制變量u0、u1、u2的粒度。也可以另外通過b0、b1、b2來限制上述變量。
第十四實施方式考慮時域中的循環移位的循環擴展 在OFDMA系統或SC-FDMA系統中，通過對各個根序列進行循環移位可以增加可用序列的數量，除了循環移位之外，可以將用于生成序列的起點與特定的頻率索引組合起來進行定義。對強制調節被頻域中的不同序列交迭的起點存在限制，其好處在于，可以原樣支持具有一個或多個限制的修改后的ZC序列的相關特性。
例如，可以選擇以下序列生成式 [數學式21] r(n)＝ejαnxu((n+θ)modNZC)，0≤n≤N-1， 其中，m＝0、1、...NZC-1，“N”是序列r(n)的長度，而u0、u1...、uk-1是任意整數，“a”是任意的實數，且NZC是小于“N”的自然數中的最大質數。ejan是在時域中循環移位了“α”而得到的頻域的表達式。θ是偏移值，其表示在移位了θ之后執行循環擴展。如果式21是頻域表達式，則θ表示頻率索引的偏移值。
對于另一個示例，可以選擇以下的序列生成式 [數學式22] r(n)＝ejαnxu((n+θ)modNZC)，0≤n≤N-1， 其中，m＝0、1、...NZC-1，“N”是序列r(n)的長度，u0、u1...、uk-1是任意整數，“a”是任意的實數，b0、b1...、bk-1是任意整數，并且NZC是小于“N”的自然數中的最大質數。ejan是在時域循環移位了“α”而得到的頻域的表達式。θ是偏移值，其表示在移位了θ之后執行循環擴展。
對于另一個示例，可以選擇以下的序列生成式 [數學式23] r(n)＝ejαnxu((n+θ)modNZC)，0≤n≤N-1， 其中，m＝0、1、...NZC-1，“N”是序列r(n)的長度，u0、u1、u2表示任意整數。“a”是任意的實數，b0、b1、b2是任意整數，且NZC是小于“N”的自然數中的最大質數。ejan是在時域循環移位了“α”而得到的頻域的表達式。θ是偏移值。
第十五實施方式考慮時域中的循環移位的截短 例如，可以選擇以下序列生成式 [數學式24] r(n)＝ejαnxu(n)，0≤n≤N-1， 其中，m＝0、1、...NZC-1，“N”是序列r(n)的長度，u0、u1...、uk-1是任意整數，“a”是任意的實數，且NZC是小于“N”的自然數中的最大質數。ejan是在時域循環移位了“α”而得到的頻域的表達式。
對于另一個示例，可以選擇以下的序列生成式 [數學式25] r(n)＝ejαnxu(n)，0≤n≤N-1， 對于另一個示例，可以選擇以下的序列生成式 [數學式26] r(n)＝ejαnxu(n)，0≤n≤N-1， 在等式26中，如果k＝3，a＝0.125，b0＝2，并且b1＝b2＝1，則可以得到以下等式。
[數學式27] r(n)＝ejαnxu(n)，0≤n≤N-1， IV.序列的生成 為了示出生成序列的示例，可以考慮以下的序列生成式 [數學式28] r(n)＝xu((n+θ)modNZC)，0≤n≤N-1， 其中，m＝0、1、...NZC-1，“N”是序列r(n)的長度，u0、u1、u2是任意整數。θ是偏移值，且NZC是小于“N”的自然數中的最大質數。通過定義α＝0，k＝3，a＝0.125，b0＝2，b1＝b2＝1而得到該式子。選擇a＝0.125的原因是為了減少計算量，也就是說，因為0.125是1/8，可以通過三次比特移位運算來實現。
可以利用CM及互相關的閾值來確定變量u0、u1、u2。
首先，介紹長度為N＝12的序列的生成。
當將CM基準設置為1.2dB，并將互相關的閾值設置為0.6時，根據生成式得到的變量u0、u1、u2的值以及對應序列的CM如下表所示。
[表2] 在上表中，索引0至5的序列是指通過應用常規循環擴展而生成的ZC序列中的、滿足CM基準的序列的集合。
