專利名稱：：基于小波無偏風險閾值去噪的ofdm信道估計方法
技術領域：
：本發明屬于通信
技術領域：
，涉及信號處理技術，具體地說是一種基于小波無偏風險閾值SURE去噪的正交頻分復用OFDM信道估計方法，該方法可用于各種多徑信道環境下的信道估計技術中。技術背景進入21世紀以來，無線通信技術正在以前所未有的速度向前發展。為了支持更高的信息傳輸速率和更高的用戶移動速度，在下一代的無線通信中必須采用頻譜效率更高，抗多徑干擾能力更強的新型傳輸技術。在當前能提供高速率傳輸的各種無線解決方案中，以正交頻分復用OFDM為代表的多載波調制技術是最有前途的方案之一。而且OFDM技術已經成功地應用于非對稱數字用戶線、數字音頻廣播、高清晰度電視、無線局域網等系統中。為了獲得較好的性能，OFDM系統一般采用相干檢測技術，在基于相干檢測的OFDM系統中，信道估計性能的好壞直接關系到整個系統性能的優劣，所以OFDM信道估計技術成為OFDM系統的關鍵技術之一。目前OFDM信道估計方法，從大的角度可以分為盲估計和非盲估計方法。在基于OFDM的新一代無線通信系統中，由于傳輸速率較高，并且需要使用相干檢測技術獲得較好的性能，因此通常使用非盲估計方法來獲得較好的估計效果，這樣可以更好地跟蹤無線信道的變化從而提高接收機性能。非盲估計方法可分為面向判決(全導頻)方法和導頻輔助調制(離散導頻)方法。按實現準則，OFDM信道估計方法可以分為最小均方誤差MMSE方法，最小二乘LS方法和最大似然估計MLE方法等，其中MLE和LS兩種方法是等效的。按照濾波器實現及其結構，OFDM信道估計方法又可以分為二維濾波和兩個一維系統級聯濾波方法。從理論分析和實現的效果來看，采用基于MMSE準則的信道估計器可以取得較好的效果，但是由于基于MMSE的信道估計器需要知道信道的統計特性，而在實際系統中我們不能或者很難得到這些統計特性，而且實現復雜度高，不能直接用于實際系統中。采用LS準則的估計器不需要知道信道的統計特性，實現也較為簡單，但是其易受噪聲的影響，估計效果較差，尤其是在低信噪比時性能更是如此。根據這兩種典型估計方法的優缺點，很多文獻提出了相關的改進方法。針對MMSE高復雜度的缺點，瑞典的O.Edfors在IEEETrans.OnCommunications,1998,46(7):931-939《OFDMchannelestimationbysingularvaluedecomposition))提出了基于奇異值分解的方法，使得實現的復雜度有了一定的降低，但是該方法要預知信道的統計特性，所以不適于實際系統。因此，有很多文獻針對實現較為簡單的LS估計方法提出了改進方案，即將LS估計的結果通過逆離散傅立葉變換將頻域序列變換到時域進行去噪處理，再通過離散傅立葉變換反變換到頻域，從而消除噪聲的影響。荷蘭的Jan-JaapvandeBeek在IEEEVTC，1995,Chicago'USA'1995,2:815-819《OnchannelestimationinOFDMsystems》提出了在時域選擇能量較大徑的主徑選擇MST方法，除去那些只含有噪聲的徑，該方法在一定程度上可以減小噪聲的影響，但是易受定時誤差和信道狀況的影響。韓國的Yeon-SuKang在IEEEVTC-2006spring,Melbo畫e，Vic,2006:2592—2596.《OFDMchannelestimationwithtimingoffsetforsatelliteplusterrestrialmultipathchannels》提出了一禾中基于門限判決的去噪方法，根據本文中提出的方法選定噪聲門限，將小于噪聲門限的估計值視為噪聲去除，從而減小噪聲干擾，但是該方法性能的優劣取決于門限的選擇，門限選擇過大可能導致丟失有用信息，估計性能急劇惡化。從上面的分析可以看出，目前尚沒有一種可以有效地抑制噪聲的OFDM信道估計方法。發明的內容本發明的目的在于針對上述OFDM信道估計方法的不足，提出了一種基于小波無偏風險閾值去噪的OFDM信道估計方法，從而有效地解決了LS方法易受噪聲影響的問題，同時該方法不需要知道信道的任何先驗信息，也不受定時誤差和信道環境的影響。