專利名稱：Tds-ofdm系統中檢測前信號的捕獲方法和pn序列的設計方法
技術領域：
本發明涉及數字信息傳輸技術，尤其是指一種基于時域同步正交頻分復用(TDS-OFDM)技術的地面數字多媒體/電視廣播系統中檢測前信號的捕獲方法和PN序列的設計方法。
背景技術：
正交頻分復用(OFDM)技術被廣泛用于無線信道內的信號傳輸，并被多項無線傳輸標準所采用，例如數字音頻廣播標準(digital audio broadcasting，DAB)和地面數字視頻廣播標準(digital video broadcast-terrestrial，DVB-T)，參閱文獻[1]“Digital video broadcasting(DVB)；framing structure，channel coding andmodulation for digital terrestrial television，ETSI EN 300 744 V1.5.1(2004-11)，European Telecommunications Standards Institute.”中所示。OFDM將頻率選擇性衰落信道轉換為一組頻率非選擇性衰落子信道(子載波)，子載波可采用足以維持相應時域波形正交性的最小頻率分隔，而不同子載波所對應的信號譜在頻率上是交疊的，這樣，可用帶寬得以有效利用。OFDM是一種塊調制方式，通過將N個信息符號的塊在N個子載波上并行傳送來實現。一個OFDM符號的持續時間是單載波系統中符號的持續時間的N倍。OFDM調制器可以采用一個可對上述具有N個信息符號的塊進行離散傅利葉逆變換(IDFT)的變換器連接一個數模轉換器(DAC)實現。為了減輕由信道多徑擴散引起的塊間干擾(interblockinterference，IBI)效應，通常采取的措施是在每一個長為N的IDFT數據塊之前增加一保護間隔，且該保護間隔的長度至少等于信道長度。在這種條件下，接收端所接收到的發送序列和信道的線性卷積信號被轉換為循環卷積來處理，因此，IBI效應可以容易且完全地被消除。
在大部分現有的OFDM系統如DVB-T中，在發射端，以所謂的循環前綴(cyclic prefix，CP)作為兩連續IDFT塊間的保護間隔。在接收端，為了避免IBI效應，需要去掉CP，且對每一去掉CP的IDFT塊采用快速傅利葉變換(fastFourier transform，FFT)算法進行處理，所述FFT算法就是將頻率選擇性衰減信道轉換成若干并行且彼此獨立的頻率非選擇性衰減的子信道來操作，其中每一子信道對應一個不同的子載波。然而，如文獻[2]“B.Muquet，Z.Wang，G.B.Giannakis，M.de Courville，and P.Duhamel，“Cyclic prefixing or zero multicarriertransmissions，”IEEE Trans.Commun.vol.50，no.12，pp.2136-2148，Dec.2002.”中所述，由于對應某些子載波的傳輸子信道存在零頻譜或者接近零的頻譜現象，導致CP-OFDM系統(采用CP作為保護間隔的OFDM系統)可能遭受到性能損失。文獻[3]“G.B.Giannakis，“Filterbanks for blind channel identification andequalization，”IEEE Signal Processing Lett.vol.4，pp.184-187，June 1997.”中描述了一種CP的替代技術零填充(zero-padding，ZP)技術。在ZP-OFDM系統(采用ZP作為保護間隔的OFDM系統)中，無論零頻譜子信道位于什么位置，均可確保信號的復原。具體來說，在ZP-OFDM傳輸系統的每一IDFT塊中，一定數量的零符號被加在經IDFT處理過的預編碼信息符號后面。如果零符號的數量等于CP的長度，那么ZP-OFDM和CP-OFDM傳輸系統具有相同的帶寬利用率，參閱文獻[2]。