表3示出了根據表2生成的序列的實數值，表4示出了根據表2生成的序列的虛數值。
[表3]
[表4]
如果N＝12，并且當將利用所提出的生成式生成的序列與應用常規循環擴展生成的ZC序列進行比較時，包括6個滿足QPSK CM準則1.2dB的序列。
表5示出了應用常規循環擴展生成的ZC序列與所提出的序列之間的比較。
[表5] 應注意，當通過所提出的方法來生成序列時，可用序列的數量增加，同時互相關特性基本相同。當在實際環境中考慮跳頻時，由于平均相關值減小，誤塊率(BLER)的性能變得更佳。因為兩種序列的平均相關值相同，因此BLER性能相同。
下面介紹長度為N＝24的序列的生成。
下表示出了當將CM基準設置為1.2dB，并將互相關的閾值設置為0.39時，根據生成式得到的變量u0、u1、u2以及對應的CM。
[表6] 在上表中，序列索引0至11的序列是指通過應用常規循環擴展而生成的ZC序列中的、滿足CM基準的序列的集合。
表7示出了根據表6生成的序列的實數值，表8示出了根據表6生成的序列的虛數值。
[表7]

[表8]

下表9示出了當N＝24時，利用所提出的生成式生成的序列與應用常規的循環擴展生成的ZC序列之間的比較。
[表9] 應注意，當根據提出的方法來生成序列時，可用序列的數量增加，并且得到了更佳的互相關特性。當在實際環境中考慮跳頻時，由于平均相關值減小，BLER的性能變得更佳。因此，所提出的序列的BLER性能極佳。
V.相位方程(phase equation)的階數限制 相位方程的階數“k”相對于序列的相位分量、可用序列的數量和相關特性之間的關系如下。
隨著階數“k”增加，可用序列的數量增加但相關特性降低。隨著階數“k”變小，可用序列的數量減小但相關特性增加。如果k＝2，則可以生成ZC序列，因此，如果k＞2，則要求對序列的生成進行限制。
下面將介紹以下方法，當將三階或高階多項式應用于序列的相位分量時，考慮可用序列數量以及相關特性，根據可用序列的期望數量，根據期望序列的長度來限制相位方程的階數。當最小可用序列的期望數量是Nseq時，如果通過使用二階相位方程利用序列的期望長度N可生成的序列的數量(Nposs)大于或等于Nseq(即，Nposs＞＝Nseq)，則使用二階相位方程。如果Nposs＜Nseq，則使用三階或更高階的相位方程。
可以表示為以下步驟 步驟1確定了最小可用序列的期望數量Nseq。
步驟2根據期望序列的長度N來確定通過二階相位方程(k＝2)能夠生成的可用序列的數量Nposs。
步驟3如果Nposs大于等于Nseq，則利用二階相位方程來生成序列，如果Nposs小于Nseq，則利用三階相位方程來生成序列。
第一實施方式 考慮k＝3的具有三階相位方程的下述序列生成式。
[數學式29] r(n)＝ejαnxu((n+θ)modNZC)，0≤n≤N-1， 其中，m＝0、1、...NZC-1，“N”是序列r(n)的長度，而u0、u1...、uk-1是任意整數。“a”是任意的實數，且NZC是小于“N”的自然數中的最大質數。ejan是在時域循環移位了“α”而得到的頻域的表達式。θ是偏移值，其表示在移位了θ之后執行循環擴展。
假設在以下情況可以存在以下的期望序列的長度N N＝[12 24 36 48 60 72 96 108 120 144 180 192 216 240 288 300] 在步驟1中，將最小可用序列的數量Nseq設置為30。在步驟2中，如果二階相位方程是，在式29中a＝1，u0＝0，u1＝u2＝u，b0＝0并且b1＝b2＝1的情形。各個N的可用ZC序列的可用數量Nposs如下 Nposs＝[10 22 30 46 58 70 88 106 112 138 178 190 210 238 292] 在步驟3中，可以使用二階相位方程的序列的長度是N＝[36 48 60 7296 108 120 144 180 192 216 240 288 300]，可以使用三階相位方程的序列的長度是N＝[12 24]。
