專利名稱：軟性決策處理的制作方法
技術領域：
本發明是關于一種對信號產生軟性決策的方法。
背景技術：
在一典型無線系統中(請參考圖1),訊息是通過一發射機調制為一無線載波。 之后這信號經過一未知且變動的環境傳送至該接收機。對于一接收機的效能，將環 境的影響自該信號移除的能力通常為關鍵。
該發射機101通過附加一錯誤保護編碼區塊102且之后通過一數字調制區塊 103傳遞訊息位，該調制區塊103將編碼位6"的序列映像至多個符碼g"。錯誤修正 編碼是通常應用于C輸入取樣并產生D編碼取樣的區塊。在數字調制區塊103中的 映像是根據所使用的調制方式而執行。舉例來說，在第三代合作伙伴計劃組織標準 (3GPP standard)的高速下行鏈路分組接入(HSPDA)中，QPSK及16QAM調制兩者 均可使用。在該數字調制區塊103輸出處取樣M的數目是依據所使用的調制方式。 最后，RF處理單元104將所述多個符碼g"調制為一無線載波。
一旦傳輸，之后該無線信號于接收機106之前經過該無線信道105。該無線信 道頻繁地使碼間干擾(ISI)上升，之后其必須通過該接收機移除以確保正確接收。 于通過該接收機區塊處理之前，該信號亦同時獲有干擾及噪聲。當該噪聲是自該環 境而來的熱噪聲時，該干擾是因該頻譜的其它使用者而提高。之后附加的噪聲是因 該信號通過該Rx前端區塊107而附加。
該接收機106于該Rx前端區塊107中將該模擬無線信號轉換為一數字基頻信
號。之后該信號是通過該解調制區塊108。這樣提供估測存在于該碼間干擾(ISI)、
干擾以及因無線信道及Rx前端所附加的噪聲中的傳輸編碼位。之后該信號是經錯
誤譯碼區塊109以產生所述最終接收的訊息位。
錯誤修正編碼的使用提升了在存在碼間干擾(ISI)及噪聲及干擾中的傳輸鏈 接的效能。通過使用錯誤修正編碼所提供的增益是與在錯誤解碼區塊109中所實行 的解碼算法一樣，依據在附加錯誤保護編碼區塊102中所使用的編碼方式。用于該 錯誤解碼區塊109的算法根據所使用的輸入形式可分為兩種主要類別。對應于接收機的第一類別其是使用硬性決策解碼。這些解碼技術僅使用編碼位^^'， ，^的估測
以產生未編碼位^}"(1''^的估測。對應于接收機的第二類別其是使用軟性決策解 碼。這些解碼技術不僅根據估測位的序列且亦利用有關位序列的可靠度的
訊息。因為該軟性決策編碼方式使用估測位^^'"到的可靠度的訊息，軟性決策編 碼接收機通常較硬性決策編碼接收機表現更好。
當使用該軟性決策方法時，該訊息輸入至該錯誤解碼區塊109是該對數概度
比(LLR)，其用于該編碼位^是表示為
;,n。尸(~=物、 A = log -^
所述接收界
由此，可觀察到所述編碼位的估測使用下列規則而能自這些對數概度比(LLR)
其中R表示所述接收符碼序列A = ^"一，M
產生
^ Jo ,/人<0
注意在此例中，其中^ =(),同時~ =()以及~=1是同樣地相似，因此這些判 斷是有效的。
產生所述軟性決策值A—般需要通過該接收信號中噪聲功率的反函數數量的 調整。這敘述之后將以本發明的一具體實施例應用于在高速下行鏈路分組接入
(HSPDA)系統中所使用的QPSK及16QAM調制方法而證明。該噪聲功率反函數的調整
對于軟性決策數值的動態范圍需求具有影響力。舉例來說，在一靜態傳播信道，當 信號噪聲比(SNR)是等于30dB時，產生的軟性決策將比在具有信號噪聲比(S服)等 于10dB的信道大20dB。
在軟性決策的范圍中的改變對于需要精確表示這些數量的位的數目具有影響 力。在位的數目上軟性決策的量是盡可能的小以使接收機所需的存儲器盡可能的 低。所述軟性決策^在其在錯誤解碼區塊109處理為D取樣之前一般需緩沖存儲。 這些緩沖通常必要，因為錯誤保護編碼的結構是以區塊為基礎或是因為執行數據的 插入以提供時間分碼。對于該接收機所需的存儲器將與區塊尺寸D以及表示各軟性 決策數值^所需位的數目而線性增加。當該區塊尺寸D大時，例如高速下行鏈路 分組接入(HSPDA)的高數據率系統的情況，抑制所述軟性決策的尺寸是特別重要。 當所述軟性決策數值是通過噪聲功率的反函數調整而產生時，對于軟性決策數量所 需的位的數量則需夠大以妥善處理信道條件，其中該信號噪聲比(SNR)是在最大及最小值間變化。因此，噪聲功率的調整增加了需表示軟性決策的位數量。然而其應