針對多徑信道的信號傳輸，無線通訊系統中出現了許多新興技術，其中TDS-OFDM調制技術作為基準技術在最近公布的數字電視地面廣播系統的中國國家標準中被采用，參閱文獻[4]“中華人民共和國國家標準GB20600-2006“數字電視地面廣播傳輸系統幀結構、信道編碼和調制”，2006年8月”。與被廣泛使用的CP、ZP插入技術不同的是，TDS-OFDM系統通過插入偽隨機碼(pseudo-random，PN)序列作為保護間隔，其中PN序列也作為訓練序列。在接收端將PN序列去掉后，TDS-OFDM系統基本上與ZP-OFDM系統相同。參閱文獻[5]“Z.-W.Zheng，Z.-X.Yang，C.-Y.Pan，and Y.-S.Zhu，“Cutoff rate andoutage probability performance comparisons between DVB-T and DMB-T systemsunder mobile multipath channels，”Trans.Broadcasting，vol.49，no.4，pp.390-397，Dec.2003.”，與TDS-OFDM系統和ZP-OFDM系統相比，由于在時域內PN序列既作為保護間隔，也充當訓練序列，使得TDS-OFDM系統具有較高的信道帶寬利用率及較低的額外非信息傳輸開銷，而且獲得了較好的信道估計和跟蹤性能。不過，在獲得上述優點的同時需要將接收信號塊中因信道的多徑效應混合在一起的PN序列和數據分開。準確地將信號塊中的PN序列和數據分開對獲得良好系統性能起著重要作用，否則，就會出現IBI效應。因此，需要尋找一種解決方法以有效去除接收信號塊中的PN序列所帶來的碼間干擾，從而獲得純凈的數據塊以便進行后續的相干檢測(均衡)處理。
發明內容
本發明所解決的技術問題在于提供一種檢測前信號的捕獲方法，其可準確地將接收的信號塊中的PN序列和數據分開。
為解決上述技術問題，本發明提供了一種TDS-OFDM系統中檢測前信號的捕獲方法。所述捕獲方法用于獲取接收的第n個信號幀的檢測前N維數據向量gNn，包括如下步驟接收第n個信號幀的幀同步和幀體，接收第n+1個信號幀的幀同步；利用接收的第n個信號幀的幀同步獲得信道脈沖響應(CIR)向量估計為
，其包括對應主路徑、Ln個前徑以及Lp個后徑的CIR向量元素；獲取向量a1n，其包括的元素為接收的第n個信號幀的幀同步的最后Ln個符號；獲取向量a2n，其包括的元素為接收的第n個信號幀的幀體的首Lp個符號；獲取向量a0n，其包括的元素為接收的第n個信號幀的幀體的從第Lp個符號開始的中間的N-Lp-Ln個符號；獲取向量a3n，其包括的元素為接收的第n個信號幀的幀體的最后Ln個符號；獲取向量a4n，其包括的元素為接收的第n+1個信號幀的幀同步的首Lp個符號；形成長度為2Lp+2Ln的向量wn，且向量wn的首Lp+Ln個符號從所發送的第n個信號幀的幀同步的末尾部分復制獲得，向量wn的后Lp+Ln個符號從所發送的第n+1個信號幀的幀同步的開始部分復制獲得；執行
和wn的線性卷積，獲取線性卷積輸出結果的中間部分的Ln+Lp個符號記為向量en；設定向量e13n、e24n，其分別由向量en的首Ln個元素和后Lp個元素構成；檢測前N維數據向量gNn的首Lp個元素由a2n+a4n-e24n獲得；gNn接下來的N-Lp-Ln個元素從a0n復制獲得；gNn的最后Ln個元素由a1n+a3n-e13n獲得。
為了解決上述技術問題，本發明又提供了一種TDS-OFDM系統中PN序列的設計方法，所述PN序列包括m序列和m序列的循環擴展，其中循環擴展包括前同步和后同步；所述m序列包括Q0個符號，所述前同步包括Q1個符號，所述后同步包括Q2個符號，其特征在于，所述設計方法是用于構成第n+1個信號幀PN序列的m序列通過循環左移第n個信號幀PN序列的m序列Q1+Q2個符號獲得。
