專利名稱：Ofdma系統的上行鏈路載波間干擾消除的制作方法
技術領域：
本發明總體上涉及無線通信系統，特別涉及OFDMA上行鏈路中的 載波間干擾消除的系統和方法。
背景技術：
正交頻分復用(OFDM)是一種利用多個緊密間隔的正交子載波的 數字多載波調制方案。以低符號率用常規調制模式(例如，正交調幅) 來調制每個子載波，在相同的帶寬上維持與傳統單載波調制方案相似的 數據速率。OFDM調制在不良信道條件(如窄帶干擾和由于多徑傳播引 起的頻率選擇性衰落)下提供了經濟且魯棒的通信。低符號率允許使用 符號間的保護間隔，從而減少符號間干擾。OFDM被配置或設計用于各 種無線仲裁(litigation)系統，包括正EE 802.16 (WiMAX)、 一些IEEE 802.11a/g無線LAN (WiFi)、 IEEE 802.20移動寬帶無線接入(MBWA) 等等。
針對新的靈活無線蜂窩通信系統的一種提議(可以看作是3G WCDMA標準的演進)是3G長期演進(3GLTE)。該系統在下行鏈路上 使用OFDM作為多址技術(稱為OFDMA)，并能夠在從1.25 MHz到20 MHz的帶寬范圍中操作。此外，對于最大帶寬，將支持高達、甚至超過 100Mb/s的數據速率。針對上行鏈路，使用一種預編碼的OFDM，其中， 預編碼的首要目的是減小較大的峰均(PAR)比，該較大的峰均比通常被 認為是OFDM的一個缺點。
由于一些原因，OFDM特別適合于LTE。與其他接入技術相比，對 于高時間色散信道可以使用復雜度相對較低的接收機。另外，至少在理 論上，OFDM允許可用帶寬的極高效使用。例如，在只有一個用戶發送 的情況下，可以利用下述事實信道質量典型地在不同頻率下也很不同(即，信道為頻率選擇性的)。另外，由于在較大數量的子載波上傳輸
OFDM中的信息，所以可以對不同的子載波應用不同的調制和編碼，而 不是對所有子載波使用相同的調制和編碼。
OFDM的主要挑戰之一是確保子載波彼此正交。這意味著，例如， 頻率偏移和相位噪聲必須維持在充分低的水平。如果丟失正交性，則一
個子載波上的信息將泄漏到其他子載波，主要是泄漏到最接近的子載波。 該泄漏稱為載波間干擾(ICI)。
OFDMA通過向不同的用戶分配不同的子載波，使用戶彼此正交，而 允許用戶共享可用帶寬。子載波的分配可以是動態的，例如將較大數量 的子載波分配給具有大量數據要傳輸的用戶。與OFDM中單個用戶的情 況不同，當不同用戶的信號以相當不同的功率被接收時(這可能發生在 上行鏈路或下行鏈路中)，子載波的正交性丟失可能很顯著。
導致ICI的兩個主要因素是頻率誤差和多普勒展頻。頻率誤差歸因于 在生成載波頻率方面發送機和接收機之間的不匹配。當發送機和接收機 具有同樣的頻率發生器，而發送機或接收機中的一方相對于另一方移動 時，頻率誤差也很顯然。針對多徑信道，不同的路徑將經受不同的多普 勒頻移，在接收機側將引起所經受的多普勒頻率的展頻。
針對OFDM，由頻率誤差引起的ICI可以準確地建模為
其中，5f是頻率誤差，Af是子載波之間的載波間距。由于所有的子 載波受到相同頻率偏移的影響，所以可以在應用FFT之前除去頻率誤差， 以消除ICI。
如果ICI是由多普勒展頻引起的，則當假設路徑是以一致的分布從所 有方向到達時(稱作Jakes模型)，ICI可以準確地建模為-
其中，fD是最大多普勒頻率，并且Af是子載波之間的載波間距。 如果假設由頻率誤差或多普勒展頻引起的ICI具有與加性高斯白噪 聲(AWGN)相同的效果，則將接收機經受的總噪聲簡單地計算為N+I，
6其中N是AWGN的功率，并且I是ICI功率。結果，系統經受的有效信 噪比(SNR)可以表示為
使用上述定義的SNR,很容易確定ICI是否是問題。同樣，容易理 解所需要的有效SNR越大，越難將ICI維持在低水平。
根據這些公式，顯然減小ICI的直接方式是增大載波間距厶f。 OFDM 的一個已知特征是針對時長Tu的各OFDM符號的有用部分而設置的循環 前綴(CP)形式的冗余。CP的最小時長應當至少與用于系統操作的信道 的(預期)最大延遲擴展一樣長。因為載波間距是Tu的倒數，所以增大 Af意味著Tu要減小，但是必須維持CP時長。因此，增大Af導致頻譜 效率的降低。