指出對于一些解碼技術，例如Viterbi以及Max-Log-MAP算法，所述軟性決策的絕對程度并不會改變解碼結果。
有鑒于此，本發明提供一種對信號產生軟性決策的方法，其中一模型對用于一信號的對數概度比(LLR)提供一表示式，該對數概度比(LLR)的表示式是取決于該信號中的噪聲功率且可使其成為與該噪聲功率無關的形式，其中該方法包含利用自該信號的數值計算該噪聲功率獨立表示式以產生軟性決策；計算一權重，其表示影響一軟性決策的該噪聲功率相對于影響至少一其余軟性決策的該噪聲功率；以及對各軟性決策應用該權重。
發明內容
根據本發明的一樣態，其是提供一種對信號產生軟性決策的方法，其中一模型對用于一信號的對數概度比(LLR)提供一表示式，該對數概度比(LLR)的表示式是取
決于該信號中的噪聲功率且可使其成為與該噪聲功率無關的形式，其中該方法包含利用自該信號的數值計算該噪聲功率獨立表示式以產生軟性決策；計算一權重，其表示影響一軟性決策的該噪聲功率相對于影響至少一其余軟性決策的該噪聲功率；以及對各軟性決策應用該權重。
依此方式，可產生包含噪聲功率影響的軟性決策，如此，所述軟性決策的動態范圍并不會如同依據對數概度比(LLR)表示計算的噪聲功率的動態范圍一樣巨大。
在一定的具體實施例中，分配給一軟性決策的權重是該軟性決策的一品質度量
及該至少一其余軟性決策的品質度量的函數。典型地，這些品質度量需要如低階噪聲功率的高品質；舉例來說可使用該噪聲功率反函數的品質度量。
在本發明的一具體實施例中，所述軟性決策是以群組處理以達到權重測定的目的，其以一般權重分配予一群組的所有元件。
在本發明的一具體實施例中，其中所述軟性決策落入預先定義的編碼區塊，當在該編碼區塊中一或更多的軟性決策結合自一或更多的其它編碼區塊的對應軟性決策結合所述權重是用于計算該編碼區塊本身所使用的一權重以產生增強地軟性決策，例如，增加冗余度(IR)的機制。
本發明亦延伸至模擬裝置。
根據本發明的一樣態，本發明提供一種產生權重的方法以用于軟性決策，該方法包含處理一信號，通過一實體信道接收，通過一均衡器，其中濾波器系數的向量是以包含計算量值^ A的步驟而獲得，其中h是該信道的一信道脈沖響應(CIR)估測且R是該信號的相關矩陣以提供至該均衡器；以及該方法還包含通過使用該量值的均衡器對軟性決策計算權重，所述軟性決策是自作為輸出的信號獲得，其中所述權重表示軟性決策間的噪聲功率的相對變化，所述軟性決策是通過均衡器自作為輸出的信號而獲得。
依此方式，可獲得用于軟性決策的權重而不需通過重新使用均衡器控制流程附帶產生的結果明確地計算噪聲功率數值。本發明亦延伸至對應裝置。
根據本發明的一樣態，本發明提供一種對信號計算軟性決策的方法，其中一模型對用于一信號的對數概度比(LLR)提供一表示式，該表示式包含一常數乘法因子且該方法包含自該必要的信號取得用于軟性決策計算的參數以及使用該表示式的一修正形式，其中該因子不存在，自所述參數計算一軟性決策。
依此方式，可簡化軟性決策的計算為常數乘法因子，當其取得傳播的訊息時，不會影響到軟性決策的轉換。
本發明亦延伸至對應裝置。
根據本發明的一樣態，本發明提供一種對信號產生軟性決策的方法，其中該信號可使用一第一調制機制以及一第二調制機制，當使用該第一調制機制時， 一第一模型提供對于該信號的一對數概度比(LLR)提供一第一表示式，當使用該第二調制機制時， 一第二模型提供對于該信號的一對數概度比(LLR)提供一第二表示式，該第二表示式包含該第一表示式所缺乏的一常數調整因子且該方法包含提供使用該第二調制機制的一信號以及自該第二表示式以其是調整的一形式計數該因子對該信號計算軟性決策。