本發明的技術方案是本發明基于小波無偏風險閾值去噪的OFDM信道估計方法的具體實現過程如下(1)、按照基于導頻的OFDM系統的LS信道估計方法，求得含噪聲的信道頻域響應。(2)、對求得的信道頻域響應做逆離散傅立葉變換，得到含噪聲的信道時域沖擊響應。(3)、用基于小波無偏風險閾值去噪的方法，對含噪聲的信道時域沖擊響應進行去噪處理，得到去噪后的信道時域沖擊響應。(4)、對去噪后的信道時域沖擊響應做離散傅立葉變換，得到信道的頻域響應，利用去噪后的頻域響應對接收信號進行補償。上述的信道估計方法，所說的按照基于導頻的OFDM系統的LS信道估計方法，求得信道的頻域響應，其具體實現過程如下-(1)、在基帶OFDM系統的發送端插入導頻序列，經過星座映射、快速傅立葉反變換IFFT，并添加循環前綴后傳送到發送端進行發送。(2)、在發送端發送的信號經過多徑無線信道的衰落和高斯白噪聲的干擾后到達接收端。(3)、在接收端對接收信號去除循環前綴，做快速傅立葉變換FFT和星座逆映射，再提取導頻序列。(4)、根據LS估計原理，利用在發送端插入的導頻序列和在接收端提取的導頻序列，求得信道的頻域響應。上述的信道估計方法，所說的利用基于小波無偏風險閾值去噪方法，對離散小波系數進行去噪處理，得到去噪后的信道時域沖擊響應，其具體實現過程如下:(1)、對含噪聲的時域信道沖擊響應做離散小波變換，得到含噪信號的小波系數。(2)、選擇閾值判決函數，并根據無偏風險閾值去噪的原理，求每一個小波分解層上的閾值。(3)、按照選定的閾值判決函數和求得的每一個小波分解層上的閾值，對所有小波分解層上的小波系數進行判決處理，就得到去噪后的小波系數。(4)、對經過去噪后的小波系數做逆離散小波變換，得到去噪后的信道的時域沖擊響應。本發明與現有技術相比的主要優點是1、本發明不需要信道的相關特性以及延時等先驗信息，就可以達到較好的估計性能。2、本發明不受定時誤差的影響。由于基于小波的無偏風險閾值去噪方法，不需要用傳統的延時估計方法確定信道響應的有效徑數，所以對定時誤差不敏感。仿真結果表明該方法在離散多徑數較多時會表現出更優越的性能。3、由于該發明所用到的去噪方法是一種根據實時信號自適應改變判決閾值的方法，所以該方法有較強的穩健性。圖l是本發明的實現流程2是本發明基于導頻的OFDM系統LS信道估計方法流程圖圖3是本發明中基于小波無偏風險閾值去噪的流程圖圖4是在萊斯信道環境下本發明與所提的2種信道估計方法的均方誤差MSE性能比較5是在萊斯信道環境下本發明與所提的3種信道估計方法的誤比特BER性能比較6是在瑞利信道環境下本發明與所提的3種信道估計方法的誤比特BER性能比較圖具體實施方式參照圖l，它是本發明的實現流程圖，從圖中可以看出本發明的具體實現步驟如下(1)、根據OFDM系統的基本原理，用LS估計方法估計含噪聲的信道頻域響應/f(Q，其中By^iV,/k是子載波序號，iV是子載波總數。(2)、對得到的信道頻域響應HW，做iV點逆離散傅立葉變換，就得到含噪聲的信道時域沖擊響應/z("),1S"S7V，=/DFr(//(6))(3)、對信道的時域沖擊響應A(")做離散小波變換，得到小波系數，由所有的小波系數組成小波系數矩陣^0，A,是第y層的第A個小波系數，其中1S^J,1S"&，J是小波分解的最大分解層數，^是第/層小波系數的個數。按照無偏風險閾值去噪的方法對離散小波系數進行去噪處理，得到去噪后的小波系數^t。將U故逆離散小波變換，就可以得到去噪后的信道時域沖擊響應4^。(4)、最后對信道的時域沖擊響應做離散傅立葉變換，可以得到去噪后的信道頻域響應F^W，利用去噪后的頻域響應對接收信號進行補償。參照圖2，它是本發明中基于導頻的OFDM系統LS信道估計方法流程圖，結合其實現步驟(1)、在數據流中插入導頻序列，即將A^個導頻^W均勻地插入數據子載波中，為了實現方便，在此導頻取固定值為1+/。然后進行星座映射和快速傅立葉反變換，再加入長度大于信道最大時延的循環前綴CP，以消除載波間.干擾，得到發送信號、W并發送至無線信道。