基于傳真調(diào)制解調(diào)建議v.21的fsk解調(diào)方法

專利名稱：基于傳真調(diào)制解調(diào)建議v.21的fsk解調(diào)方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種頻移鍵控(frequency-shift-key，簡稱FSK)解調(diào)方法，具體為一種基于傳真調(diào)制解調(diào)建議V.21的FSK解調(diào)方法，屬于通信調(diào)制解調(diào)技術(shù)領(lǐng)域。

背景技術(shù)：
根據(jù)國際電話與電報咨詢委員會(International Telephone andTelegraph Consultative Committee，簡稱CCITT)建議中的傳真調(diào)制解調(diào)建議V.21(見附圖5)，它是用來傳輸二進(jìn)制碼控制信號的，V.21調(diào)制解調(diào)器是公用電話交換網(wǎng)中使用的傳輸速率為300波特(Baud)的標(biāo)準(zhǔn)化雙工調(diào)制解調(diào)器。傳真三類機(jī)(是目前通用的傳真機(jī)類型，稱G3傳真機(jī)，同樣傳真二類機(jī)簡稱G2傳真機(jī))采用半雙工方式通信，用于傳輸二進(jìn)制控制信號(信令信號)。使用V.21建議中第二通道的特征頻率傳號采用Fa＝1650Hz，空號采用Fz＝1850Hz。傳真三類機(jī)的V.21調(diào)制解調(diào)器采用同步方式工作，不必提供在傳輸停止時維持同步所需的信號。該調(diào)制解調(diào)建議采用FSK調(diào)制解調(diào)的方法。但是V.21建議中只提供了調(diào)制方法，沒有給出解調(diào)方法和具體的解調(diào)實現(xiàn)方法，所以要設(shè)計能正確解調(diào)符合V.21建議的調(diào)制信號的解調(diào)方法。
由于傳真調(diào)制解調(diào)建議V.21中數(shù)據(jù)傳輸速率較低，因此應(yīng)該盡量采用成本低廉、簡便易行的方法解調(diào)。隨著頻移鍵控解調(diào)方式的成熟化，目前最常用的方法是相干解調(diào)方法，如附

圖1所示 將接收到的信號首先進(jìn)行帶通濾波，得到按照規(guī)定要求的頻率范圍的信號。這里帶寬應(yīng)設(shè)為300HZ～3400HZ，然后和兩個相應(yīng)的同頻本地載波(cosw1和cosw2)相乘，再通過低通濾波器濾出兩個頻率的信號，通過定時脈沖對信號進(jìn)行抽樣判決，從而達(dá)到解調(diào)的目的。該方法適用于數(shù)字信號，也適用于軟件的實現(xiàn)，解調(diào)方法簡單、計算量較小，但是對于同步的要求比較高，這是由于要能準(zhǔn)確的判斷出數(shù)字信號，就要嚴(yán)格的做到相位同步，這是一個難點。同步問題(載波同步和位同步)是解調(diào)技術(shù)的難點問題。


發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的主要目的在于克服以往實現(xiàn)的FSK解調(diào)中同步難以實現(xiàn)的缺點，本發(fā)明提出了一種簡單易于實現(xiàn)的符合V.21建議的FSK解調(diào)方法，本解調(diào)方法避免了載波同步和位同步，大大的簡化了解調(diào)的實現(xiàn)方法。
本發(fā)明采用了離散傅立葉變換(Digital Fourier transformation，簡稱DFT)并計算頻率域的所有頻點的能量值的方法，其中的離散傅立葉變換用非歸一化離散傅立葉變換(Non-unity Digital Fourier transformation，簡稱NDFT)中的戈澤爾(Goertzel)計算方法，這是離散傅立葉變換的一個改進(jìn)的方法。本發(fā)明所提出的FSK解調(diào)方法既可以用硬件電路或集成芯片來實現(xiàn)，也可以用軟件來實現(xiàn)，軟件實現(xiàn)一般要比硬件實現(xiàn)靈活、成本低。