減小ICI的另一個策略是估計ICI，之后除去ICI對接收信號的影響。 通常，ICI消除是增加成本并提高OFDM接收機中的功耗的復雜操作。ICI 消除的復雜性存在兩個主要原因。第一，從數學角度來看，除去ICI的影 響涉及計算一個巨大矩陣的逆，這是計算強度很大的任務。第二，為了 估計ICI，必須估計信道和信道導數。由于ICI減小了有效SNR，所以不 能執行準確的信道估計，結果ICI估計較差。現有技術已經提出了一種 ICI消除的迭代方法，其從初始信道估計和ICI消除開始。在初始ICI消 除之后，根據已經除去了初始ICI估計的信號獲得改進后的信道估計。接 著，使用改進后的信道估計來獲得改進后的ICI估計。可以重復該迭代過 程來獲得所希望的性能改進。這樣的迭代ICI估計在計算上較復雜，并引 入了延遲。針對ICI消除的一個已知方案依賴于從不同的子載波中減去 ICI，而不是試圖對矩陣求逆。雖然該方法帶來顯著的增益改進，尤其是 與窗口操作(windowing) —起使用時，但是已經證實，該增益與完全除 去ICI的理想可能性相比相差甚遠，這主要是因為很難足夠準確地對信道 估計，特別是對信道變化進行估計。現有技術中已知的ICI消除方案是復 雜的，雖然某些有可觀的改進，但是總的來說，這種改進遠遠低于理論 上的可能性。
現有技術中的OFDM ICI消除只有在所有的子載波由同一用戶發送時才被考慮。也就是說，信號由一個發送機通過多個子載波發送，并由 單個接收機接收。
發明內容
根據本發明公開并要求保護的一個或更多個實施方式，提供了一種
用于當總接收信號包括由多個發送機發送的信號時的ICI消除的系統和
方法。這種方法提供了具有低計算復雜度的非常高效的解決方案，與現
有技術的解決方案相比，其獲得了更加接近于理想情況的ICI消除性能。
通過以下步驟來執行ICI消除:識別對來自其他發送機的接收信號造成最
大ICI的傳送信號，并除去這些傳送的ICI影響。這可以通過只根據接收 信號和頻率偏移來計算ICI項而實現。另選的是，對造成ICI的傳送進行
解調，然后確定并減去其他信號上的ICI，之后對其他信號進行解調。哪 些傳送會對其他信號造成最大的ICI，這取決于相應信號的相對強度以及
正交性的丟失程度。后者可以歸因于頻率誤差、多普勒展頻、或者兩者 的結合。
一個實施方式涉及一種在OFDMA無線通信系統接收機中消除ICI 的方法，該接收機至少以第一子載波集從第一發送機并以第二子載波集 從第二發送機接收信號。估計從所述第一發送機接收到的子載波中的頻 率偏移。根據估計出的從所述第一發送機接收到的子載波集中的頻率偏 移，來計算由所述第一發送機對從所述第二發送機接收到的子載波集造 成的ICI。對從所述第二發送機接收到的子載波集除去所計算出的ICI。
另一個實施方式涉及一種在OFDMA無線通信系統中從兩個或更多 個發送機接收信號的方法，每一個發送機以一個或更多個獨特的子載波 進行發送。估計每個接收信號的接收功率電平和相對頻率偏移。響應于 其相對接收功率和頻率偏移，來估計每個接收到的子載波對其他接收到 的子載波造成的ICI。響應于子載波對其他子載波造成的ICI，來順序解 調該子載波。
另一個實施方式涉及一種OFDMA無線通信系統中的接收機。該接 收機包括從多個發送機接收信號并測量接收信號功率電平的接收機，信號在多個子載波上載送。該接收機還包括對接收信號中的頻率偏移進行
估計的頻率估計單元。該接收機還包括ICI消除單元，該ICI消除單元響
應于從第二發送機接收到的子載波的頻率偏移和相對功率電平，估計由
第一發送機對從第二發送機接收的子載波造成ICI，并且該ICI消除單元 還對從所述第二發送機接收到的子載波消除估計出的ICI。
圖1是OFDM接收機的功能框圖。
圖2是示出了由兩個用戶發送的OFDM子載波的接收信號功率的圖。
