數字調制器和數字調制方法

文檔序號：7683055閱讀：475來源：國知局

專利名稱：數字調制器和數字調制方法
技術領域：
本發明涉及對數字信號進行相位偏移調制，并濾波后輸出的數字調制器。
背景技術：
'近年來，歐洲的FM廣播局和美國的無線電廣播局正以歐洲的RDS(廣播數據系統)或美國的RBDS (無線廣播數據系統)信息來發送文本等附加信息。若利用RDS/RBDS,則在車載收音機的接收機中，能夠使用當前正接收的廣播局的名稱、音樂的類型等各種各樣的信息(專利文獻1、 2)。另一方面，已知有將音頻信號轉換成立體聲混合信號，使用頻率調制器進行頻率調制后輸出的FM發送機(專利文獻3 5)。若使用FM發送機，則能不經由RCA電纜等布線地傳送音頻信號，因而能夠用于車載音頻的CD換片器(changer)和汽車音響本體(head unit)間的信號的傳送等。特別是近年來，雖然硬盤音頻設備、存儲器音頻設備、具有音樂再現功能的便攜式電話終端廣泛普及，但在從固定式的立體聲組合音響等的揚聲器再現這樣的小型電子設備中所存儲的音樂數據的用途中，也在使用 FM發送才幾。專利文獻l:特開平8 - 256135號公報專利文獻2:特開平8- 191232號公報專利文獻3:特開平9 - 069729號公才良專利文獻4:特開平10 - 013370號7>報專利文獻5:特開平9 - 312588號公報非專利文獻1 : NATIONAL RADIO SYSTEMS COMMITTEE , "UNITED STATES RBDS STANDARD",美國，1998年4月9日
發明內容
〔發明所要解決的課題〕在此討論RDS/RBDS數據的調制方式。調制器一般由差分編碼器、相位偏移調制器、濾波器、振幅調制器構成。差分編碼器接收RDS/RBDS 數據，對其進行差分編碼。相位偏移調制器對差分編碼后的信號進行雙相移相調制(BPSK)。 BPSK后的信號為進行頻譜整形而由濾波器除去高頻分量。振幅調制器將濾波器的輸出作為調制信號，對57kHz的副載波進行振幅調制。這里，若用模擬濾波器構成對BPSK后的信號進行濾波的濾波器，則電路規模會變大。另外，若濾波器的電路元件有偏差，則可能誤碼率會變高，對立體聲調制信號產生不好的影響。另外，在利用數字濾波器的情況下，存在消耗功率變大、電路面積增大這樣的問題。除RDS/RBDS數據的調制以外，有時還為了對相位偏移調制后的數據的頻譜進行整形而使用濾波器，此時也會發生同樣的問題。本發明是鑒于這樣的課題而設計的，其總體目的在于提供一種能執行相位偏移調制和濾波的數字調制器。〔用于解決課題的手段〕本發明的一個方案涉及一種對輸入數字數據施加PSK (相位偏移調制)，并濾波后輸出的數字調制器。該數字調制器包括數據判定部，判斷連續的兩個以上的輸入數字數據的值的組合；波形生成部，按每種組合規定有波形生成規則，基于與由數據判定部判定的組合對應的波形生成規則，依次輸出數字波形信號。根據該方案，不是通過數字或模擬濾波器進行濾波處理，而是設定規定濾波(濾波器處理)后的波形的波形生成規則，因而不需要濾波器電路，能夠簡單地進行PSK和濾波。優選波形生成規則具有用于生成對本來應輸出的波形進行了近似的波形的規則。波形生成部可以包括記錄有三角函數的波形數據的存儲器。波形生成部可以讀出三角函數的波形數據，根據數據的組合對波形數據施加預定的運算后輸i。波形生成規則可以是以頻率不同的三角函數的波形數據的線'1"生和來規定的。此時，能夠對濾波后的波形進行傅立葉級數展開來近似。可以是輸入數字數據是取1或0值的1位的數據，將連續的兩個輸入數字數據的組合記為(Dl， D2),將基準頻率的三角函數的波形數據記為sin (on)時(oot是變量)，數據判定部判定判定為(0, 0)、 (0, 1)、(1， 0)、 (1,)中的任一者，用于生成數字波形信號y的波形生成規則以oc 1 、 cc 2、 (3為常數，針對(0， 0 )規定為y = a 1 sin ( cot )，針對(0， 1 )，規定為y = a2 sin ( 0.5cot) + (3 (sinl.5cot),針對(1， 0)規定為 y = - a2 - sin( 0.5cot) - M sinl.5cot),針對(1, 1 )規定為y = -. a 1 -sin(on)。