本發(fā)明的基本思路 V.21的解調(diào)器采用非歸一化離散傅立葉變換的戈澤爾(Goertzel)計算方法進(jìn)行頻域變換并計算FSK中相應(yīng)有效頻點的能量，利用相應(yīng)有效頻點能量值的不同大小來判斷出調(diào)制信號所代表的數(shù)字信號0或1，從而完成解調(diào)。該方法將時域信號轉(zhuǎn)換為頻域信號，不需要考慮頻域信號的相位信息，只關(guān)心頻域信號的幅度，就避免了相位的不同步問題。
本發(fā)明采取的具體技術(shù)方案如下 一種基于傳真調(diào)制解調(diào)建議V.21的FSK解調(diào)方法，是把接收到的已調(diào)制的信號碼流作為輸入，進(jìn)行解調(diào)處理，它符合V.21傳真調(diào)制解調(diào)建議的解調(diào)部分，這里的信號碼流實際是信令碼流。其方法步驟為接收端將收到的信令碼流進(jìn)行解調(diào)，根據(jù)解調(diào)出來的信令內(nèi)容，產(chǎn)生相應(yīng)的信令，并將該信令進(jìn)行調(diào)制和傳輸，以完成傳真信號的握手工作。本發(fā)明的特征在于，解調(diào)方法中采用了非歸一化離散傅立葉變換(Non-unity Digital Fouriertransformation，簡稱NDFT)的戈澤爾(Goertzel)計算方法來計算相應(yīng)頻點的能量，通過相應(yīng)頻點的能量來判斷出相應(yīng)的數(shù)字碼流中的數(shù)字信號0和1。本發(fā)明中，NDFT的戈澤爾計算方法把輸入的時域信號轉(zhuǎn)換為頻域信號，不考慮頻域信號的相位信息，避免了涉及相位不同步的問題。只通過頻域信號的幅度信息，計算出頻域信號的能量，通過該能量的比較檢測出需要的FSK信號頻率，進(jìn)一步解調(diào)出相應(yīng)的數(shù)字碼流。
具體為通過頻域信號的幅度信息，計算出頻域信號的能量，通過該能量的比較檢測出需要的FSK信號頻率，進(jìn)一步解調(diào)出相應(yīng)的數(shù)字碼流，該方法具體包括以下步驟 1)讀入已調(diào)制傳真控制信號的樣點值，每N個樣點值進(jìn)行能量計算；能量計算的步驟和方法為 V.21調(diào)制解調(diào)建議中的兩個有效載波頻率點為1850Hz、1650Hz，分別計算各有效頻點能量值。所述的計算相應(yīng)有效頻點能量的方法具體為非歸一化離散傅立葉變換的戈澤爾計算方法 戈澤爾計算方法的公式為 采樣點長度(或數(shù)目)為N的輸入時域信號x(n)的離散傅里葉變換X(k)定義為 上式中n＝0，1，……，N-1；k＝0，1，……，N-1；x(N)＝0； 因為ej(2π/N)kN＝1，故(1)式也可以寫成 為計算方便，設(shè)采樣點長度為N的方程yk(n)為如下等式 (3)式中，m＝0，1，……，n；n＝0，1，……，N-1；k＝0，1，……，N-1；x(N)＝0；根據(jù)(1)和(2)式，當(dāng)n＝N時，yk(N)的值與x(n)的離散傅里葉變換表達(dá)式(2)相同；也就是說，離散傅里葉變換值X(k)可以表示為當(dāng)n為N時，x(n)經(jīng)過線性濾波器即一階極點濾波器后的輸出值yk(N)；考慮到實際應(yīng)用的需要，對應(yīng)于上式(3)進(jìn)一步變?yōu)椴罘中问? yk(n)＝ej(2π/N)kyk(n-1)+x(n)(4) 這里(4)式也是一個離散的時間系統(tǒng)模型，yk(n)表示系統(tǒng)當(dāng)前的輸出值，yk(n-1)表示系統(tǒng)在前一個時刻的輸出值，而x(n)表示系統(tǒng)當(dāng)前的輸入值，n＝0，1，……，N-1；k＝0，1，……，N-1；這里有y(-1)＝0，即n＜0時的yk(n)值全部為0。對以上(4)式進(jìn)行Z變換如下 Yk(z)＝Y(jié)k(z)z-1ej(2π/N)k+X(z)，(5) 其中Yk(z)＝Z[yk(n)]，X(z)＝Z[x(n)]， 從(5)式可以得到 在(6)式中有極點位置包含了一個復(fù)系數(shù)，在實現(xiàn)時很不方便。