依此方式，需要表示一軟性決策的變量的動態范圍其可同時減少調制機制。在一定的具體實施例中，該第一及第二調制機制是QPSK及16Q雄且該因子為
本發明亦延伸至對應裝置。
根據本發明的一樣態，本發明提供一種加強軟性決策的方法，該方法包含使用一第一調制機制接收一訊息的一第一傳輸；使用一第二調制機制接收該訊息的一第二傳輸；自該第一傳輸對該訊息產生第一軟性決策；自該第二傳輸對該訊息產生第二軟性決策以及結合一第一軟性決策及一第二軟性決策以對該訊息的部分產生一加強的軟性決策，其中在該結合步驟中，該第二軟性決策是與該第一軟性決策成比例相關。
依此方式，可避免自不同傳輸取得的軟性決策間人為偏差的來源。本發明亦延伸至對應裝置。
根據本發明的一樣態，本發明提供一種加強軟性決策的方法，該方法包含通過一第一接收機組態接收一訊息的第一傳輸;通過一第二接收機組態接收該訊息的一第二傳輸；自該第一傳輸產生第一軟性決策；自該第二傳輸產生第二軟性決策以及結合一第一軟性決策及一第二軟性決策以對該訊息的部分產生一加強的軟性決策，其中在該結合步驟中，該第二軟性決策是與該第一軟性決策成比例相關以改善在該第一及第二結構中的不同所造成的偏差。
本發明亦延伸至對應裝置。
根據本發明的一樣態，本發明提供一種加強軟性決策的方法，該方法包含接收一訊息的第一傳輸；接收該訊息的一第二傳輸，對所述傳輸決定品質度量以及以參考其各自的品質度量的方式結合一第一軟性決策及一第二軟性決策。
本發明亦存在于對應裝置。
雖然本發明已以數種裝置及方法主要地描述，其需注意本發明亦可以軟件配合適當地數據處理硬件而實現。
圖1是表示一數字信元系統中不同的處理步驟；圖2是表示一數字調制單元的典型實現方式；圖3是表示先前技術軟性決策調整的實現方式；圖4是表示根據本發明的一具體實施例軟性決策調整的實現方式；圖5是表示定義于高速下行鏈路分組接入(HSPM)系統中，16QAM數字調制的映像；
圖6是表示定義于高速下行鏈路分組接入(HSPDA)系統中，QPSK數字調制的映像；以及
圖7是表示當使用增加冗余度時，根據本發明的一具體實施例軟性決策調整的實現方式。
具體實施例方式
為充分了解本發明的目的、特征及功效，現通過下述具體的實施例，并配合附
10圖，對本發明做一詳細說明，說明如后
本發明是描述一種使用品質估測間的比例來產生軟性決策的接收機組態。以處理K個別子區塊的信息來產生制造編碼區塊的D軟性決策值。每個子區塊的位的最初軟性決策產生時不需要任何噪聲功率。每一個子區塊也產生品質度量(例如，品質度量可以是噪聲功率的反函數)。接著利用由相關的品質度量比例得到的最初軟性決策值來產生傳送到錯誤修正解碼器的信息。因此，所提出的軟性決策調整方法是使用品質度量間的比例來調整傳送到錯誤修正解碼器的信息而非使用噪聲功率值。
在大多數典型的傳輸環境下，與品質度量比有關的動態范圍是低于噪聲功率的動態范圍。所以提出的方法會減少軟性決策值的延展度。這個減少則會依序轉變為儲存軟性決策值的存儲空間的減少。
所提出的方法亦能夠有效的處理混合自動重復(H-ARQ)及增加冗余度(IR)。對每一個傳輸編碼區塊來說，單一品質度量是由原本自不同子區塊計算而得到的K品質度量得來的。例如，可利用子區塊品質度量值的平均值當做該單一品質度量。或是使用跨過不同K子區塊的最大值。該單一品質度量和一組跨越整個編碼區塊的軟性決策有關。當使用增加冗余度(IR)時，由數次傳輸得來的軟性決策需在傳送到該信道解碼器前整合在一起，并使用與不同版本的接收編碼區塊有關的品質度量來估測每一個不同的軟性決策值。當需要由同一個訊息得到數次傳輸時，使用此方法可幫助減少用來儲存已整合的軟性決策值的位數。
當增加冗余度(IR)與數個不同的調整系統一起使用時，所提出的方法也可以降低群集解對應處理步驟的設備復雜度。用來表現經估測的跨越多次傳輸的軟性決策組合的品質度量可被群集解對應處理步驟修改以反映出調整軟性決策時產生的不同處。