a l:a2: (3可以是約1:1:0.25。可以是輸入數字數據是取1或0值的1位的數據，PSK是BPSK(雙相移相調制)，在相位根據輸入數字數據而改變的周期信號每周期內都通過0時，由波形生成部生成的各數字波形信號是表現從某周期內周期信號通過0的時刻起至下一周期內通過0的時刻為止的區間的數據。被BPSK 的信號在周期的中間、即通過作為直流的平均值的0。換言之，發生高電平和低電平間的轉變。因此，能夠將各數字波形信號以兩端通過0的波形來表現，有時能夠減少基于規則所應規定的波形的個數，比較方便。數字調制器可以還包括對1位的數字信號進行差分編碼的差分編碼器。數據判定部可以接收差分編碼器的輸出作為輸入數字數據。1位的數字信號可以是RDS (廣播數據系統)數據或RBDS (無線廣播數據系統)數據。數字調制器可以還包括振幅調制器，接收來自波形生成部的波形信號，以此作為調制信號對載波進行調制。數字調制器可以被一體集成在一個半導體襯底上。本發明的另一方案是一種FM發送機。該FM發送機包括立體聲調制器，將音頻信號變換成立體聲混合信號；上述數字調制器，接收 RDS/RBDS數據，進行差分編碼、BPSK、濾波后輸出；加法器，將數字調制器的輸出信號與從立體聲調制器輸出的立體聲混合信號相加；頻率調制器，接收加法器的輸出信號，以此作為調制信號對載波進行調制。根據該方案，無需設置數字濾波器或模擬濾波器，所以能夠簡化電路。本發明的再一個方案是一種電子設備。該電子設備包括音源，輸出音頻信號；主處理器，生成RDS/RBDS數據；上述的FM發送機，經由預定的總線與音源和主處理器相連接，接收音頻信號和RDS/RBDS數據，進行頻率調制后輸出。應當注意，上述結構要件的任意組合或重新配置等都如所提出的實施例一樣有效，或者已被所提出的實施例覆蓋。此外，該發明內容并不一定描述了全部必要特征，因此本發明還可以是這些所描述的特征的子組合。

以下參照附圖以示例的方式對實施方式進行描述，這些附圖意在示例而非限制，并且對各附圖中相同的單元標以相同的標號，其中圖1是表示安裝了本發明實施方式的FM發送機的電子設備的整體結構的框圖。圖2是表示圖1的數字調制器的結構的框圖。圖3是表示圖2的運算部中所設定的波形生成規則的圖。圖4是表示圖2的數字調制器的動作的時序圖。圖5是FM發送機和外圍電路的電路圖。
具體實施方式
現在將基于優選實施例來描述本發明，這些優選實施例并非旨在對本發明的范圍進行限制，而是對本發明進行例示。在實施例中描述的所有特征及其組合對本發明來說并不一定是必需的。在本說明書中，所謂"部件A與部件B相連接的狀態"，包括部件A 與部件B物理地直接連接的情形，以及部件A與部件B經由不對電連接狀態產生影響的其他部件間接相連接的情形。同樣地，所謂"部件C被設置在部件A與部件B之間的狀態"，除部件A與部件C、或部件B與部件C直接相連的情形外，還包括經由不對電連接狀態產生影響的其他部件間接相連接的情形。圖1是表示安裝了本發明實施方式的FM發送機100的電子設備200 的整體結構的框圖。該電子設備200例如是便攜式電話終端、無線電接收機、半導體存儲式音頻播放器，具有音頻的再現功能。所再現的音頻信號可以從電子設備200自帶的揚聲器或耳機等電音響轉換元件本身輸出。除此之外，電子設備200為了能再現更高音質的音頻，還能對音頻信號進行頻率調制，以電波的方式發送到外部。用戶能夠用外部的音頻播放器接收所發送的信號，以更高的音質來進行再現。本實施方式的FM發送機100除音頻數據外，還能發送字符數據等。為此，FM發送機100和主處理器120生成符合RDS/RBDS的信號。另夕卜， "RDS/RBDS"這樣的表達方式表示可以是任一者，或者也可以是兩者。