因此，利用二階復(fù)共軛極點濾波器取代上式(4)，得到構(gòu)造式如下 從(7)式進(jìn)行反Z變換可得到只有一個實系數(shù)的差分方程如下 這里(8)式也是一個離散的時間系統(tǒng)方程，其中n＝0，1，……，N-1；x(N)＝0；k＝0，1，……，N-1；vk(n)是系統(tǒng)當(dāng)前的輸出值，vk(n-1)是系統(tǒng)前一個時刻的輸出值，vk(n-2)是系統(tǒng)前兩個時刻的輸出值，x(n)是系統(tǒng)當(dāng)前的輸入值；其中vk(-1)＝0，vk(-2)＝0表示在小于0的時刻，系統(tǒng)輸出值為0；從以上(6)式和(7)式可以知道 Yk(z)＝Vk(z)(1-z-1e-j(2π/N)k)，(9) 這樣，在計算X(k)時，僅有一個復(fù)系數(shù)如下 在本方法中僅需要考慮離散傅里葉變換的幅度信息，而不必考慮其相位信息；可以進(jìn)一步處理(11)式，以去掉復(fù)系數(shù) |X(k)|2就是我們需要的相關(guān)頻點的能量值。將N個待解調(diào)信號采樣點的時域幅度值x(n)(其中n＝0，1，……，N-1)、設(shè)置的相關(guān)頻率點值k(k代表V.21的兩個頻率f1＝1850Hz，f2＝1650Hz)這兩個參數(shù)代入上述公式(8)，通過迭代即可計算出vk(N-1)和vk(N)。再將vk(N-1)和vk(N)代入公式(12)，從而計算出設(shè)置的相關(guān)頻率點的頻域能量；使用上式(8)和(12)，就能從輸入時域信號x(n)中提取出相關(guān)頻點的頻譜能量信息。
2)根據(jù)已計算的頻域能量值的大小判斷該調(diào)制信號所代表的二進(jìn)制數(shù)字信號碼元是0還是1；如果在1850Hz處的能量(E1850)大于1650Hz處的能量(E1650)，則該調(diào)制信號判決為0，反之該調(diào)制信號判決為1； 3)如果待解調(diào)信號的采樣點值沒有結(jié)束就重復(fù)步驟1)、步驟2)；否則，結(jié)束解調(diào)。
本發(fā)明的解調(diào)方法的優(yōu)點 1)本發(fā)明克服了解調(diào)中的同步問題，同步是通信系統(tǒng)中一個重要的實際問題，也是一個難題。信號傳輸中的同步一般包括位同步和載波同步。當(dāng)采用相干檢測法解調(diào)時接收端需要提供一個與發(fā)射端調(diào)制載波同頻同相的相干載波，這個相干載波的獲取就稱作載波同步。又因為信號往往是一串信號碼元序列，解調(diào)時需要知道每個碼元的起止時刻，這樣在抽樣判決的時候，接收端就能產(chǎn)生一個用作抽樣判決的定時脈沖，它和接收碼元的終止時刻應(yīng)該對齊，這個過程就是位同步的過程，只有完成了載波同步和位同步才能正確地解調(diào)出數(shù)字信號。然而，在我們的解調(diào)方法中沒有采用相干解調(diào)法，也不采用抽樣判決脈沖的方法，因此避免了載波同步和位同步，大大的簡化了解調(diào)的實現(xiàn)方法。
2)本發(fā)明的解調(diào)方法用軟件實現(xiàn)起來簡單靈活、適應(yīng)性強(qiáng)、成本低。該解調(diào)方法也可以用硬件實現(xiàn)。
附圖表說明 圖1FSK相干解調(diào)法 圖2基于V.21的FSK解調(diào)算法流程圖 圖3高級數(shù)據(jù)鏈路控制(HDLC)幀結(jié)構(gòu) 圖4FSK實際數(shù)據(jù)(在信道中實際接收到的數(shù)據(jù)) 圖5V.21建議的參數(shù)。