(2)、發送信號、(")經過多徑的無線信道衰落和高斯白噪聲干擾后，到達接收端，接收信號;^)可以表示為<formula>formulaseeoriginaldocumentpage8</formula>式中，②表示離散巻積，w(")是高斯白噪聲,h(n)是信道沖擊響應，<formula>formulaseeoriginaldocumentpage8</formula>(2)其中，丄是信道時域響應的離散徑數，/^是第/徑的復沖擊響應，^是第/徑的多普勒頻移，義和r分別是延時指數和采樣周期，r,是第/徑由采樣周期歸一化的延時。(3)、在接收端對接收信號y(")去除循環前綴，做快速傅立葉變換，然后進行星座逆映射，提取導頻序列i;(Q，水<formula>formulaseeoriginaldocumentpage8</formula>其中，i;w為接收端解調得到的第A個子載波上的星座符號,H(k)為第k子載波的信道頻域響應，r("為頻域上均值為o，方差為《的高斯白噪聲。(4)、根據LS估計的原理，按照下式得到信道的頻域響應<formula>formulaseeoriginaldocumentpage8</formula>參照圖3，它是本發明中基于小波無偏風險閾值去噪的流程圖，結合其實現的具體步驟(1)、把含噪聲的信道時域沖擊響應4^做J層離散小波變換，得到小波系數矩陣a，將每一層的小波變換后的小波系數按照絕對值由小到大J"乂的順序排列得到&=[Oy，2,...，^.]，其中<formula>formulaseeoriginaldocumentpage8</formula>(2)、選擇閾值函數并按照無偏風險閾值去噪的原理在每個小波分解層上求該層的閾值。在此選擇美國的Gao.HY.在Comput.Graph.Statist,1998,7(4):469-488.《Waveletshrinkagedenoisingusingthenon-negativegarrote.J》中提出的Gao閾值判決函數。利用無偏風險估計理論，在每個小波分解層上，求出應用Gao閾值函數所對應的二階風險的無偏估計ic^,A)，然后選擇使該無偏估計最小的閾值作為最佳的閾值。求二階風險的無偏估計f(7")，其中，<formula>formulaseeoriginaldocumentpage9</formula>求使得^最小的小波系數A=arg傘{。.,4}，再通過，<formula>formulaseeoriginaldocumentpage9</formula>可以求得第y層的最佳閾值7,。式中是第j'層小波系數A的噪聲強度，且<formula>formulaseeoriginaldocumentpage9</formula>(3)、根據每一層的閾值;;,和選定的閾值判決函數即，Gao閾值函數<formula>formulaseeoriginaldocumentpage9</formula>對第J層的小波系數《^按照上式(9)進行判決處理，得到第J層去噪后的小波系數。對所有層的小波系數處理完畢后，即可得到去噪后的小波系數(,。(4)、最后對處理后的小波系數做逆離散小波變換，就得到去噪后的信道沖擊響應t。以下對本發明的技術效果做進一步詳細描述。假定采用如下的系統參數OFDM基帶系統帶寬為2.5M，4倍過采樣，采樣頻率為IOM。數據采用16QAM調制，子載波數W為1024，根據仿真的環境選擇循環前綴長度A^為64，采用基于梳狀導頻模式，128個導頻子載波均勻分布在數據子載波中。信道采用GSM推薦05.05標準信道模型，參數見表1。多普勒頻移為10Hz。在MST方法的仿真中，選取丄_為循環前綴長度。在對本文提出的方法進行仿真時，選擇'dbl'小波，最大分解層數為5。表1信道模型<table>tableseeoriginaldocumentpage10</column></row><table>圖4到圖6給出了仿真的結果。其中圖4是在萊斯信道環境下，LS估計方法、MST估計方法和本文提出方法的最小均方誤差MSE性能比較圖。可以看出，在達到同樣均方誤差性能的情況下，本發明的方法較傳統的LS估計方法性能提高了4-6dB，較MST方法性能也提高了2-4dB。進一步證明了本發明采用基于最小化MSE的無偏風險閾值去噪方法較傳統方法性能有很大改善。