電子設備200包括音源110、主處理器120、FM發送機100、天線112。音源110和主處理器120可以是同一 IC。音源110輸出音頻信號Sl。例如，音頻信號Sl可以是接收廣播波并解調而得到的信號，也可以是再現存儲在存儲器中的數據所得到的信號，對其生成方法不做限定。音源IIO和FM發送機100以預定方式的總線114 相連。例如總線114是I2S總線。此時，在音源110和FM發送才幾100之間，音頻信號Sl被作為串行數據傳送。FM發送4幾100接收來自音源110的音頻信號Sl。 FM發送才幾100包括接口部(I/F)20、立體聲調制器22、頻率調制器24、功率放大器26、存儲器30、數字調制器10,作為功能IC ( Integrated Circuit:集成電路) 一體集成在一個半導體襯底上。另外，圖1是僅抽取出主要的電路塊來表示的，其他電路塊被適當省略了。接口部20經由輸入端子102接收來自音源110的音頻信號Sl。接口部20接收音頻信號S1，輸出到立體聲調制器22。立體聲調制器22對音頻信號Sl施加立體聲調制，生成立體聲混合信號S2。RDS/RBDS的詳細情況在非專利文獻1等中有所記述，所以參考這些文獻即可。主處理器120輸出要作為RDS/RBDS發送的數據Dl。該要發送的數據Dl本身不是RDS/RBDS格式，只不過是文本數據。主處理器120 和FM發送機100以預定方式的總線116相連接。例如總線116是I2C總線。接口部20經由總線116接收被輸入到輸入端子104的數據Dl。數據 Dl是音頻信號Sl和應從天線112發送的附加數據。另外，優選僅在應從天線112發送的RDS/RBDS數據被改變的定時(timing)進行從主處理器 120向FM發送機100的數據發送。此時，僅在數據改變時更新存儲器30 的內容。存儲器30由寄存器等構成，存儲接口部20所收到的數據Dl。在 RDS/RBDS格式下，同一數據被反復發送。主處理器120將作為反復的單9位的數據一并輸出給FM發送機100。數字調制器10依次讀出存儲在存儲器30中的數據Dl，進行雙相移相調制，濾波后輸出。加法器28使從數字調制器10輸出的RDS/RBDS 數據D16與立體聲混合信號S2相加。頻率調制器24將加法器28的輸出作為調制信號，對載波進行頻率調制。功率放大器26對頻率調制器24的輸出進行放大，經由輸出端子106輸出到外部的天線112。以上是FM發送機100的整體結構的概況。下面說明數字調制器10 的結構和動作。圖2是表示圖1的數字調制器IO的結構的框圖。數字調制器10包括分頻器12、輸入緩沖器14、差動編碼器16、數據判定部40、波形生成部42、控制部50、振幅調制器52。數字調制器IO被依次輸入從圖1的存儲器30—比特一比特地讀出的輸入數據DIO。輸入數據D10的比特率是1.1875kHz。數字調制器10對輸入數據D10施加PSK (相位偏移調制)，濾波后輸出。PSK是BPSK。分頻器12被輸入系統時鐘CKsys。分頻器12對系統時鐘CKsys進行分頻，生成具有與輸入數據D10相同的頻率的基準時鐘CKIO。輸入緩沖器14接收輸入數據D10和基準時鐘CK10。輸入緩沖器14例如由觸發器或鎖存電路構成，當由觸發器構成時，在基準時鐘CKIO的每個正沿時鎖存輸入數據D10的值。輸入緩沖器14的輸出數據(以下稱輸入數據Dll ) 被輸入到差動編碼器16。差動編碼器16對輸入數據D11進行差分編碼。差動編碼器16包括異或門(以下稱XOR門)16a、延遲電路16b。延遲電路16b使XOR門16a 的輸出延遲l數據量、即基準時鐘CK10的l周期量。XOR門16a輸出延遲電路16b的輸出與輸入數據Dll的異或邏輯值。差動編碼器16的輸出數據(以下稱差分數據)D12成為被差分編碼了的數據。數據判定部40接收差分數據D12。數據判定部40判斷連續的n個差分數據D12的值的組合。差分數據D12的組合有2"種。下面說明判斷n =2時、即連續的4個差分數據的組合的情況。