具體實施例方式 下面結(jié)合附圖詳細(xì)說明本實施例 數(shù)字信號檢測往往采用離散傅立葉變換方法，把輸入的時域信號轉(zhuǎn)換成頻域信號。非歸一化離散傅立葉變換的戈澤爾計算方法有優(yōu)點第一，它輸入一個數(shù)據(jù)就可計算一個參數(shù)，這樣便節(jié)約了大量的數(shù)據(jù)存儲空間。第二，它允許采用任意長度的采樣窗，來計算頻率域的任意點的傅立葉變換。因此，戈澤爾計算方法具有更好的靈活性來適應(yīng)頻率的要求。利用戈澤爾計算方法計算相應(yīng)頻點能量值的不同大小來判斷出調(diào)制信號所代表的數(shù)字信號0或1，從而完成了解調(diào)。具體的方法流程見說明書附圖中的附圖2。
戈澤爾計算方法的公式為 采樣點長度(或數(shù)目)為N的輸入時域信號x(n)的離散傅里葉變換X(k)定義為 上式中n＝0，1，……，N-1；k＝0，1，……，N-1；x(N)＝0； 因為ej(2π/N)kN＝1，故(1)式也可以寫成 為計算方便，設(shè)采樣點長度為N的方程yk(n)為如下等式 (3)式中，m＝0，1，……，n；n＝0，1，……，N-1；k＝0，1，……，N-1；x(N)＝0；根據(jù)(1)和(2)式，當(dāng)n＝N時，yk(N)的值與x(n)的離散傅里葉變換表達(dá)式(2)相同；也就是說，離散傅里葉變換值X(k)可以表示為當(dāng)n為N時，x(n)經(jīng)過線性濾波器即一階極點濾波器后的輸出值yk(N)；考慮到實際應(yīng)用的需要，對應(yīng)于上式(3)進(jìn)一步變?yōu)椴罘中问? yk(n)＝ej(2π/N)kyk(n-1)+x(n)(4) 這里(4)式也是一個離散的時間系統(tǒng)模型，yk(n)表示系統(tǒng)當(dāng)前的輸出值，yk(n-1)表示系統(tǒng)在前一個時刻的輸出值，而x(n)表示系統(tǒng)當(dāng)前的輸入值，n＝0，1，……，N-1；k＝0，1，……，N-1；這里有y(-1)＝0，即n＜0時的yk(n)值全部為0。對以上(4)式進(jìn)行Z變換如下 Yk(z)＝Y(jié)k(z)z-1ej(2π/N)k+X(z)，(5) 其中Yk(z)＝Z[yk(n)]，X(z)＝Z[x(n)]， 從(5)式可以得到 在(6)式中有極點位置包含了一個復(fù)系數(shù)，在實現(xiàn)時很不方便。
因此，利用二階復(fù)共軛極點濾波器取代上式(4)，得到構(gòu)造式如下 從(7)式進(jìn)行反Z變換可得到只有一個實系數(shù)的差分方程如下 這里(8)式也是一個離散的時間系統(tǒng)方程，其中n＝0，1，……，N-1；x(N)＝0；k＝0，1，……，N-1；vk(n)是系統(tǒng)當(dāng)前的輸出值，vk(n-1)是系統(tǒng)前一個時刻的輸出值，vk(n-2)是系統(tǒng)前兩個時刻的輸出值，x(n)是系統(tǒng)當(dāng)前的輸入值；其中vk(-1)＝0，vk(-2)＝0表示在小于0的時刻，系統(tǒng)輸出值為0；從以上(6)式和(7)式可以知道 Yk(z)＝Vk(z)(1-z-1e-j(2π/N)k)，(9) 這樣，在計算X(k)時，僅有一個復(fù)系數(shù)如下 在本方法中僅需要考慮離散傅里葉變換的幅度信息，而不必考慮其相位信息；可以進(jìn)一步處理(11)式，以去掉復(fù)系數(shù) |X(k)|2就是我們需要的相關(guān)頻點的能量值。使用上式(8)和(12)，就能從輸入時域信號x(n)中提取出相關(guān)頻點的頻譜能量信息。