針對作為信號幀幀同步的PN序列利用循環擴展特性并采用對前一信號幀的m序列循環移位的方式形成，本發明提供了另一種TDS-OFDM系統中檢測前信號的捕獲方法，用于獲取接收的第n個信號幀的檢測前N維數據向量gNn。。所述捕獲方法包括如下步驟接收第n個信號幀的幀同步和幀體，接收第n+1個信號幀的幀同步；獲取向量a1n，其包括的元素為接收的第n個信號幀的幀同步的最后Ln個符號；獲取向量a2n，其包括的元素為接收的第n個信號幀的幀體的首Lp個符號；獲取向量a0n，其包括的元素為接收的第n個信號幀的幀體的從第Lp個符號開始的中間的N-Lp-Ln個符號；獲取向量a3n，其包括的元素為接收的第n個信號幀的幀體的最后Ln個符號；獲取向量a4n，其包括的元素為接收的第n+1個信號幀的幀同步的首Lp個符號；獲取向量e13n，其包括的元素為接收的第n+1個信號幀的幀同步中從第Q0-Ln個到第Q0-1個符號；獲取向量e24n，其包括的元素為接收的第n+1個信號幀的幀同步中從第Q0個到第Q0+Lp-1個符號；gNn的首Lp個元素由a2n+a4n-e24n獲得；gNn接下來的N-Lp-Ln個元素從a0n復制獲得；gNn的最后Ln個元素通過a1n+a3n-e13n獲得；其中Ln、Lp分別表示傳輸所述信號幀的信道的前徑數和后徑數，且與幀同步的前同步和后同步所包含的符號個數滿足如下關系Q1+Q2≥Lp+Ln。
本發明提供的捕獲方法可較準確地將接收的信號塊中的數據與PN序列分離，避免了在接收端出現IBI效應；另外，本發明提供的PN序列的設計方法使得捕獲方法得以進一步簡化，減少了系統的運算量；且進一步提高了接收的信號中PN序列和數據分離的準確性，在接收端去掉PN序列后，就數據檢測性能來講，TDS-OFDM系統基本接近ZP-OFDM系統。
圖1是TDS-OFDM系統中下行鏈路傳輸協議的分級幀結構； 圖2是9階m序列生成結構； 圖3是用于產生具有511個符號的m序列的LFSR初始狀態與幀號的對照列表； 圖4是第n個信號幀的幀結構； 圖5是本發明提供的檢測前信號捕獲方法的第一種實施例的流程圖； 圖6是本發明提供的PN序列設計方法的示意圖； 圖7是本發明提供的用于構成PN序列的m序列實例，其中，第n個信號幀的m序列的第1元素是第0個信號幀的m序列的第k個元素； 圖8是本發明提供的檢測前信號捕獲方法的第二種實施例的流程圖。
具體實施例方式 以下部分結合附圖對本發明提供的TDS-OFDM系統中檢測前信號的捕獲方法和PN序列的設計方法的實施例進行描述，以期進一步理解本發明的目的、具體結構特征和優點。
為方便描述，除特別指出外，以下描述所提到的TDS-OFDM系統均是指應用于數字電視地面廣播系統中國國家標準中的TDS-OFDM系統，但本發明不限于該應用范圍，也可以很容易地延伸應用到其他類型的TDS-OFDM系統中。
TDS-OFDM系統采用的是分級幀結構。圖1描述了TDS-OFDM系統中下行鏈路傳輸協議的物理信道幀結構圖。數據幀結構的基本單元為信號幀，每個信號幀的持續時間為555.6或625微秒。一組(225個或200個)信號幀定義為超幀，每個超幀的持續時間為125毫秒，超幀中的第一個信號幀定義為超幀頭(控制幀)。一組(480個)超幀定義為分幀，每個分幀的持續時間為60秒(1分鐘)。幀結構的頂層稱為日幀，由1440個分幀組成。日幀，以一個自然日(24小時)為周期進行周期性重復，在北京時間0:0:0AM，系統的幀結構被復位并開始一個新的日幀。
一個信號幀由幀同步和幀體兩部分組成。信號幀的幀同步是PN序列，所述PN序列由m序列及其循環擴展構成，其中循環擴展包括前同步(包括Q1個符號，由m序列的最后Q1個符號構成)和后同步(包括Q2個符號，由m序列的首Q2個符號構成)。幀同步中m序列包括Q0個符號，其中Q0可以是255，也可以是511。不失一般性，接下來的描述集中在Q0＝511上。每一超幀中所有信號幀的幀同步都是不相同的，因此，幀同步可以作為特殊特征用于識別不同的信號幀。幀同步采用的PN序列定義為循環擴展的9階m序列，可以由斐波那契數列(Fibonacci type)線性反饋移位寄存器(LFSR)(生成的多項式為x9+x8+x7+x2+1)來實現。圖2是9階m序列生成結構，LFSR的初始狀態將決定所產生的m序列的相位。用于產生每一特定信號幀的m序列的LFSR初始狀態由該信號幀的幀號決定。對于每一信號幀的幀號n，相應的LFSR的初始狀態遵循特殊定義的圖表，如圖3所示。對于幀號為0(n＝0)的信號幀，相應的LSFR的初始狀態設置為(D9-D1)111110111，Q1/Q2定義為217/217。此外，幀同步的PN序列映射為非歸零二進制符號，該映射定義為從“0”到+1值及從“1”到-1值的變換。另外，幀同步(PN序列)的平均功率是幀體信號的平均功率的2倍。