圖3和圖4是示出了在進行ICI消除和不進行ICI消除的情況下，針 對不同功率偏移，作為頻率誤差的函數的模擬有效SNR的圖。
圖5和圖6是示出了在進行ICI消除和不進行ICI消除的情況下，針 對不同頻率誤差，作為用戶信號之間的功率偏移的函數的模擬有效SNR 的圖。
圖7和圖8是示出了針對不同頻率，作為頻率誤差的估計誤差的函 數的模擬有效SNR的圖。
圖9和圖IO是示出了針對不同接收信號功率，當隨著增大子載波的 數量而消除了 ICI時，作為頻率誤差的函數而計算出的有效SNR的圖。
具體實施例方式
圖1示出了 OFDM接收機10的相關部分的功能框圖。接收機10包 括快速傅里葉變換(FFT)部12、 ICI消除功能部14、向ICI消除功能 部14提供信道估計的信道估計功能部16、向ICI消除功能部14提供頻 率估計的頻率估計功能部18、解調器功能部20、以及進一步處理部22 (例如軟值生成、FEC解碼等)。在一些實施方式中，接收機IO還包括 符號確定功能部24，該符號確定功能部24進一步通過提供已解碼的符號 信息來幫助ICI消除功能部14。
為了簡化說明，本發明是針對具有15 kHz子載波間距的OFDM系統
9的上行鏈路傳輸而進行說明的。考慮只有兩個用戶向基站發送的情況，
每個用戶以12子載波的單個資源塊(相當于180 kHz的帶寬)進行發送。 本領域技術人員容易理解本發明不限于該特定配置，還可有利地應用于 在OFDM無線通信系統中對任意多用戶發送進行ICI消除。
圖2示出了對兩個用戶(用戶1和用戶2)通過子載波的發送的接收。 如圖所示，與來自用戶2的發送相比，來自用戶1的發送以相當高的功 率電平被接收。由于從用戶1發送的信號中存在相對大的頻率誤差，所 以用戶1的信號對從用戶2接收到的信號造成干擾。因為通常接收信號 來自不同的用戶，因此信號的不同子載波可能經受不同的頻率誤差，而 在基站中在通過FFT處理該信號前沒有對頻率誤差進行估計和補償。
在用戶1的信號中產生較大頻率誤差的一個潛在原因是，用戶1可 能以較快的速度向基站移動。當用戶1的移動終端進行接收時，由于多 普勒效應它將經受到正的頻率誤差。因此，移動終端調節其頻率以使其 和真實的載波頻率加上多普勒頻率相匹配，從而正確解調接收信號。于 是，當移動終端發送時，移動終端以與正確的載波頻率加上多普勒頻移 相等的載波頻率進行發送。由于在基站處接收到的信號(載波頻率+多普 勒)因用戶1的相對速度也會經受正的多普勒頻移，所以在基站處針對 用戶1經受的頻率誤差將是多普勒頻率的兩倍。
由于從用戶1接收到的信號中的頻率誤差是多普勒頻移的兩倍，所 以在FFT中可能導致大的泄露，其中， 一個子載波中的信息泄漏到另一 個子載波。這種泄漏會降低用戶1的性能，另外如圖2所示，如果在基 站處相比于來自用戶2的信號以高得多的功率接收來自用戶1的信號， 則可能會完全破壞用戶2的接收性能。
具體到數字，假設用戶1以100 km/h的速度移動，載波頻率是2.6 GHz。這與240Hz的多普勒頻率偏相對應。因此，在基站處經受的有效 頻率誤差將是480 Hz。考慮該頻率誤差如何影響用戶1的性能，通過假 設使用的子載波的數量是無窮大而不是正好12個，可以獲得用戶l對自 身造成的ICI的上限。通過這種方法得到的ICI邊界是<formula>formula see original document page 11</formula>
這樣，如果例如用戶1所需的SNR是15 dB，則距離由ICI造成的 "噪聲基底"有10 dB的余量，從而可以安全地忽略ICI的影響。
接下來，考慮由用戶1對用戶2造成的ICI。如圖2所示，假設來自 用戶1的信號以比來自用戶2的信號要高的功率被接收。例如如果用戶1 與用戶2相比更靠近基站并且沒有應用功率控制，則可能出現上述情況。 圖3示出了針對各種頻率誤差的有效SNR，其中，S/N=30dB，并且來自 用戶1的信號高出10dB的功率被接收。圖4示出了針對各種頻率誤差的 有效SNR，其中，S/N-40dB，并且來自用戶1的信號以高出20dB的功 率被接收。圖5示出了針對接收信號之間的各種功率偏移的有效SNR， 其中，S/N=30dB，并且來自用戶1的信號以500Hz的頻率誤差被接收。 圖6示出了針對接收信號之間的各種功率偏移的有效SNR，其中，S/N=30 dB，并且來自用戶1的信號以1000 Hz的頻率誤差被接收。如圖所示， 不進行ICI消除對用戶2的劣化是相當大的。