本實施例解調(diào)方法的具體流如附圖2所示 1)讀入已調(diào)制傳真控制信號的樣點值，每N個樣點值進(jìn)行能量計算；能量計算的步驟和方法為 V.21調(diào)制解調(diào)建議中的兩個有效載波頻率點為1850Hz、1650Hz，分別計算各有效頻點能量值。所述的計算相應(yīng)有效頻點能量的方法具體為非歸一化離散傅立葉變換的戈澤爾計算方法。將N個待解調(diào)信號采樣點的時域幅度值x(n)(其中n＝0，1，……，N-1)、設(shè)置的相關(guān)頻率點值k(k代表V.21的兩個頻率f1＝1850Hz，f2＝1650Hz)這兩個參數(shù)代入上述公式(8)，通過迭代即可計算出vk(N-1)和vk(N)。再將vk(N-1)和vk(N)代入公式(12)，從而計算出設(shè)置的相關(guān)頻率點的頻域能量；使用上式(8)和(12)，就能從輸入時域信號x(n)中提取出相關(guān)頻點的頻譜能量信息。
2)根據(jù)已計算的頻域能量值的大小判斷該調(diào)制信號所代表的二進(jìn)制數(shù)字信號碼元是0還是1；如果在1850Hz處的能量(E1850)大于1650Hz處的能量(E1650)，則該調(diào)制信號判決為0，反之該調(diào)制信號判決為1； 3)如果待解調(diào)信號的采樣點值沒有結(jié)束就重復(fù)步驟1)、步驟2)；否則，結(jié)束解調(diào)。
測試結(jié)果 V.21調(diào)制解調(diào)建議用于調(diào)制解調(diào)傳真過程的二進(jìn)制控制信令。二進(jìn)制代碼的傳真控制過程都采用高級數(shù)據(jù)鏈路控制(High level Data Link Control，簡稱HDLC)幀結(jié)構(gòu)(如附圖3，注HDLC幀結(jié)構(gòu)的標(biāo)志位為0x7E，地址位為0xFF，而控制、傳真控制、傳真信息、幀校驗序列都是不確定的，要根據(jù)實際的傳真通信來確定)。HDLC規(guī)程是一種面向比特的鏈路控制規(guī)程，該規(guī)程使通信雙方的監(jiān)控功能通過雙方各自向?qū)Ψ桨l(fā)出的一定比特組合來表示命令和響應(yīng)，能很好的適應(yīng)交互操作?；镜腍DLC結(jié)構(gòu)由多個幀組成，每幀分為若干字段，這種結(jié)構(gòu)為幀提供標(biāo)志、差錯校驗和正確收到信息的證實。
附圖3給出了一個HDLC幀結(jié)構(gòu)，它是由先導(dǎo)序列、標(biāo)志序列、地址字段、控制字段、信息字段(分為傳真控制字段和傳真信息字段)、幀校驗序列等組成。
當(dāng)輸入一段從實際信道上接收的典型的符合V.21建議的FSK調(diào)制數(shù)據(jù)(圖形如附圖4)。該段數(shù)據(jù)是一段截取的數(shù)據(jù)，從附圖4很明顯可以看到該數(shù)據(jù)的各部分的疏密程度不一樣，經(jīng)頻率檢測可知疏的部分的頻率是1650Hz，密的部分的頻率是1850Hz。
該數(shù)據(jù)經(jīng)過本解調(diào)方法解調(diào)的結(jié)果如下 011111100111111001111110011111100111111001111110011111100111111001 111110011111100111111001111110011111100111111001111110011111100111 111001111110011111100111111001111110011111100111111001111110011111 100111111001111110011111100111111001111110011111100111111001111110 011111100111111001111110011111100111111001111110011111100111111011 111111110000001100001000000100000001000000010000000100000001000000 