第二實施方式 考慮k＝3的具有三階相位方程的下述序列生成式。
[數學式30] r(n)＝ejαnxu((n+θ)modNZC)，0≤n≤N-1， 假設在以下情況可以存在以下的期望序列的長度N N＝[12 24 36 48 60 72 96 108 120 144 180 192 216 240 288 300] 在步驟1中，將最小可用序列的數量Nseq設置為30。在步驟2中，如果二階相位方程是在式30中a＝1，u0＝0，u1＝u2＝u的情況，則各個N的可用ZC序列的可用數量Nposs如下 Nposs＝[10 22 30 46 58 70 88 106 112 138 178 190 210 238 292] 在步驟3中，可以使用二階相位方程的序列的長度是N＝[36 48 60 7296 108 120 144 180 192 216 240 288 300]，可以使用三階相位方程的序列的長度是N＝[12 24]。
相位方程的階數受限的序列生成式可以用兩種類型來表示。在第一表示方法中，假設長度N的序列被映射到頻域，這表示序列的各個元素被映射到N個子載波。首先，假設序列r(n)可以表示如下。
[數學式31] r(n)＝ejαnxu((n+θ)modNZC)，0≤n≤N-1 根據第一種類型的序列生成式，當序列的長度N大于或等于36時，基本序列xu(m)可以表示如下 [數學式32] 其中，m＝0、1、...NZC-1。
序列的長度N小于36時，基本序列xu(m)可以表示如下 [數學式33] 根據第二種類型的序列生成式，基本序列xu(m)可以表示如下 [數學式34] 其中，當序列的長度N大于或等于36時，a＝1并且u1＝u2＝u。如果序列的長度N小于36時，如果a＝0.125并且N＝12，則u1和u2由下表10來定義。
[表10] 如果N＝24，則u1和u2由下表10來定義。
[表11] VI.用于參考信號的序列的生成 考慮以下序列生成式 [數學式35] r(n)＝ejαnxu((n+θ)modNZC)，0≤n≤N-1， 其中，m＝0、1、...NZC-1，a＝0.0625，u3＝1/4，“N”是序列r(n)的長度，而u0、u1和u2是任意整數。θ是偏移的值，且NZC是小于“N”的自然數中的最大質數。量化函數quan(.)是近似最接近值{0，1/2，1，3/2，2，...}。即，量化函數quan(x)是近似最接近“x”的整數或整數+0.5。其可以表示為quan(x)＝round(2x)/2，而round(x)是小于x+0.5的緊鄰整數。
通過量化可以節約存儲器的容量。可以將u0、u1和u2的范圍擴展以增加自由度，從而生成大量具有良好性能的序列。但是，在這方面，在u0、u1和u2范圍的增加使得用于表示u0、u1和u2的比特數量增加。因此，對于QPSK調制進行限制，使得每個值只需要兩個比特而不管u0、u1和u2的范圍。此外，因為基本生成式是基于CAZAC序列，所以可以生成具有良好特性的序列。例如，如果提供0≤u0≤1024，0≤u1≤1024以及0≤u2≤1024的范圍來生成長度為12的序列，則每個序列使用30比特(＝10比特+10比特+10比特)的存儲器。因此，對于30個序列來說要求900比特的存儲器容量。但是，當執行了量化時，在不考慮u0、u1和u2的范圍的情況下對于序列來說720比特(＝2比特x12x30)的存儲器就足夠了。
上述生成式可以等效于將序列的元素近似為QPSK星座相位而得到的值。這是因為每個值可以用通過量化函數量化的Nq個值來近似，該Nq個值可以在由相位表示的0與2π之間進行量化。也就是說，e-jθ可能具有的復數單元電路中的值可以被量化成Nq個值，由此來近似每個值。