信號幀的幀體就是一個IDFT塊。時域的IDFT塊具有N＝3780個采樣值，它們是頻域的3780個子載波的逆離散傅利葉變換。時域的IDFT塊信號持續500秒，其對應于2kHz的子載波間隔。
設定Q0維列向量p0，n＝[p0，n(0)，p0，n(1)，...p0，n(Q0-1)]T表示第n個信號幀的幀同步的m序列；設定Q1維列向量p1，n＝[p1，n(0)，p1，n(1)，...p1，n(Q1-1)]T表示第n個信號幀的幀同步的前同步；設定Q2維列向量p2，n＝[p2，n(0)，p2，n(1)，...p2，n(Q2-1)]T表示第n個信號幀的幀同步的后同步；設定N維列向量dn＝[dn(0)，dn(1)，...dn(N-1)]T表示IDFT數據塊，也就是第n個信號幀的幀體；其中上角標T表示轉置。假設{s(i)}i＝0∞為傳輸符號序列，Q＝Q1+Q0+Q2為幀同步的長度，M＝Q+N為信號幀的總長度。設定M維列向量sn＝[sn(0)，sn(1)，...sn(M-1)]T包括第n個傳輸信號幀的所有符號。定義參閱圖4，得出也就是 sn(i)＝s(nM)+i sn(i)＝pn(i) sn(i)＝dn(i-Q) 其中Zi1i2表示整數集合{i1，i1+1，...i2}。
在第n個信號幀傳輸過程中，將發射臺到用戶之間的離散時間基帶CIR定義為hn＝[hn(-Ln)，hn(-Ln+1)，...hn(-1)，hn(0)，hn(1)，...hn(Lp)]T，其中hn(0)與主路徑對應，Ln和Lp分別是前徑(主路徑前的路徑)數和后徑(主路徑后的路徑)數。需要指出的是，Ln和Lp可以是零。假設在傳輸第n個信號幀及第n+1個信號幀的幀同步過程中，信道保持不變，則接收的符號序列可表示如下 i＝0，1，...∞(4) 其中v(i)表示接收機噪聲，其通常被表述為具有方差σ2的循環對稱的高斯白噪聲。
設定M維列向量rn＝[rn(0)，rn(1)，...rn(M-1)]T表示第n個接收的信號塊(對應第n個傳輸信號幀)，得出 以及 從公式(1)、(2)、(5)以及(6)中可知，發射的IDFT數據塊dn僅與{rn(Q-Ln)，rn(Q-Ln+1)，...rn(M-1)，rn+1(0)，rn+1(1)，...rn+1(Lp-1)}目關。將公式(1)、(2)以及(3)代入公式(5)、(6)中，得出
進一步地，定義如下向量 a1n＝[rn(Q-Ln)，rn(Q-Ln+1)，...rn(Q-1)]T， g1n＝[g1n(0)，g1n(1)，...g1n(Ln-1)]T， e1n＝[e1n(0)，e1n(1)，...e1n(Ln-1)]T， v1n＝[v(nM+Q-Ln)，v(nM+Q-Ln+1)，...v(nM+Q-1)]T， a2n＝[rn(Q)，rn(Q+1)，...rn(Q+Lp-1)]T， g2n＝[g2n(0)，g2n(1)，...g2n(Lp-1)]T， e2n＝[e2n(0)，e2n(1)，...e2n(Lp-1)]T， v2n＝[v(nM+Q)，v(nM+Q+1)，...v(nM+Q+Lp-1)]T， a0n＝[rn(Q+Lp)，rn(Q+Lp+1)，...rn(M-Ln-1)]T， g0n＝[g0n(0)，g0n(1)，...g0n(N-Lp-Ln-1)]T， v0n＝[v(nM+Q+Lp)，v(nM+Q+1)，...v(nM+M-Ln-1)]T， a3n＝[rn(M-Ln)，rn(M-Ln+1)，...rn(M-1)]T， g3n＝[g3n(0)，g3n(1)，...g3n(Ln-1)]T， e3n＝[e3n(0)，e3n(1)，...e3n(Ln-1)]T， v3n＝[v(nM+M-Ln)，v(nM+M-Ln+1)，...v(nM+M-1)]T， a4n＝[rn+1(0)，rn+1(1)，...rn+1(Lp-1)]T， g4n＝[g4n(0)，g4n(1)，...g4n(Lp-1)]T， e4n＝[e4n(0)，e4n(1)，...e4n(Lp-1)]T， v4n＝[v(nM+M)，v(nM+M+1)，...v(nM+M+Lp-1)]T， 