010000000100000001000000010000000100000001000000010000000100000001 000000010000000100000001000001111010000110011000100111110001010001 011111100111111001111110 進(jìn)一步采用十六進(jìn)制表示如下 7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E 7E FF C0 C2 04 04 04 04 04 04 04 04 04 04 04 04 04 04 04 04 04 1E 86 62 7C 51 7E 7E 7E 根據(jù)CCITT建議中的傳真通信規(guī)程T.30，以上數(shù)據(jù)序列中前端是若干個0x7E(01111110)為標(biāo)志位(不同品牌的G3傳真機(jī)解調(diào)獲得的0x7E的數(shù)目以及同一品牌的G3傳真機(jī)多次重復(fù)呼叫時解調(diào)獲得的0x7E的數(shù)目會略微不同，本段數(shù)據(jù)中0x7E的數(shù)目為41個)，接下來的0xFF(11111111)為地址位，中間依次是控制字段0xC0(11000000、0xC2(11000010)，信息字段0x04(00000100)等，中間的信令每次是不一樣的，要根據(jù)具體的傳真過程(例如，傳真機(jī)的號碼不同，所用的傳真速率不同等都會造成解調(diào)出來的碼流的不同)來定，最后又出現(xiàn)標(biāo)志為0x7E(01111110)，這完全符合CCITT建議的T.30通信規(guī)程規(guī)定的二進(jìn)制HDLC幀結(jié)構(gòu)，這是一段典型的具有代表性的數(shù)據(jù)。采用截取的其它符合V.21建議的FSK調(diào)制數(shù)據(jù)用本方法解調(diào)后也有類似結(jié)果，因此可以說明本解調(diào)方法的正確性和有效性。
將上述二進(jìn)制信號采用現(xiàn)有的調(diào)制方法進(jìn)行調(diào)制后得到調(diào)制信號，發(fā)送到G3傳真機(jī)進(jìn)行解調(diào)驗證，G3傳真機(jī)反饋結(jié)果正確。
經(jīng)過驗證，對在不同品牌的傳真機(jī)上多次重復(fù)呼叫所獲取的不同數(shù)據(jù)序列進(jìn)行以上解調(diào)和調(diào)制處理，結(jié)果都正確并符合以上特點。
此外，根據(jù)本解調(diào)方法設(shè)計的軟件在CDMA移動通信基站系統(tǒng)上進(jìn)行V.21信令解調(diào)測試，結(jié)果正確。
權(quán)利要求
1、一種基于傳真調(diào)制解調(diào)建議V.21的FSK解調(diào)方法，其特征在于該方法通過頻域信號的幅度信息，計算出頻域信號的能量，通過該能量的比較檢測出需要的FSK信號頻率，進(jìn)一步解調(diào)出相應(yīng)的數(shù)字碼流，具體步驟如下
1)讀入已調(diào)制傳真控制信號的樣點值，每N個樣點值進(jìn)行能量計算；能量計算的方法如下
V.21調(diào)制解調(diào)建議中的兩個有效載波頻率點為1850Hz、1650Hz，分別計算各有效頻點能量值；計算相應(yīng)有效頻點能量的方法具體為非歸一化離散傅立葉變換的戈澤爾計算方法
戈澤爾計算方法的公式為
采樣點長度或數(shù)目為N的輸入時域信號x(n)的離散傅里葉變換X(k)定義為
上式中n＝0，1，……，N-1；k＝0，1，……，N-1；x(N)＝0；由于ej(2π/N)kN＝1，故(1)式能夠表示為
設(shè)采樣點長度為N的方程yk(n)為如下等式