在這種情況下，根據近似法，這些值可以近似為最接近的值、近似為相同或者最接近的更小值、或者近似為相同或最接近的更大值。
序列的元素可以近似于與QPSK的相位對應的值{π/4，3π/4，-π/4，-3π/4}。這表示量化后的值近似于QPSK的坐標{0.7071+j0.7071，0.7071-j0.7071，-0.7071+j0.7071，-0.7071-j0.7071}。
下面，將介紹擴展序列的生成，但是根據期望序列的長度N和ZC序列的長度NZC也可以使用以下式子中的截短序列。
[數學式36] r(n)＝ejαnxu(n)，0≤n≤N-1， 另選的是，如果期望序列的長度N與ZC序列的長度NZC相同，則還可以使用下式中的序列。
[數學式37] r(n)＝ejαnxu(n)，0≤n≤N-1， 下面將介紹針對生成用于參考信號的序列生成的主要示例。
在上行子幀中，以資源塊為單位來調度PUCCH或PUSCH，資源塊包括12個子載波。因此，對于單個資源塊來說需要長度N＝12的序列，對于兩個資源塊來說需要長度N＝24的序列。可以通過對NZC＝11的序列進行循環擴展而生成長度N＝12的序列，并且可以通過對NZC＝23的序列進行循環擴展而生成長度N＝24的序列。
(1)N＝12的參考信號序列 下表示出了當N＝12時的u0、u1和u2。該表示出了30個序列組合，該30個序列與下述3個資源塊相對應的擴展的ZC序列沒有這么高的互相關性，即該3個資源塊為通過優先地將CP(Cyclic Prefix循環前綴)考慮為CM從不超過CM 1.22dB的序列中搜索出的資源塊。
[表12] 可以用下式來表示根據上表生成的長度為12的參考信號序列r(n) [數學式38] r(n)＝ejαnxu(n)，xu(n)＝ep(n)π/4，0≤n＜N 其中，“α”是循環移位值，下表示出了基本序列xu(n)的相位參數P(n)的值 [表13] (2)N＝24的參考信號序列 下表示出了當N＝24時的u0、u1和u2。該表示出了30個序列組合，該30個序列與下述3個資源塊相對應的擴展的ZC序列沒有這么高的互相關性，即該3個資源塊為通過優先地將CP(Cyclic Prefix循環前綴)考慮為CM從不超過CM 1.22dB的序列中搜索出的資源塊。
[表14] 可以用下式來表示根據上表生成的長度為24的參考信號序列r(n) [數學式39] r(n)＝ejαnxu(n)，xu(n)＝ep(n)π/4，0≤n＜N 其中，“α”是循環移位值，下表示出了基本序列xu(n)的相位參數P(n)的值 [表15] VII.選擇用于參考信號的序列 在以上說明中，針對N＝12和N＝24根據閉式生成式生成了序列。但是，在實際無線通信系統中，從單個生成式中生成的序列有可能不能應用而是與其他序列混合起來使用。因此，需要考慮由此生成的序列與其它序列之間的相關特性或CM特性。
這里，將介紹以下方法，其中，將在N＝12時根據式38和表13生成的30個序列與26個比較序列進行比較，并且將具有良好相關特性的4個序列選擇作為參考信號序列。此外，還介紹以下方法，其中，將在N＝24時根據式39和表15生成的30個序列與25個比較序列進行比較，并且將具有良好相關特性的5個序列選擇作為參考信號序列。
(1)在N＝12的情況 如果N＝12，序列生成式為如式38的基本序列xu(n)的循環移位，并且基本序列xu(n)的相位參數p(n)的值如表13所示。這里，將介紹以下方法，其中，將在N＝12時生成的30個序列與26個比較序列進行比較，并且選擇具有良好相關特性的4個序列。從30個基本序列中選擇4個基本序列的例子共有27405個(30C4＝30*29*28*27/4/3/2/1＝27405)。因此，為了減少例子的數量，首先，考慮基本序列的CM。