然后，進一步得出 a0n＝g0n+v0n，(12) a1n＝g1n+e1n+v1n，(13) a2n＝g2n+e2n+v2n，(14) a3n＝g3n+e3n+v3n，(15) a4n＝g4n+e4n+v4n，(16) 進一步定義N維列向量為對應于接收到的第n個信號幀的檢測前數據。結合公式(8)、(9)、(10)、(11)，很容易得出gNn是dn和hn的循環卷積，也就是 其中模-N操作(q)N表示將q減小到 在一個OFDM系統中，如果存在特定的訓練序列或者導頻，CIR向量通常在頻域內進行估計。在TDS-OFDM系統中，可以利用PN序列的相關特性來估計CIR向量hn，這種方式操作簡單且直接，并可針對每一信號幀逐一進行估計。進行估計的具體方法可參考引用文獻[6]“中國專利第02128864.X號，名稱是“基于滑動窗口的對含導頻的塊信號的信道估計”，公告日為2005年6月22日”，或引用文獻[7]“中國專利申請第200410003480.3號，名稱是“TDS-OFDM接收機自適應信道估計均衡方法及其系統”，
公開日為2005年10月5號”，在此不再贅述。在本實施例中，假設針對每一信號幀的CIR向量估計是已知的，且第n個信號幀的CIR向量估計值表示為
在公式(17)中，用
替換掉hn，并假設檢測前數據gNn已知，則采用常用的單抽頭頻域均衡器便可很容易恢復所發送的數據向量dn。然而，正如前述所示，由于在接收信號向量a1n、a2n、a3n、a4n中，檢測前數據gNn與e1n、e2n、e3n、e4n混合在一起，所以不容易直接獲得gNn。因此，接下來的任務可歸結為從a0n、a1n、a2n、a3n、a4n分離出gNn。
為了簡化表述且不失討論的有效性，在該部分，我們忽略掉上述公式中與噪聲相關的項即v0n、v1n、v2n、v3n、v4n，這樣，將公式(12)-(16)重新整理如下 g2n+g4n＝(a2n+a4n)-(e2n+e4n)，(18) g0n＝a0n，(19) g1n+g3n＝(a1n+a3n)-(e1n+e3n)。(20) 引用文獻[6]描述了一種獨自獲得e1n、e2n、e3n、e4n的方法。本發明提供了聯合獲得e2n+e4n和e1n+e3n的方法，具體描述如下。
設定Ln維列向量為e13n＝[e13n(0)，e13n(1)，...e13n(Ln-1)]T＝e1n+e3n；設定Lp維列向量為e24n＝[e24n(0)，e24n(1)，...e24n(Ln-1)]T＝e2n+e4n。根據公式(7)、(8)、(10)、(11)，可得出 e13n(i)＝e3n(i)+e1n(i) 以及 e24n(i)＝e4n(i)+e2n(i) 定義長度為(2Lp+2Ln)的數據向量wn，其表示如下 wn＝[wn(-Lp-Ln)，wn(-Lp-Ln+1)，...wn(-1)，wn(0)，wn(1)，...wn(Lp+Ln-1)]T 其中 很明顯，數據向量wn由第n個信號幀的幀同步的尾部(長度為Lp+Ln)和第n+1個信號幀的幀同步的頭部(長度為Lp+Ln)級聯構成。
設定將公式(23)代入到公式(21)和(22)，可得出 顯然地，獲得en的方法可簡化為對hn和wn進行線性卷積。事實上，由于hn未知，我們需要用hn的估計值來代替，即 上述線性卷積可以直接計算或采用習知的FFT技術來實現，至于具體使用哪種方法可通過具體實施復雜度而定。
獲得了en相當于獲得了e13n和e24n。這樣，公式(18)、(19)、(20)右手邊的所有項成為已知項，gNn也就此獲得。請參閱圖5，下面對本發明提出的用于獲取第n個信號幀的檢測前N維數據向量gNn的捕獲方法的第一種實施例進行總結，該捕獲方法包括如下步驟 S101接收第n個信號幀的幀同步和幀體，接收第n+1個信號幀的幀同步； S102利用接收的幀同步進行信道估計，利用傳輸的第n個信號幀的幀同步獲得信道脈沖響應(CIR)向量估計為