圖3~6還示出了根據下述方法ICI消除可以顯著改善用戶2所經受的 有效SNR。假設用戶1以子載波K+L發送符號sk+l，令Hk^和H' k化 分別表示針對子載波K+L的(平均)信道傳遞函數和Hka在OFDM符 號的信息載送部分中的變化。
在子載波K+L上的對應接收信號可以表示為Rk+l=Sk+lHk+l，并且落 入子載波K內的ICI近似為<formula>formula see original document page 11</formula>這樣，為了確定ICI，必須估計所發送的符號以及信道的導數，這通
常非常困難。但是，在經歷的頻道變化是由于頻率誤差而產生的情況下，
我們注意到<formula>formula see original document page 11</formula>該近似值來源于以下事實假設信道變化在切線方向上是線性的，即所使用的近似值是-
<formula>formula see original document page 12</formula>其中Sf較小。
因為RK+L-SK化HK+L，所以
<formula>formula see original document page 12</formula>
因為RK+L正好是在均衡之前的接收符號，并且Sf是頻率偏移，它們 可以被非常準確地估計，所以也可以準確地估計ICI項。該頻率估計功能 如圖1的接收機10的框圖中的塊18所示。注意，ICI是通過頻率誤差的 估計來進行估計的，信道和信道的導數都不需要估計，而在傳統的ICI 消除方法的情況下，通常需要估計信道和信道的導數。
在圖3一的曲線圖中，表示為"全非DDICI消除"的一個ICI消除 算法使用上述表達式來估計ICI分量，然后從接收信號中減去該ICI分量。 另一個表示為"全DDICI消除"的算法使用實際發送的信號和實際經歷 的信道，這樣稍微減小噪聲項。DD表示判決導引(DecisionDirected), 其涉及到以下事實在實際的實現中，不知道所發送的信號，但必須確 定它。這由圖2中的虛線功能符號確定部24所表示，符號確定部24向 ICI消除功能部14提供接收機確定所發送的符號原來是什么。"全"ICI 消除是指從來自用戶2的信號中減去由用戶1發送的所有子載波中的 ICI。
圖3 6中的結果是在下述假設下得到的已經正確估計了從用戶1
接收到的信號中的頻率誤差。當然，實際上并不是這樣的。圖7和圖8 示出了作為頻率估計誤差的函數的接收信號的有效SNR，用于估計ICI。 圖7示出了 250Hz的頻率誤差。圖8示出了 500Hz的誤差。在這兩種情 況中，S/N-30dB，并且來自用戶1的信號以高出20dB的功率被接收。 如預期的那樣，當頻率誤差沒有被準確估計時，有效SNR下降。這些曲 線圖還表明，即使頻率估計誤差較大，與不執行ICI消除的情況相比，增 益仍然顯著。
圖9和圖10示出了作為頻率誤差的函數而計算出的有效SNR，用于 對不同數量的子載波進行ICI消除，并且示出了接收機的性能如何隨用戶1發送的子載波的數量而變化，對此，用戶2的信號中的相應ICI被消除。 這些圖中的數據是以解析方式得到的。在圖9中，來自用戶1的信號以 比來自用戶2的信號高出10dB的功率被接收；在圖10中，用戶1的信 號要高出20dB。在這兩種情況中，S/N-30dB。下面的曲線對應于L-O， 意味著不執行ICI消除。下一條曲線表示L4，其中，只有來自與用戶2 的信號(在頻率上)最接近的用戶l子載波的ICI被消除。L^2意味著來 自兩個最接近的用戶1子載波的ICI被消除，依此類推。針對L-12，執 行了所有的消除，意味著從來自用戶2的信號中消除了來自所有用戶1 子載波的ICI。在圖9和圖10中，由于這條曲線是完全水平的——這表 示在用戶l的接收信號的1500Hz頻率誤差范圍內沒有因ICI造成的SNR