數據判定部40生成表示所判定出的差分數據D12的組合的組合數據 D13。差分數據D12是取r或0值的l位的數據，將連續的兩個差分數據 D12的組合記作(Dl， D2)。此時，組合凄t據D13表示(0， 0)、 (0， 1 )、 (1， 0)、 (1, 1 )的任一種。波形生成部42接收組合數據D13。波形生成部42中按四個組合(0, 0)、 (0， 1)、 (1， 0)、 (1, 1)的每一個分別設定有波形生成規則。波形生成部42基于與由組合數據D13所表示的、由數據判定部40判定出的組合相對應的波形生成規則，依次輸出數字波形信號D14。波形生成部42包括運算部44、 ROM46、副載波生成部48。運算部 44和ROM46生成數字波形信號D14。另外，副載波生成部48、 ROM46 生成57kHz的副載波D15。ROM46記錄三角函數的波形數據。也可以用硬盤等取代ROM。運算部44讀出三角函數的波形數據，根據組合數據D13對其施加預定的運算后輸出。現在，將記錄在ROM46中的三角函數的波形數據記作sin ( cot)。 to t是變量。波形數據被量化為數字值。關于用于生成數字波形信號D14的波形生成規則，在將數字波形信號 D14的值記作y時，以al、 a2、 (3為常數，可以如下這樣規定。針對D13^ (0, 0), *見定y = a 1 - sin ( wt)，4十對D13 = (0， 1 )， >見定y = a2 ' sin ( 0.5 oot) + (3 ( sinl.5cot)，針對D13 = (1, 0),規定y= - a2 sin ( 0.5cot) - (3 ( sinl.5wt),針對D13 = (I, 1 ), >見定y = - a 1 sin ( an)。w是基準時鐘CK10的角頻率，t是時間。即，波形生成規則以頻率不同的三角函數的波形數據的線性和來規定。這表示通過傅立葉級數展開近似所應生成的波形。優選a 1: a2: (3設定為1:1:0.25,或者與此相接近的值。下面以0(1="2=1、卩=0.25來進4亍說明。若使a 1 = a 2 = 1 ，則無需進行實質的乘法處理。另外，若使0=0.25,則能夠利用移位來實現，所以具有不需要乘法運算的優點。乘法器的電路面積較大，所以在縮小電路面積方面效果較好。但是，在想要提高波形的近似精度時，也可以將a 1、 a2、 P設定為其他值。此時，雖然失去電路結構簡化這樣的效果，但能提高數字波形信號D14的精度。圖3是表示運算部44中所設定的波形生成規則的圖。圖中，A~ D的實線分別表示與組合(0, 0)、 ( 1， 1 )、 (0, 1 )、 ( 1， 0)對應的數字波形信號D14的波形。回到圖2。控制部50接收系統時鐘CKsys，控制運算部44、副載波生成部48。控制部50通過計數系統時鐘CKsys來管理時刻t。運算部44 讀出對應于時刻t的sin (cot)的值。運算部44也可以為接收變量t并讀出與之對應的sin ( cot)的值而包含地址譯碼器。副載波生成部48利用記錄在ROM46中的波形數據sin ( an),生成 co = 2tt x fs的副載波D15。 fs=57kHz。副載波生成部48與運算部44 一樣包含地址譯碼器。振幅調制器52例如是混頻器，接收來自波形生成部 42的數字波形信號D14,以此作為調制信號對副載波D15進行調制。振幅調制器52的輸出成為RDS/RBDS數據D16。圖4是表示本實施方式的圖2的數字調制器10的動作的時序圖。通過輸入緩沖器14,輸入數據Dll與基準時鐘CK10同步。輸入數據Dll 具有在基準時鐘CK10的正沿時刻時輸入數據D10的值。差分數據D12是對輸入數據Dll差分編碼后的數據。即，當對應于某基準時鐘CK10的日寸刻n T時的輸入數據Dll的值，與對應于之前一個基準時鐘CK10的時刻(n_ 1 ) T時的差分數據D12的值相一致時，時刻n . T時的差分數據D12成為低電平(0)，當兩者不一致時，差分數據D12成為高電平(1 )。