專利名稱：一種支持ofdm信號發射的功率放大模塊的制作方法
技術領域：
本發明涉及無線通信系統的發射機中的功率放大結構，特別是涉及一種 支持OFDM信號發射的功率放大模塊。
背景技術：
正交步頁分復用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing, OFDM)的
調制方式有著頻譜利用率高，抗衰落，抗碼間串擾等諸多優點。目前這種技 術正在被廣泛的應用于無線通信領域。OFDM符號是由多個獨立的經過調制 的正交子載波信號相加而成，這樣的合成信號有可能產生高的峰均比 (PAR)，當這種高峰均比信號通過線性度不足夠的功率放大器(PA)時會 產生嚴重的失真，使子載波間的正交性破壞，產生載波間串擾，從而降低 OFDM信號質量。而且，信號通過非線性功放時會造成頻譜展寬，產生難以 消除的鄰道干擾。可見，功率放大器的線性是制約OFDM技術發展的一個重 要因素。但是，從功率放大器選擇的角度，對于各種類型的功放產品，隨著 功放線性指標的增加，功放的價格會以指數方式急劇增加。 一個高線性度功 放的價格經常高于多個低線性度功放的價格之和，因此，如何能創設一種具 有高線性度且價格低廉的功率放大模塊，實屬當前重要研發課題之一。
發明內容
本發明所要解決的技術問題是提供一種支持OFDM信號發射的功率放 大模塊，它能顯著提高發射功率的線性度且成本較低。
本發明的目的及解決其技術問題是采用以下技術方案來實現的。依據本 發明提出的一種支持OFDM信號發射的功率放大模塊，其包括功分器，用 于將射頻輸入信號按功率等分為N路等分信號，其中N》2; N個功率放大 器，分別用于放大所述N路等分信號，并輸出N路放大信號，所述N個功 率放大器均工作在線性區域；以及合路器，用于將N路放大信號合成一路作
為射頻輸出信號輸出。
本發明的目的及解決其技術問題還可采用以下技術措施進一步實現。 前述的功率放大模塊，所述N個功率放大器為同種型號功率放大器。 前述的功率放大模塊，所述功分器輸出的N路等分信號之間的相位和/
或幅度一致。
前述的功率放大模塊，所述功分器和N個功率放大器之間的N條功分 器走線的電長度均相等。
前述的功率放大模塊，所述合路器和N個功率放大器之間的N條合路 器走線的電長度均相等。
前述的功率放大模塊，當N^2時，N個功率放大器分為第一功率放大器 和第二功率放大器，所述第一功率放大器與所述功分器之間的走線為第一走 線，所述第二功率放大器和所述功分器之間的走線為第二走線，所述第一走 線與第二走線對稱分布，且所述第一功率放大器和所述第二放大器對稱分 布。
前述的功率放大模塊，當N>2時，N條功分器走線長度均相同，且所 述N條功分器走線的拐角數目相同，所述功分器走線拐角的幾何形狀也相同。
前述的功率放大模塊，所述第一功率放大器與所述合路器之間的走線為 第三走線，所述第二功率放大器和所述合路器之間的走線為第四走線，所述 第三走線與所述第四走線對稱分布。
前述的功率放大模塊，N個合路器走線長度均相同，且所述N條合路器 走線的拐角數目相同，所述合路器走線拐角的幾何形狀也相同。
由上述技術方案可知，本發明具有以下有益效果本發明在無線通信發 射系統中，利用多個線性度不足夠的功率放大器，實現了線性度明顯提高的 功率放大模塊，從而支持OFDM高峰均比信號的發射。而且相比單個的高線 性功放，本發明所采用的功率放大模塊具有明顯的成本優勢。
通過以下參照附圖對優選實施例的說明，本發明的上述以及其它目的、 特征和優點將更加明顯。
圖1為本發明支持OFDM信號發射的功率放大模塊的示意圖2為Wilkinson兩路功率分配單元結構圖。
圖3為本發明較佳實施例的功率放大模塊的原理圖。
具體實施例方式
下面將詳細描述本發明的具體實施例。應當注意，這里描述的實施例只 用于舉例說明，并不用于限制本發明。
請參閱圖1所述，其為本發明支持OFDM信號發射的功率放大模塊的示 意圖。該功率放大模塊1包括功分器11、 N個功率放大器(即功放)12 和合路器13。其中，功分器ll，用于將射頻輸入信號按功率等分為N路等 分信號，其中N^2; N個功率放大器，分別用于放大N路等分信號，并輸 出N路放大信號，N個功率放大器為同種型號功率放大器且均工作在線性 區域；以及合路器，用于將N路放大信號合成一路作為射頻輸出信號輸出。