其包括主路徑以及Ln個前徑和Lp個后徑；另外，這里可以應用任何一種適合的信道估計算法； S103獲取向量a1n，其包括的元素為接收的第n個信號幀的幀同步的最后Ln個符號；獲取向量a2n，其包括的元素為接收的第n個信號幀的幀體的首Lp個符號；獲取向量a0n，其包括的元素為接收的第n個信號幀的幀體的從第Lp個符號開始的中間的N-Lp-Ln個符號；獲取向量a3n，其包括的元素是接收的第n個信號幀的幀體的最后Ln個符號；獲取向量a4n，其包括的元素是接收的第n+1個信號幀的幀同步的首Lp個符號； S104形成長度為2Lp+2Ln的向量wn，其首Lp+Ln個符號從所發送的第n個信號幀的幀同步的末尾部分復制，后Lp+Ln個符號從所發送的第n+1個信號幀的幀同步的開始部分復制； S105執行
和wn的線性卷積，獲取線性卷積結果的中間部分的Lp+Ln個符號記為向量en； S106設定e13n和e24n，其分別由向量en的首Ln個元素和后Lp個元素構成，從而檢測前數據gNn的首Lp個元素由a2n+a4n-e24n獲得；gNn接下來的N-Lp-Ln個元素從a0n復制獲得；gNn的最后Ln個元素由a1n+a3n-e13n獲得。
采用本發明提供的捕獲方法，在接收端可以有效地將數據從接收信號中分離出來，滿足了系統的要求，避免發生IBI效應。
仔細研究上述gNn的捕獲方法，可發現其所需運算主要集中在CIR估計向量
和向量wn的線性卷積，其中向量wn特別采用已知的兩連續信號幀的幀同步構建。盡管計算線性卷積所需運算負荷依賴于實際的信道路徑信息，但是，總的來說，其所涉及的運算量可能很大程度上增加了整個系統的復雜度。此外，根據前述可知，在實際應用中，該線性卷積只能采用CIR估計值來進行，但是，實際上，無論使用多么強大的信道估計方法都不能獲得真實的CIR。因此，估計值
或多或少伴有噪聲干擾，也就使得捕獲的gNn的準確性受到影響。從這點上說，TDS-OFDM并不完全等同于ZP-OFDM，因為后者不存在上述情況。為了獲得與ZP-OFDM中準確性相當的檢測前數據gNn，就要在卷積運算中避免使用CIR估計值，其可以通過特定設計的幀同步來實現，詳細描述如下。
觀察公式(23)和(24)可知，假設第n+1個信號幀的幀同步包括與wn完全相同的部分，那么en就可以直接從接收信號獲得。由于幀同步具有循環擴展特性，實際上，上述假設是可行的。前面已經定義了如下向量，對于k∈{n，n+1}， p0，k＝[p0，k(0)，p0，k(1)，...p0，k(Q0-1)]T p1，k＝[p1，k(0)，p1，k(1)，...p1，k(Q1-1)]T p2，k＝[p2，k(0)，p2，k(1)，...p2，k(Q2-1)]T 以及 利用幀同步的循環擴展特性，得出 p0，k+1(Q0-Q1+i)＝p1，k+1(i)k∈{n，n+1} p0，k+1(i)＝p2，k+1(i) k∈{n，n+1} 進一步地，得出 pn+1(Q0+i)＝pn+1(i) 若將下列限制條件加在pn+1上 pn+1(Q0-i)＝pn(Q-i) 且定義，根據公式(23)和(26)可以得出需要指出是，在這里，已假定Q1+Q2≥Lp+Ln。
公式(27)中施加在pn+1上的限制條件可進一步表達為 再次，所述模-Q0操作(q)Q0表示q減小到換句話說，用于構成第n+1個信號幀幀同步(PN序列)的m序列可通過循環左移第n個信號幀幀同步(PN序列)的m序列Q1+Q2個符號獲得。
下面就本發明提供的PN序列的設計方法進一步結合實施例進行解釋說明。請參閱圖6，假定Q0＝511，Q1＝218，Q2＝218。第0個m序列(用于構成第0個信號幀的PN序列)為p0，0＝[p0，0(0)，p0，0(1)，...p0，0(Q0-1)]T，第n個m序列(用于構成第n個信號幀的PN序列)由p0，0循環左移獲得，其中p0，0(k)是第n個m序列的第一個元素。根據本發明提供的方法，n和k之間一對一映射如圖7所示。根據圖7的m序列映射關系可知，p0，0(435)是第1個m序列的第一個元素，p0，0(359)是第2個m序列的第一個元素，如此一一對應下去。