這里，T是基準時鐘CK10的周期。圖4的信號BPSK表示對差分數據D12進行雙相移相調制后的信號。在差分數據D12為1時和為0時，信號BPSK的相位變動180度。信號 BPSK并不在數字調制器10中實際生成，只是為說明電路的處理而圖示的。數字波形信號D14表示利用低通濾波器對BPSK進行濾波處理所應生成的波形。本實施方式的數字調制器10不是生成信號BPSK后對其進行濾波處理的，而是不經過信號BPSK的生成，直接生成數字波形信號D14。組合數據D13根據連續的兩個差分數據D12的值，取(O, 0)、 (0， 1 )、 (1， 0)、 (1， l)中的某一者。波形生成部42根據組合數據D13依次生成波形A~D的任一者，由此生成數字波形信號D14。以上是數字調制器10的結構和動作。根據本實施方式的數字調制器 10，不是利用數字或模擬濾波器進行濾波處理，而是設定用于生成對濾波 (濾波器處理)后應輸出的波形進行近似的波形的規則。結果，不需要濾波器電路，能夠簡單地進行PSK和濾波。如果用模擬電路形成濾波器，則電路部件會增加。并且，存在由于電路部件的偏差，所生成的波形會受到影響，誤碼率會升高這樣的問題。另外，還存在若由于偏差導致濾波器的截止頻率變大，則以57kHz為中心的RDS/RBDS數據的頻譜會泄漏到以38kHz為中心的立體聲調制信號中這樣的問題。與此不同，在本實施方式的數字調制器10中，由于不需要濾波器，所以能夠抑制電路面積的增大。并且不存在濾波器的截止頻率出現偏差的問題，所以還能夠抑制對立體聲調制信號的影響。另外，在用數字電路構成濾波器時，由于要求運算精度，所以電路規模、消耗功率會變大，但用本實施方式的數字調制器10，能夠消除該問題。另外，是以頻率不同的三角函數的波形數據的線性和來規定波形生成規則的。所以，能夠通過傅立葉級數展開來近似濾波后的波形。在實施方式中，是以頻率不同的三個正弦波的線性和來進行近似的，但也可以包含更高階的正弦波。用余弦波cos取代正弦波、或者同時使用兩者來近似，也能取得同樣的效果。根據所要近似的波形，有時使用余弦波cos更加合適。在本實施方式中，圖4的信號BPSK是相位根據差分數據D12而變動的周期信號。信號BPSK在每一周期中的中間時刻T/2通過值0。 T是信號BPSK的周期。此時，應著眼于由波形生成部42生成的各數字波形信號D14 ( A-D)成為表現從某周期內周期信號BPSK通過0的時刻起至下一周期內通過0的時刻為止的區間的數據。如果對應于與信號BPSK (或者基準時鐘CK10)的1周期相同的區間地生成數字波形信號D14,則由于數字波形信號D14由連續的n=3個差分數據D12的值決定，所以必須規定23= 8個波形生成規則。并且此時，數據判定部40需要監視連續的三個差分數據D12，判斷其組合。與此不同，在本實施方式中，以信號BPSK通過值0的點作為1區間來進行波形的近似，所以能夠減少所要準備的波形的個數。當然，規定8個波形生成規則來生成數字波形信號D14的情況也包含在本發明的范圍內。圖5是FM發送才幾100及外圍電路的電路圖。FM發送機100的IC具有1號管腳 28號管腳。1號管腳、2號管腳、7號管腳、8號管腳、27號管腳被提供針對FM發送機100內的模擬電路的電源電壓VCC、接地電壓GND。 12、 13、 23 號管腳被提供針對數字電路的電源電壓VDD、接地電壓GND。偏置電路(BIAS ) 326生成偏置電壓，提供給FM發送機的各電路塊。偏置電壓由與3號管腳相連的電容器進行平滑化。調節器(REG) 304生成FM發送機100的內部邏輯所使用的電壓。從11號管腳輸出由調節器304生成的電壓。19~21號管腳經由12S總線連接音源110。19號管腳是數據用的管腳， 20號管腳是時鐘用的管腳，21號管腳是LR時鐘用的管腳。12S總線接口部306與音源110收發數據。17、 18號管腳經由I2C總線連接主處理器120。 17號管腳是時鐘信號用的管腳，18號管腳是數據信號用的管腳。