(3)式中，m＝0，1，……，n；n＝0，1，……，N-1；k＝0，1，……，N-1；x(N)＝0；根據(jù)(1)和(2)式，當(dāng)n＝N時，yk(N)的值與x(n)的離散傅里葉變換表達(dá)式(2)相同；也就是說，離散傅里葉變換值X(k)能夠表示為當(dāng)n為N時，x(n)經(jīng)過線性濾波器即一階極點濾波器后的輸出值yk(N)；考慮到實際應(yīng)用的需要，對應(yīng)于上式(3)進(jìn)一步變?yōu)椴罘中问?br> yk(n)＝ej(2π/N)kyk(n-1)+x(n) (4)
這里(4)式也是一個離散的時間系統(tǒng)模型，yk(n)表示系統(tǒng)當(dāng)前的輸出值，yk(n-1)表示系統(tǒng)在前一個時刻的輸出值，而x(n)表示系統(tǒng)當(dāng)前的輸入值，n＝0，1，……，N-1；k＝0，1，……，N-1；這里有y(-1)＝0，即n＜0時的yk(n)值全部為0；
對以上(4)式進(jìn)行Z變換如下
Yk(z)＝Y(jié)k(z)z-1ej(2π/N)k+X(z)，(5)
其中Yk(z)＝Z[yk(n)]，X(z)＝Z[x(n)]，
從(5)式可以得到
利用二階復(fù)共軛極點濾波器取代上式(4)，得到構(gòu)造式如下
Vk(z)＝Z[vk(n)](7)
從(7)式進(jìn)行反Z變換可得到只有一個實系數(shù)的差分方程如下
vk(-1)＝0，vk(-2)＝0，(8)
這里(8)式也是一個離散的時間系統(tǒng)方程，其中n＝0，1，……，N-1；x(N)＝0；k＝0，1，……，N-1；vk(n)是系統(tǒng)當(dāng)前的輸出值，vk(n-1)是系統(tǒng)前一個時刻的輸出值，vk(n-2)是系統(tǒng)前兩個時刻的輸出值，x(n)是系統(tǒng)當(dāng)前的輸入值；其中vk(-1)＝0，vk(-2)＝0表示在小于0的時刻，系統(tǒng)輸出值為0；從以上(6)式和(7)式知道
Yk(z)＝Vk(z)(1-z-1e-j(2π/N)k)，(9)
這樣，在計算X(k)時，僅有一個復(fù)系數(shù)如下
進(jìn)一步處理(11)式，以去掉復(fù)系數(shù)
|X(k)|2就是我們需要的相關(guān)頻點的能量值；將N個待解調(diào)信號采樣點的時域幅度值x(n)(其中n＝0，1，……，N-1)、設(shè)置的相關(guān)頻率點值k(k代表V.21的兩個頻率f1＝1850Hz，f2＝1650Hz)這兩個參數(shù)代入上述公式(8)，通過迭代即可計算出vk(N-1)和vk(N)；再將vk(N-1)和vk(N)代入公式(12)，從而計算出設(shè)置的相關(guān)頻率點的頻域能量；
2)根據(jù)步驟1)中計算的有效頻點能量值的大小判斷該調(diào)制信號所代表的二進(jìn)制數(shù)字信號碼元是0還是1如果在1850Hz處的能量E1850大于1650Hz處的能量E1650，則該調(diào)制信號判決為0，反之該調(diào)制信號判決為1；
3)如果待解調(diào)信號的采樣點值沒有結(jié)束就重復(fù)步驟1)、步驟2)；否則，結(jié)束解調(diào)。
全文摘要
本發(fā)明是一種基于傳真調(diào)制解調(diào)建議V.21的FSK解調(diào)方法，屬于通信調(diào)制解調(diào)技術(shù)領(lǐng)域。本方法采用戈澤爾計算方法進(jìn)行頻域變換并計算FSK中相應(yīng)有效頻點的能量，利用相應(yīng)有效頻點能量值的不同大小來判斷出調(diào)制信號所代表的數(shù)字信號0或1，從而完成解調(diào)。該方法將時域信號轉(zhuǎn)換為頻域信號，不需要考慮頻域信號的相位信息，只關(guān)心頻域信號的幅度，就避免了相位的不同步問題。
文檔編號H04L27/144GK101404634SQ20081022502
公開日2009年4月8日 申請日期2008年10月24日 優(yōu)先權(quán)日2008年10月24日
發(fā)明者王波濤, 張美娜 申請人:北京工業(yè)大學(xué)