其中，N為功分系數，且其取值視現有功放的線性和功率放大模塊所要 求的線性度而定。理想情況下，如不考慮功分器、合路器造成的合成功率損 耗，在N路等分的情況下，整個功率放大模塊的線性度比單個功率放大器提 高101gNdB。可據此在留有足夠余量的前提下，大致推算N的取值，以達到 該功率放大模塊的線性要求。
功分器11可以采用集成的功分器件，或搭建如N路輸出的Wilkinson 等專門設計的器件。不論是集成功分器還是專門設計功分器，除了考慮輸入 輸出匹配、隔離度、幅度不平衡、功率容限等通用指標，還主要考量以下主 要指標
a. 功分器各輸出支路相位不平衡度。各輸出支路的相位不平衡相當于人 為引入多徑效應，會使信號質量惡化。因此，在功分器的選擇上，要盡量保 證功分器各輸出支路的相位一致性，即該N路等分信號之間的相位差不超過 5度。
b. 功分器插損。對于多路并行的該功率放大模塊，其中功放12的增益 并沒有增加，相反由于功分器11和合路器13的引入，增益還會略有減少， 輸入功率壓縮點也會隨之減少。因此功分器11的插入損耗要盡量小，以保 持足夠的增益和線性。
射頻輸入信號經功分器11分為N路等分信號后，每一路經過同型號的
功率放大器12放大，產生N路放大信號。這里的功放12工作在線性區域， 且需采用同型號的功能放大器，以保證功放相位和幅度的一致性。本領域的 技術人員可以知道，為實現功放相位和幅度的一致，可以使用同一批次的的 功放、保持功放外圍器件的一致性、功放電路部分電路輸入輸出的最佳匹配
N個由功放12輸出的放大信號需要使用合路器13將多路信號合成一路 輸出。合路可以看作是功分的逆過程，因此合路器13的選擇與功分器相對 應。另外，等分信號由于經過功放12的放大后再輸入合路器，因此合路器 13需要的功率容限更大。
本發明中，功分器11輸出的N路等分信號之間的相位及幅度的一致性， 以及功放12輸出的N路放大信號之間的相位及幅度的一致性均與該功率放 大模塊l的布局布線有很大關系，尤其是相位一致性，很容易受到布局布線 形式的影響。為控制各支路的相位及幅度不均衡，可采用以下技術方案
功分器11和N個功放之間的N條功分器走線的電長度均相等。合路器 13和N個功放12之間的N條合路器的走線長度均相等。
另外，器件及走線盡量保持對稱分布，這樣對稱支路上的輸出相位和幅 度可以基本保證一致。詳細地，當N-2時，N個功率放大器分為第一功率放 大器和第二功率放大器，第一功率放大器與功分器11之間的走線為第一走 線，第二功率放大器和功分器11之間的走線為第二走線，第一走線與第二 走線對稱分布，且所述第一功率放大器和所述第二放大器對稱分布。第一功 率放大器與合路器13之間的走線為第三走線，第二功率放大器和合路器13 之間的走線為第四走線，第三走線與第四走線對稱分布。
對于3個以上支路的情況，理論上不可能任一支路都能與其他所有支路 對稱。于是，需要控制每一支路的走線，讓每一路走線的長度盡量保持相同， 且保證每個支路上的拐角數目相同，每個拐角的幾何形狀盡量相同。這樣使 得不對稱支路間的相位幅度不均衡也降到最低。詳細地，當N>2時，N條 功分器走線長度均相同，且所述N條功分器走線的拐角數目相同，所述功分 器走線拐角的幾何形狀也相同。N個合路器走線長度均相同，且所述N條合 路器走線的拐角數目相同，所述合路器走線拐角的幾何形狀也相同。
下面通過一實施例來詳細介紹本發明一種支持OFDM信號發射的功率
放大模塊。
在本實施例中，選用Wilkinson兩路功率分配/合成單元作為功分器和合 路器，選用Anadigics公司的WLAN高增益高線性功率放大器AWL6153 作為功率放大器。
請參閱圖2及圖3所示，其中圖2為Wilkinson兩路功率分配單元結構 圖，功率合成單元的結構圖與功率分配單元結構圖相對應，只是信號的輸入 輸出與功率分配單元相反。圖3為本發明較佳實施例的功率放大模塊的原理 圖。
如圖2所示，由于對稱性，射頻輸入信號的輸入功率將平均分配于功率 合成單元的兩個輸出端，得到同相同模的等分信號。相應的，同相同模的等 分信號經放大為放大信號后輸入至功率合成單元，由該功率合成單元合并為 放大信號兩倍的功率作為射頻信號輸出。就功率合成單元而言，根據 Wilkinson功分器原理，若要實現輸入與輸出負載都等于傳輸線特性阻抗Z。， 且要保證良好的匹配以及隔離效果，則隔離電阻和支線的特征阻抗值為
將傳輸線的特性阻抗代入上面的設計公式中可得，Wilkinson兩路分配/ 合成單元的支線阻抗Z。,和隔離電阻R分別為Z0I = 70. 7 Q ， R=100 Q 。