15號管腳、16號管腳與晶體振動器344相連接。振蕩器302提供系統時鐘。14號管腳被輸入芯片使能信號。通過芯片使能信號，FM發送機IOO 切換通常工作的模式和節電模式(power down mode )。在節電模式下，內部電路關閉，消耗電流幾乎成為O，成為不接收外部來的信號的狀態。22號管腳被輸入器件地址選擇信號。是在除FM發送機100外還存在以共同的12C總線進行控制的LSI時，為區別它們而設的。24號管腳是測試用端子。25號管腳是RDS用觸發輸.出端子。RDS數字調制器(RDS ) 312將從外部向FM發送機100發送了 RDS信號這一情況經由25號管腳通知給 FM發送機100以外的電路塊。立體聲調制器310接收從音源110收來的音頻信號，對其進行立體聲調制，生成立體聲混合信號。RDS數字調制器312依次讀出來自主處理器 120的數據，進行雙相移相(Binary Phase Shift)調制，濾波后輸出。力口法器314將從RDS數字調制器312輸出的RDS/RBDS數據與立體聲混合信號相加。DAC316對加法器314的輸出進行數模轉換。由調制度調節部 (MODADJ) 318調節DAC316的振幅，經由5號管腳、外部的電容器 C100、6號管腳提供給PLL322。 6號管腳經由電容器C102和4號管腳(PLL 時間常數切換端子)與循環濾波器(LOOPFIL) 324相連接。通過與4號管腳相連接的電容器C102和FM發送機100內部的未圖示的電阻，形成循環濾波器324，根據是改變電容器C102的電容值還是改變電阻值來調節時間常數。VCO320按與來自PLL的信號相應的頻率振蕩，將FM調制后的信號提供給分配器(divider) ( DIV ) 328。 VCO320經由9、 10號管腳連接變容二極管和電—感器。FM發送機100具有兩系統的功率放大器。分配器328向功率放大器 330、 332輸出信號。功率放大器330的輸出從26號管腳輸出到外部。26 號管腳與匹配電路340相連接。功率放大器332的輸出從28號管腳輸出到外部。28號管腳與匹配電路342相連接。通過設計兩系統的功率放大器和匹配電路，能夠根據各系統的負載(天線)來調節頻率特性。圖l和圖5的對應關系如下所示。接口部20: 4妄口部306、 308數字調制器10: RDS312加法器28:加法器314頻率調制器24: DAC316 、調制度調節部318 、循環濾波器324 、 PLL322 、 VCO320功率放大器26:分配器328、功率放大器330、 332以上基于實施方式說明了本發明。該實施方式是個例示，其各結構要素和各處理過程的組合可以有各種變形例，本領域技術人員能夠理解這些變形例也包含在本發明的范圍內。下面說明這樣的變形例。在實施方式中，波形生成部42是包含記錄有作為基礎的三角函數的波形數據的ROM46的結構，但本發明不限于此。例如也可以不設置 ROM46,直接由DSP運算三角函數。另外，運算部44通過對記錄在ROM46中的作為基礎的三角函^:的波形數據進行運算來生成圖3的波形A~D,但本發明不限于此。例如，也可以取代作為基礎的三角函數的波形數據，而是在ROM46中直接存儲波形A-D。或者，僅存儲波形A、 C，使A、 C的符號反轉而得到B、 D。在實施方式中以進行BPSK的調制器為例進行了說明，但本發明不限此時，只要增加進行近似的波形的個數即可。在實施方式中，說明了對RDS/RBDS數據進行調制的調制器，但本發明還能很好地適用于其-他數字調制。盡管已經使用特定術語來描述了本發明的優選實施例，但這種描述僅用于說明的目的，并且應當理解為，在不偏離所附權利要求的本質和范圍的情況下，可以進行修改和變更。
權利要求
1.一種對輸入數字數據進行PSK(相位偏移調制)，并濾波后輸出的數字調制器，其特征在于，包括數據判定部，判定連續的兩個以上的上述輸入數字數據的值的組合；和波形生成部，按每種組合規定有波形生成規則，基于與上述數據判定部所判定的組合相對應的波形生成規則，依次輸出數字波形信號。