下表示出了按照CM大小的順序排列的基本序列。在表中，將基本序列的全部可能的循環移位的CM值中的最大值確定為有代表性的CM。
[表16] 當N＝12，即，因為與單個資源塊對應的基本序列的長度較短，許多序列具有類似的互相關特性，因此，排除了CM超過特定值的序列。這里，考慮CM低于1.09的序列[23 26 29 21 15 12 14 28 19 25 1 5 22 11 20 1810 3 0 17 8]。
假設可以與基本序列一起使用的比較序列的相位參數pc(n)為下表所示的參數。在這種情況下，比較序列的相位參數不同，但是它們作為基本序列在形式上相同。
[表17] 下表示出了，在30個基本序列中與比較序列的最大互相關組合中的最佳的25個組合。
[表18] 根據上表，如果要從具有與式36相同的基本序列生成等式以及具有表13所提供的相位參數p(n)的值的30個序列中，選擇與比較序列相比具有良好的平均互相關特性和最大互相關特性并且滿足期望的CM特性的4個序列，則具有序列索引[3 8 28 29]的4個基本序列是基本序列。
最后，長度N＝12的參考信號序列r(n)如下 [數學式40] r(n)＝ejαnxu(n)，0≤n＜N xu(n)＝ejp(n)π/4 其中，“α”是循環移位值，下表示出了基本序列xu(n)的相位參數P(n)的值 [表19] (2)N＝24的情況 如果N＝24，序列生成式為如式37的基本序列xu(n)的循環移位，并且基本序列xu(n)的相位參數p(n)的值如表15所示。這里，將介紹以下方法，其中，將在N＝24時生成的30個序列與25個比較序列進行比較，并且選擇具有良好相關特性的5個序列。從30個基本序列中選擇5個基本序列的例子共有142506個(30C4＝30*29*28*27*26/5/4/3/2/1＝142506)。
假設可以與基本序列一起使用的比較序列的相位參數pc(n)如下表所示。在這種情況下，比較序列僅僅他們的相位參數不同，但是但是它們作為基本序列在形式上相同。
[表20] 下表示出了，在全部可能的組合中的具有最佳的互相關特性的20個組合。
[表21] 在這些組合中，組合{7，8，9，10，11，12，13，14，17，18，19，20}具有小于0.181的平均相關值。
下表示出了按照CM大小的順序排列的基本序列。在表中，將基本序列的全部可能的循環移位的CM值中的最大值確定為有代表性的CM。
[表22] 包括在所選擇的組合中的序列索引是9、11、12、16、21、24、25，其中序列索引16被排除，因為其基礎序列具有較低的CM特性。因此，可選擇的組合減少為下述4個序列索引。
[表23] 如果要從上述組合中，選擇與比較序列具有良好的互相關特性和CM特性、以及具有最小相關值的5個序列，則序列[9 11 12 21 24]是基本序列。
最后，長度N＝24的參考信號序列r(n)如下 [數學式41] r(n)＝ejαnxu(n)，0≤n＜N xu(n)＝ejp(n)π/4 其中，“α”是循環移位值，并且下表示出了基本序列xu(n)的相位參數P(n)的值 [表24] 利用表20所示的25個比較序列的相位參數值得到了的全部30個基本序列。
圖8例示了根據本發明的一個實施方式的參考信號發送方法的過程的流程圖。
參照圖8，在步驟S210，得到了以下基本序列xu(n)。
[數學式42] xu(n)＝ejp(n)π/4 根據基本序列的長度(即，分配的資源塊的數量)來確定相位參數p(n)。在一個資源塊(N＝12)的情況下，可以使用表17和表19中示出的30個相位參數p(n)中的至少一個。在一個資源塊(N＝24)的情況下，可以使用表20和表24中示出的30個相位參數p(n)中的至少一個。