需要指出的是，當Q1+Q2＝Q0時，就會出現一種特殊情況，即所有的信號幀使用的m序列相同，且每一幀同步(PN序列)由兩個重復的m序列構成。
一旦作為每一信號幀幀同步的PN序列利用循環擴展特性并采用對前一信號幀的m序列循環移位的方式形成，在接收端對第n個信號幀的檢測前數據gNn的捕獲就變得比較容易，本發明第一種實施例的捕獲步驟得以簡化，簡化后的方法即為本發明的第二種實施例，參閱圖8。本發明的第二種實施例包括如下步驟 S201接收第n個信號幀的幀同步和幀體，接收第n+1個信號幀的幀同步； S202獲取向量a1n，其包括的元素為接收的第n個信號幀的幀同步的最后Ln個符號；獲取向量a2n，其包括的元素為接收的第n個信號幀的幀體的首Lp個符號；獲取向量a0n，其包括的元素為接收的第n個信號幀的幀體的從第Lp個符號開始的中間的N-Lp-Ln個符號；獲取向量a3n，其包括的元素為接收的第n個信號幀的幀體的最后Ln個符號；獲取向量a4n，其包括的元素為接收的第n+1個信號幀的幀同步的首Lp個符號；獲取向量e13n，其包括的元素為接收的第n+1個信號幀的幀同步中從第Q0-Ln個到第Q0-1個符號；獲取向量e24n，其包括的元素為接收的第n+1個信號幀的幀同步中從第Q0個到第Q0+Lp-1個符號； S203gNn的首Lp個元素由a2n+a4n-e24n獲得；gNn接下來的N-Lp-Ln個元素從a0n復制獲得；gNn的最后Ln個元素由a1n+a3n-e13n獲得。
采用本發明提供的第二種實施例使得系統的運算量大大降低，而且進一步提高了捕獲的gNn的準確度，這樣，在接收端去掉PN序列后，TDS-OFDM系統基本接近ZP-OFDM系統。
權利要求
1.一種TDS-OFDM系統中檢測前信號的捕獲方法，用于獲取接收的第n個信號幀的檢測前N維數據向量gNn，所述信號幀包括幀同步和幀體，其特征在于，所述捕獲方法包括如下步驟
接收第n個信號幀的幀同步和幀體，接收第n+1個信號幀的幀同步；
利用接收的第n個信號幀的幀同步獲得CIR向量估計為
，其包括對應主路徑、Ln個前徑以及Ln個后徑的CIR向量元素；
獲取向量a1n，其包括的元素為接收的第n個信號幀的幀同步的最后Ln個符號；獲取向量a2n，其包括的元素為接收的第n個信號幀的幀體的首Lp個符號；獲取向量a0n，其包括的元素為接收的第n個信號幀的幀體的從第Lp個符號開始的中間的N-Lp-Ln個符號；獲取向量a3n，其包括的元素為接收的第n個信號幀的幀體的最后Ln個符號；獲取向量a4n，其包括的元素為接收的第n+1個信號幀的幀同步的首Lp個符號；
形成長度為2Lp+2Ln的向量wn，且向量wn的首Lp+Ln個符號從所發送的第n個信號幀的幀同步的末尾部分復制獲得，向量wn的后Lp+Ln個符號從所發送的第n+1個信號幀的幀同步的開始部分復制獲得；
執行
和wn的線性卷積，獲取線性卷積輸出結果的中間部分的Ln+Lp個符號記為向量en；
設定向量e13n、e24n，其分別由向量en的首Ln個元素和后Lp個元素構成；檢測前N維數據向量gNn的首Lp個元素由a2n+a4n-e24n獲得；gNn接下來的N-Lp-Ln個元素從a0n復制獲得；gNn的最后Ln個元素由a1n+a3n-e13n獲得。
2.如權利要求1所述的TDS-OFDM系統中檢測前信號的捕獲方法，其特征在于，所述幀同步為PN序列，其由m序列及其循環擴展構成，其中循環擴展包括前同步和后同步；前同步包括Q1個符號，其由m序列的最后Q1個符號構成；后同步包括Q2個符號，其由m序列的首Q2個符號構成。
3.如權利要求2所述的TDS-OFDM系統中檢測前信號的捕獲方法，其特征在于，所述構成PN序列的m序列，由斐波那契數列線性反饋移位寄存器來實現。
4.如權利要求3所述的TDS-OFDM系統中檢測前信號的捕獲方法，其特征在于，線性反饋移位寄存器的初始狀態決定m序列的相位，且對應每一信號幀具有不同的初始狀態。