2. 根據權利要求1所述的數字調制器，其特征在于上述波形生成部包括記錄有三角函數的波形數據的存儲器，讀出上述三角函數的波形數據，根據上述數據的組合對該波形數據施加預定的運算后輸出。
3. 根據權利要求2所述的數字調制器，其特征在于上述波形生成規則是以頻率不同的三角函數的波形數據的線性和來規定的。
4. 根據權利要求3所述的數字調制器，其特征在于上述輸入數字數據是取1或0值的1位的數據，將連續的兩個輸入數字數據的組合記為(D1, D2),將基準頻率的上述三角函數的波形數據記為sin (cot)時，其中wt是變量，上述數據判定部判定為(0, 0)、 (0, 1)、 (1, 0)、 (1， 1)中的任一者，用于生成上述數字波形信號y的上述波形生成MJ'j以oc 1、 oc2、 (3為常數，針對(0, 0 ),頭見定為y = a 1 sin ( oot)，針對(0, 1 )，規定為y = ot2 sin ( 0.5cot) + (3 ( sinl.5 wt)，針對(1, 0),失見定為y = — oc2 sin ( 0.5cot) — (3 ( sinl.5cot), 針對(1, 1 ),規定為y = - a 1 . sin ( cot)。
5. 根據權利要求4所述的數字調制器，其特征在于 a l:a2: (3為約1:1:0.25。
6. 根據權利要求1所述的數字調制器，其特征在于上述輸入數字數據是取1或0值的1位的數據，PSK是BPSK (雙相移相調制)，在相位根據上述輸入數字數據而變動的周期信號每周期內都通過0時，由上述波形生成部生成的各數字波形信號，是表現從某周期內上述周期信號通過0的時刻起至下一周期內通過0的時刻為止的區間的數據。
7. 根據權利要求1所述的數字調制器，其特征在于還包括對1位的數字信號進行差分編碼的差分編碼器，上述數據判定部接收上述差分編碼器的輸出作為上述輸入數字數據。
8. 根據權利要求7所述的數字調制器，其特征在于上述1位的數字信號是RDS (廣播數據系統)/RBDS (無線廣播數據系統)數據。
9. 根據權利要求8所述的數字調制器，其特征在于還包括振幅調制器，接收來自上述波形生成部的波形信號，以此作為調制信號對載波進行調制。
10. 根據權利要求9所述的數字調制器，其特征在于被一體集成在一個半導體襯底上。
11. 一種FM發送機，其特征在于，包括立體聲調制器，將音頻信號變換成立體聲混合信號；權利要求9所述的數字調制器，接收RDS/RBDS數據，進行差分編碼、 BPSK、濾波后輸出；加法器，將上述數字調制器的輸出信號與從上述立體聲調制器輸出的上述立體聲混合信號相加；以及頻率調制器，接收上述加法器的輸出信號，以此作為調制信號對載波進行調制。
12. —種電子設備，其特征在于，包括音源，輸出音頻信號；主處理器，生成RDS/RBDS數據；以及權利要求11所述的FM發送機，經由預定的總線與上述音源和上述主處理器相連接，接收上述音頻信號和上述RDS/RBDS數據，進行頻率調制后輸出。
13. —種數字調制方法，其特征在于，包括判定連續的兩個以上的輸入數字數據的值的組合的步驟；和從按各種組合而設定的波形生成規則中選擇與所判定的組合對應的波形生成規則，基于所選擇的波形生成規則生成數字波形信號的步驟。
全文摘要
本發明提供一種數字調制器和數字調制方法。數字調制器對差分數據施加BPSK，并濾波后輸出。數據判定部判斷連續的兩個差分數據的值的組合。波形生成部按每種組合規定有波形生成規則。波形生成部基于與數據判定部所判定的組合對應的波形生成規則，依次輸出數字波形信號。
文檔編號H04H20/28GK101237287SQ20081000534
公開日2008年8月6日申請日期2008年2月1日優先權日2007年2月2日
發明者古本仁, 齊藤弘治申請人:羅姆股份有限公司

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