在步驟S220中，通過將基本序列xu(n)循環移位“α”來獲得由下式定義的參考信號序列r(n)。
[數學式43] r(n)＝ejαnxu(n)，0≤n＜N 在步驟S230中，將參考信號序列r(n)映射到物理資源。在這種情況下，物理資源可以是資源粒子或者子載波。
在步驟S240，將映射為物理資源的參考信號序列轉換成SC-FDMA信號，然后將其在上行方向發送。
從利用閉式生成式生成的序列中選擇與比較序列相比具有良好的相關特性和CM特性的序列，并將所選擇的序列用作上行參考信號。雖然該序列與比較序列一起被用作上行參考信號，但是可以保持所期望的序列特性，從而能提高數據解調性能，并且能準確地執行上行調度。
可以利用諸如微處理器的處理器、控制器、微控制器、ASIC(Application Specific Integrated Circuit專用集成電路)等基于為了執行這種功能而進行編碼的軟件、程序代碼等來執行上述的各種功能。基于本發明的說明書來設計、開發和實施這類代碼對于本領域的技術人員來說是顯而易見的。
雖然出于示例性的目的已經公開了本發明的實施方式，但是本領域的技術人員應了解，在不脫離本發明的范圍的情況下，可以對其進行各種修改、增加和替換。相應地，本發明的實施方式不限于上述的實施方式，而是由所附權利要求及其等同物的全部范圍來進行限定。
權利要求
1.一種在無線通信系統中生成參考信號的方法，該方法包括以下步驟
獲得(S210)基本序列xu(n)；以及
根據所述基本序列xu(n)來獲得(S220)長度為N的參考信號序列r(n)，
其中，所述基本序列xu(n)由下式表示
xu(n)＝ejp(n)π/4
并且，如果N＝12，則將下表提供的值中的至少一個值用作相位參數p(n)的值
2.根據權利要求1所述的方法，其中，如果N＝24，則將下表提供的值中的至少一個值用作所述相位參數p(n)的值
3.根據權利要求1所述的方法，其中，通過對所述基本序列xu(n)循環移位α來獲得所述參考信號序列r(n)
r(n)＝ejαnxu(n)。
4.一種在無線通信系統中發送參考信號的方法，該方法包括以下步驟
根據基本序列xu(n)來獲得(S220)長度為N的參考信號序列r(n)；
將所述參考信號序列映射(S230)到N個子載波；以及
在上行信道上發送(S240)映射后的參考信號序列r(n)，
其中所述基本序列xu(n)由下式表示
xu(n)＝ejp(n)π/4
并且，如果N＝12，則將下表提供的值中的至少一個值用作相位參數p(n)的值
5.根據權利要求4所述的方法，其中，如果N＝24，則將下表提供的值中的至少一個值用作所述相位參數p(n)的值
6.根據權利要求1所述的方法，其中，通過對所述基本序列xu(n)循環移位α來獲得所述參考信號序列r(n)
r(n)＝ejαnxu(n)。
7.根據權利要求4所述的方法，其中，所述上行信道是物理上行鏈路控制信道(PUCCH)。
8.根據權利要求4所述的方法，其中，所述上行信道是物理上行鏈路共享信道(PUSCH)。
9.根據權利要求4所述的方法，其中，所述參考信號序列r(n)是用于解調上行數據的解調參考信號。
10.根據權利要求4所述的方法，其中，所述參考信號序列r(n)是用于用戶調度的探測參考信號。
全文摘要
一種生成參考信號的方法，該方法包括以下步驟獲得基本序列；以及根據基本序列獲得長度為N的參考信號序列。可以保持參考信號的良好的PAPR/CM特性以增強數據解調或上行調度的性能。
文檔編號H04L27/26GK101796789SQ200880105859
公開日2010年8月4日 申請日期2008年9月5日 優先權日2007年9月7日
發明者韓承希, 盧珉錫, 李大遠 申請人:Lg電子株式會社