降低，所以很難看到。
圖9和圖IO表明本發明的ICI消除方法是可擴展的。對于相對輕微 的干擾，為了得到可接受的SNR，可以對從用戶2接收到的子載波僅除 去由來自用戶1的最近施擾子載波造成的ICI。對于更嚴重的干擾，可能 需要除去大多數或所有施擾子載波造成的ICI。另外，還可能需要從其他 來自用戶2的(在頻率上)較遠的子載波中消除來自用戶1的可變數量 的施擾子載波的ICI。也就是說，當可能需要從相鄰的用戶2子載波計算 并除去來自大部分或所有用戶1子載波的ICI時，進一步除去的用戶2 子載波可能需要根據更少的用戶1子載波(例如只有最接近的幾個)進 行IC消除。
根據這些教導，本領域技術人員可以容易地在計算復雜度、用于ICI 消除計算的功耗、接收機延遲以及任意給定條件下可實現的SNR改進之 間進行權衡。這種確定例如可以基于施擾信號的頻率誤差的程度以及施 擾信號與受擾信號之間的相對接收功率。在任何情況下，與現有技術的 方法相比，計算并除去由第一發送機發送的一個或多個單獨子載波對從 第二發送機發送來的接收信號造成的ICI，可以以降低的計算復雜度實現 更好的ICI消除。
本領域技術人員容易理解，圖l中示出的功能塊(包括FFT部12、 ICI消除功能部14、信道估計部16、解調器20、進一步處理部22、頻率估計部18和符號確定部24)的任何一個或全部，可以在任何接收機10 中實現為硬件電路、可編程邏輯、在微處理器或數字信號處理器(DSP) 上執行的固件或軟件，或者它們的任意組合。盡管在此以兩個用戶通過 移動終端向基站發送的方式說明了本發明，但是本發明不限于該系統實 現，還可以有利地應用于任何以兩個或更多個子載波從兩個或更多個發 送機接收信號的OFDMA接收機。
當然，在不偏離本發明的基本特點的情況下，還可以按在此具體闡 述的方式以外的其它方式來實現本發明。本發明的實施方式被認為就其 所有方面而言都是示例性的而非限制性的，因此旨在涵蓋落入所附權利 要求的含義及等同范圍內的所有變化。
權利要求
1、一種在正交頻分多址(OFDMA)無線通信系統接收機中消除載波間干擾(ICI)的方法，該接收機至少以第一子載波集從第一發送機并以第二子載波集從第二發送機接收信號，該方法包括估計從所述第一發送機接收到的子載波中的頻率偏移；基于估計出的從所述第一發送機接收到的子載波集中的頻率偏移，計算由所述第一發送機對從所述第二發送機接收到的子載波集造成的ICI；以及對從所述第二發送機接收到的子載波集減去所計算出的ICI。
2、 根據權利要求1所述的方法，其中，計算由所述第一發送機對從 所述第二發送機接收到的子載波集造成的ici，還包括用下式來近似由來 自所述第一發送機的每個子載波對所述第二子載波集造成的ici:其中，^《,K"是由子載波《+丄上的信號對子載波a:造成的ici;S/是從所述第一發送機接收到的子載波中的估計頻率偏移； A/是子載波間距；并且丄是受擾子載波和施擾子載波之間的子載波數量距離，L=+/-l表示 相鄰的子載波。
3、 根據權利要求2所述的方法，其中，基于來自所述第一發送機的 子載波的頻率偏移，來確定在針對從所述第二發送機接收到的子載波集 計算ici項時，所使用的來自所述第一發送機的子載波的數量以及使用來 自所述第一發送機的哪些子載波。
4、 根據權利要求2所述的方法，其中，基于來自所述第一發送機的 子載波相比于從所述第二發送機接收到的子載波的接收功率偏移，來確 定在針對從所述第二發送機接收到的子載波集計算ici項時，所使用的來 自所述第一發送機的子載波的數量以及使用來自所述第一發送機的哪些 子載波。
5、 根據權利要求2所述的方法，其中，基于針對從所述第二發送機 接收到的子載波上傳送的信號所需的接收機性能，來確定在針對從所述 第二發送機接收到的子載波集計算ICI項時，所使用的來自所述第一發送 機的子載波的數量以及使用來自所述第一發送機的哪些子載波。