圖5是在萊斯信道下，LS估計方法、MST估計方法、本發明提出的方法和理想估計方法的誤比特BER性能的比較圖，正如前面的理論分析，MST方法由于去除了部分噪聲的影響，性能略優于LS估計方法，而本發明的方法性能較LS和MST方法均有所提高，在信噪比大于12dB時，該方法的性能接近于理想估計方法的性能。圖6是在瑞利信道下，LS估計方法、MST估計方法、本發明提出的方法和理想估計方法的誤比特性能的比較圖，可以看出，本發明的方法性能明顯優于LS和MST方法。瑞利信道各徑能量比較分散，表現出稀疏多徑的特性，本發明利用小波閾值去噪的方法可以有效地去除各徑之間的噪聲，與萊斯信道下的性能相比較，本發明的方法在能量較分散的多徑環境下可以獲得更高的增益。權利要求1、一種基于小波無偏風險閾值去噪的OFDM信道估計方法，其具體實現過程如下(1)、按照基于導頻的OFDM系統的LS信道估計方法，求得含噪聲的信道頻域響應；(2)、對求得的信道頻域響應做逆離散傅立葉變換，得到含噪聲的信道時域沖擊響應；(3)、用基于小波無偏風險閾值去噪的方法，對含噪聲的信道時域沖擊響應進行去噪處理，得到去噪后的信道時域沖擊響應；(4)、對去噪后的信道時域沖擊響應做離散傅立葉變換，得到信道的頻域響應，利用去噪后的頻域響應對接收信號進行補償。2、根據權利要求1所述的信道估計方法，所說的按照基于導頻的OFDM系統的LS信道估計方法，求得信道的頻域響應，其具體實現過程如下-(1)、在基帶OFDM系統的發送端插入導頻序列，經過星座映射、快速傅立葉反變換IFFT，并添加循環前綴后傳送到發送端進行發送；(2)、在發送端發送的信號經過多徑無線信道的衰落和高斯白噪聲的干擾后到達接收端；(3)、在接收端對接收信號去除循環前綴，做快速傅立葉變換FFT和星座逆映射，再提取導頻序列；(4)、根據LS估計原理，利用在發送端插入的導頻序列和在接收端提取的導頻序列，求得信道的頻域響應。3、根據權利要求1所述的信道估計方法，所說的利用基于小波無偏風險閾值去噪方法，對離散小波系數進行去噪處理，得到去噪后的信道時域沖擊響應，其具體實現過程如下(1)、對含噪聲的時域信道沖擊響應做離散小波變換，得到含噪信號的本發明采用了極其簡單的配置命令，將^各由設備需要通告的路由匯聚成匯聚路由信息，從而減少了網絡流量、節省了帶寬、節約了鄰接路由設備的性能消耗，且簡化了操作人員的配置方法，無須操作人員去計算如何配置合理的匯聚范圍，從而節省了人力成本，提高了工作效率。此處所說明的附圖用來提供對本發明的進一步理解，構成本申請的一部分，本發明的示意性實施例及其"i兌明用于解釋本發明，并不構成對本發明的不當限定。在附圖中圖1是根據本發明實施例的路由匯聚方法的流程圖；圖2是根據本發明實施例的OSPF協議指定子網掩碼長度的路由匯聚過程的流程圖；圖3是根據本發明實施例的OSPF協議自動路由匯聚過程的流程圖；圖4是根據本發明實施例的OSPF協議指定子網掩碼長度的路由匯聚的舉例圖；圖5是根據本發明實施例OSPF協議自動路由匯聚的舉例圖；圖6是根據本發明實施例的路由匯聚系統的框圖。具體實施方式圖1是根據本發明實施例的路由匯聚方法的流程圖。如圖1所示，該路由匯聚方法包括以下步驟S102,配置路由匯聚命令；S104,根據路由匯聚命令，對路由器的域內路由或外部路由進行匯聚。全文摘要本發明公開了一種基于小波無偏風險閾值去噪的OFDM信道估計方法，它涉及通信
技術領域：
，其目的在于采用該方法可以在不需要信道信息的條件下有效地解決LS方法易受噪聲影響的問題，該方法的實現過程為(1)按照基于導頻的OFDM系統的LS信道估計方法，求得含噪聲的信道頻域響應。(2)對求得的信道頻域響應做逆離散傅立葉變換得到含噪聲的信道時域沖擊響應。(3)用基于小波無偏風險閾值去噪方法對含噪聲的信道時域沖擊響應進行去噪處理，得到去噪后的信道時域沖擊響應。(4)對去噪后的信道時域沖擊響應做離散傅立葉變換，得到信道的頻域響應，用去噪后的信道頻域響應對接收信號進行補償。該方法可用于各種多徑信道下的OFDM信道估計技術中。文檔編號H04L25/02GK101227438SQ20081001744公開日2008年7月23日申請日期2008年1月30日優先權日2008年1月30日發明者李建東,沈若騁,雪王,程建波,薛曉潔,趙林靖申請人:西安電子科技大學