5.如權利要求2所述的TDS-OFDM系統中檢測前信號的捕獲方法，其特征在于，所述PN序列映射為非歸零二進制符號，該映射為從“0”到+1值及從“1”到-1值的變換。
6.如權利要求2所述的TDS-OFDM系統中檢測前信號的捕獲方法，其特征在于，所述CIR向量估計是利用PN序列的相關特性獲得。
7.如權利要求1所述的TDS-OFDM系統中檢測前信號的捕獲方法，其特征在于，所述執行
和wn的線性卷積，獲取向量en的步驟采用方法是
8.如權利要求7所述的TDS-OFDM系統中檢測前信號的捕獲方法，其特征在于，所述執行
和wn的線性卷積的步驟為直接運算或者采用快速傅利葉變換算法。
9.一種TDS-OFDM系統中PN序列的設計方法，所述PN序列包括m序列和m序列的循環擴展，其中循環擴展包括前同步和后同步；所述m序列包括Q0個符號，所述前同步包括Q1個符號，所述后同步包括Q2個符號，其特征在于，所述設計方法是用于構成第n+1個信號幀PN序列的m序列通過循環左移第n個信號幀PN序列的m序列Q1+Q2個符號獲得。
10.如權利要求9所述的TDS-OFDM系統中PN序列的設計方法，其特征在于，前同步的Q1個符號由m序列的最后Q1個符號構成；后同步的Q2個符號由m序列的首Q2個符號。
11.如權利要求9所述的TDS-OFDM系統中PN序列的設計方法，其特征在于，當Q1+Q2＝Q0時，所有信號幀使用的PN序列相同，且每一PN序列包括兩重復的m序列。
12.一種TDS-OFDM系統中檢測前信號的捕獲方法，用于獲取接收的第n個信號幀的檢測前N維數據向量gNn，所述信號幀包括幀同步和幀體，其特征在于，采用如權利要求9所述的設計方法形成的PN序列作為信號幀的幀同步，所述捕獲方法包括如下步驟
接收第n個信號幀的幀同步和幀體，接收第n+1個信號幀的幀同步；
獲取向量a1n，其包括的元素為接收的第n個信號幀的幀同步的最后L0n個符號；獲取向量a2n，其包括的元素為接收的第n個信號幀的幀體的首Lp個符號；獲取向量a0n，其包括的元素為接收的第n個信號幀的幀體的從第Lp個符號開始的中間的N-Lp-Ln個符號；獲取向量a3n，其包括的元素為接收的第n個信號幀的幀體的最后Ln個符號；獲取向量a4n，其包括的元素為接收的第n+1個信號幀的幀同步的首Lp個符號；獲取向量e13n，其包括的元素為接收的第n+1個信號幀的幀同步中從第Q0-Ln個到第Q0-1個符號；獲取向量e24n，其包括的元素為接收的第n+1個信號幀的幀同步中從第Q0個到第Q0+Lp-1個符號；
gNn的首Lp個元素由a2n+a4n-e24n獲得；gNn接下來的N-Lp-Ln個元素從a0n復制獲得；gNn的最后Ln個元素通過a1n+a3n-e13n獲得；
其中Ln、Lp分別表示傳輸所述信號幀的信道的前徑數和后徑數，且與幀同步的前同步和后同步所包含的符號個數滿足如下關系Q1+Q2≥Lp+Ln。
全文摘要
本發明公開了一種TDS-OFDM系統中檢測前信號的捕獲方法，其包括向量a1n的元素為接收的第n個信號幀的幀同步的最后Ln個符號；向量a2n的元素為接收的第n個信號幀的幀體的首Lp個符號；向量a0n的元素為接收的第n個信號幀的幀體的從第Lp個符號開始的中間的N-Lp-Ln個符號；向量a3n的元素為接收的第n個信號幀的幀體的最后Ln個符號；向量a4n的元素為接收的第n+1個信號幀的幀同步的首Lp個符號；向量e13n的元素為第n+1個信號幀的幀同步中從第Q0-Ln個到第Q0-1個符號；向量e24n的元素為第n+1個信號幀的幀同步中從第Q0個到第Q0+LD-1個符號；gNn的首Lp個元素由a2n+a4n-e24n獲得；gNn接下來的N-Lp-Ln個元素從α0n復制獲得；gNn的最后Ln個元素由a1n+a3n-e13n獲得。
文檔編號H04B1/707GK101217290SQ20081000372
公開日2008年7月9日 申請日期2008年1月16日 優先權日2008年1月16日
發明者王忠俊, 李之平, 胡賽桂, 庭裕晶, 冨沢方之 申請人:沖電氣(新加坡)技術中心