6、 根據權利要求2所述的方法，其中，針對來自所述第一發送機的 每個子載波的干擾，計算ICI項。
7、 一種在正交頻分多址(OFDMA)無線通信系統中從兩個或更多 個發送機接收信號的方法，所述發送機中的每一個以一個或更多個獨特 的子載波進行發送，該方法包括估計每個接收信號的接收功率電平； 估計每個接收信號的相對頻率偏移；響應于其相對接收功率和頻率偏移，來估計每個接收到的子載波對 其他接收到的子載波造成的載波間干擾(ICI);以及響應于子載波對其他子載波造成的ICI來順序地解調該子載波。
8、 根據權利要求7所述的方法，其中，估計ICI包括使用具有最小 計算復雜度的方法來自適應地估計ICI，以達到預定的ICI消除級別。
9、 一種正交頻分多址(OFDMA)無線通信系統中的接收機，該接 收機包括接收機，其從多個發送機接收信號并測量接收信號功率電平，所述 信號在多個子載波上載送；頻率估計單元，其估計接收信號中的頻率偏移；載波間干擾(ICI)消除單元，其響應于從第二發送機接收到的子載 波的頻率偏移和相對功率電平，估計由第一發送機對從所述第二發送機 接收的子載波造成的ICI，并且該ICI消除單元還對從所述第二發送機接 收到的子載波消除估計出的ICI。
10、 根據權利要求10所述的接收機，其中，所述ICI消除單元以下 式來估計ICI:其中，及K. K"是由子載波《+丄上的信號對子載波《造成的ICI; S/是從所述第一發送機接收到的子載波中的估計頻率偏移； A/是子載波間距；并且丄是受擾子載波和施擾子載波之間的子載波數量距離，L=+/-l表示 相鄰的子載波。
11、 根據權利要求ll所述的接收機，其中，基于來自所述第一發送 機的子載波的頻率偏移，來確定在針對從所述第二發送機接收到的子載 波計算ICI項時，所使用的來自所述第一所述發送機的子載波的數量以及 使用來自所述第一發送機的哪些子載波。
12、 根據權利要求ll所述的接收機，其中，基于來自所述第一發送 機的子載波相比于從所述第二發送機接收到的子載波的接收功率偏移， 來確定在針對從所述第二發送機接收到的子載波計算ICI項時，所使用的 來自所述第一發送機的子載波的數量以及使用來自所述第一發送機的哪 些子載波。
13、 根據權利要求ll所述的接收機，其中，基于針對從所述第二發 送機接收到的子載波上傳送的信號所需的接收機性能，來確定在針對從 所述第二發送機接收到的子載波計算ICI項時，所使用的來自所述第一發 送機的子載波的數量以及使用來自所述第一發送機的哪些子載波。
14、 根據權利要求ll所述的接收機，其中，針對來自所述第一發送 機的多個子載波中的每一個子載波的干擾，計算ICI項。
15、 根據權利要求10所述的接收機，其中，所述ICI消除單元還成 功地消除多個接收信號中的ICI，其中，通過估計每個接收信號對其他接 收信號造成的ICI的程度，來確定ICI消除的順序。
16、 根據權利要求15所述的接收機，其中，首先從對其他接收信號 造成最大ICI的接收信號起消除ICI。
全文摘要
通過以下步驟來執行在從兩個發送機接收信號的OFDMA中的載波間干擾(ICI)消除識別對從其他發送機接收到的子載波造成最大ICI的發送子載波，并除去這些子載波的ICI影響。這可以通過只根據施擾子載波和頻率偏移來計算ICI項而實現。另選的是，對引起ICI的傳送進行解調，然后確定并去除在其他信號上的ICI，之后對其他信號進行解調。哪些傳送會對其他信號造成最大的ICI，這取決于相應子載波的相對強度以及正交性丟失到什么程度。后者可以歸因于頻率誤差、多普勒展頻、或者兩者的結合。
文檔編號H04L27/26GK101563899SQ200780047163
公開日2009年10月21日 申請日期2007年12月14日 優先權日2006年12月19日
發明者利夫·威廉松, 吉姆·斯文森, 安德里亞·內瓦萊寧 申請人:Lm愛立信電話有限公司