如圖3所示，功率分配單元31中，Z0二50Q， Z1=Z2 = 70. 7Q， R12二100 Q;功率合成單元33中，相應的Z3二50Q, Z4 = Z5 = 70. 7Q， R13=100Q。 采用本實施例的電路配置，可以較好的實現功率分配單元31和第一功率放 大器321之間的電長度等于功率分配單元31和第二功率放大器322之間的 電長度，第一功率放大器321和功率合成單元33之間的電長度等于第二功 率放大器322和功率合成單元33之間的電長度。另外，第一功率放大器321 與功率分配單元31之間的第一走線與第二功率放大器322和功率分配單元 31之間的走線對稱分布，且第一功率放大器321和第二放大器322對稱分布， 第一功率放大器321與功率合成單元33之間的第三走線與第二功率放大器 322和功率合成單元33之間的第四走線對稱分布。
功率放大器AWL6153的ldB壓縮點Pldh=31dBm。由于OFDM信號的高峰
均比的缺點，其線性最大功率輸出只能達到25dBm (64QAM ，54Mbps速率)。 為了得到更高的線性輸出功率，本實施例中采用兩管合成放大器結構，理想 狀態下輸出功率為25dBm+101g2dB=28dBm。考慮到功率分配器/合成器及線路 損耗，會略小于28dBm。經測試，線性最大功率輸出達到27.5dBm (64QAM , 54Mbps速率)。
雖然己參照幾個典型實施例描述了本發明，但應當理解，所用的術語是 說明和示例性、而非限制性的術語。由于本發明能夠以多種形式具體實施而 不脫離發明的精神或實質，所以應當理解，上述實施例不限于任何前述的細 節，而應在隨附權利要求所限定的精神和范圍內廣泛地解釋，因此落入權利 要求或其等效范圍內的全部變化和改型都應為隨附權利要求所涵蓋。
權利要求
1、一種支持OFDM信號發射的功率放大模塊，其特征在于，包括功分器，用于將射頻輸入信號按功率等分為N路等分信號，其中N≥2；N個功率放大器，分別用于放大所述N路等分信號，并輸出N路放大信號，所述N個功率放大器均工作在線性區域；以及合路器，用于將N路放大信號合成一路作為射頻輸出信號輸出。
2、 根據權利要求1所述的功率放大模塊，其特征在于，所述N個功率 放大器為同種型號功率放大器。
3、 根據權利要求2所述的功率放大模塊，其特征在于，所述功分器輸 出的N路等分信號之間的相位和/或幅度一致。
4、 根據權利要求2所述的功率放大模塊，其特征在于，所述功分器和N 個功率放大器之間的N條功分器走線的電長度均相等。
5、 根據權利要求2所述的功率放大模塊，其特征在于，所述合路器和N 個功率放大器之間的N條合路器走線的電長度均相等。
6、 根據權利要求4所述的功率放大模塊，其特征在于，當N=2時，N 個功率放大器分為第一功率放大器和第二功率放大器，所述第-一功率放大器 與所述功分器之間的走線為第一走線，所述第二功率放大器和所述功分器之 間的走線為第二走線，所述第一走線與第二走線對稱分布，且所述第一功率 放大器和所述第二放大器對稱分布。
7、 根據權利要求4所述的功率放大模塊，其特征在于，當N〉2時，N 條功分器走線長度均相同，且所述N條功分器走線的拐角數目相同，所述功 分器走線拐角的幾何形狀也相同。
8、 根據權利要求6所述的功率放大模塊，其特征在于，所述第一功率 放大器與所述合路器之間的走線為第三走線，所述第二功率放大器和所述合 路器之間的走線為第四走線，所述第三走線與所述第四走線對稱分布。
9、 根據權利要求7所述的功率放大模塊，其特征在于，N個合路器走 線長度均相同，且所述N條合路器走線的拐角數目相同，所述合路器走線拐 角的幾何形狀也相同。
全文摘要
本發明公開了一種支持OFDM信號發射的功率放大模塊，其包括功分器，用于將射頻輸入信號按功率等分為N路等分信號，其中N≥2；N個功率放大器，分別用于放大所述N路等分信號，并輸出N路放大信號，所述N個功率放大器均工作在線性區域；以及合路器，用于將N路放大信號合成一路作為射頻輸出信號輸出。本發明的功率放大模塊能顯著提高發射功率的線性度且成本較低。
文檔編號H04B1/04GK101394387SQ200810178260
公開日2009年3月25日 申請日期2008年11月17日 優先權日2008年11月17日
發明者傅丹波, 偉 劉 申請人:北京天碁科技有限公司