當選擇能適應傳播信道狀況的信號調節區塊設備時，所提出的方法亦可以被延伸到有效操作。依據該信號調節區塊的設備可對品質度量使用不同的修正因子。如此一來可保證由不同信號調節區塊產生的軟性決策能夠在傳送到信道解碼器前與正確估測結合。
在所提出的架構的兩個具體實施例中，其顯示品質度量可直接由信號調節步驟的計算中得到。
圖2顯示了解調制區塊108的典型設備。接收到的信號rn先被傳送到信號調節區塊201以產生信號&。該信號調節區塊201根據傳輸形式及傳播環境來處理信號。例如，在碼分多址(CDMA)系統中，為了結合不同傳播途徑產生的貢獻而使用
Rake接收機是很常見的(CDMA- Principles of Spread Spectrum Communication,Andrew J. ， Viterbi， Addison-Wesley Communications Series)。然而我們也必須注意到Rake接收機的表現會因碼間干擾(ISI)的出現而降低。
最近有許多新的接收機架構出現，但是它們為了改善解調制的正確性而提高了實行的復雜度。線性最小平均方差(L麗SE)均衡器就是一個這樣的設備(Chip-Level Channel Equalization in WCDMA Downlink, K. Hooli， M. Juntii，M. J". Heikkila， P. Komulainen， M. Latva-aho， J. Lilleberg， EURASIP Journalon A卯lied Signal Processing, August 2002)。線性最小平均方差(L麗SE)均衡器是利用減低傳播信道產生的失真而改善解調制單元的表現。傳統的Rake接收機為了移除信道產生的碼間干擾(ISI)而使用線性濾波器，線性最小平均方差(LMMSE)均衡器則使用包含前置濾波器的Rake構造(Equalization in WCDMA terminals,Kari Hooli， PhD these, 2003)。該信號調節區塊201的目的是移除傳播信道(包括在Tx及Rx兩端的RF步驟)產生的損害以產生己調整符碼gn的傳播序列的預測
a是表示該接收機鏈中不同增益級的實數調整因子。該因子的值可當場得知或是由接收到的信號估測而來。1>是該信號調節區塊201后信號中的噪聲。通常以白色Gaussian噪聲以及跟a Z相等的變量來塑造V 。在特定的傳播環境下，噪聲a」的功率與該信號調節區塊201的設備有關。譬如，線性最小平均方差(L畫SE)的噪聲功率通常低于Rake接收機。
該群集解對應區塊202由信號Sn產生的對數概度比(LLR)是使用下列方程式
""是一個和計算對數概度比(LLR)的傳輸位^有關的符碼。傳輸及接收的調整記號可通過它們實數及虛數元件表示。
"及^用來表示實數/虛數以進一步簡化方程式。
使用標記和計算對數概度比(LLR)時被刪去的的常數值(包括倍數項)，條件機
該信號調節區塊201產生的信號可以下列方程式表示:'可以下列方程式表示:
<formula>formula see original document page 13</formula>
該方程式可用來產生由該信號調節區塊201產生的信號而來的對數概度比(LLR)。現在開始更詳盡的講解如何于在高速下行鏈路分組接入(HSPDA)系統中被定義的正交相移鍵控(QPSK)及16位正交振幅調制(16QAM)調整架構中使用此法。
圖6顯示了在高速下行鏈路分組接入(HSPDA)系統中被定義的正交相移鍵控
(QPSK)調整映象。如果用于定義群體符碼的每組兩個不同位可以^AJ(k為一多
個)表示時，可以下列方程式表示
<formula>formula see original document page 13</formula>
如前述的方程式，其表示產生軟性決策需將接收到的信號的實數及虛數元件以
噪聲功率C7 ,的反函數調整。
圖5顯示了對于16位正交振幅調制(16QAM)調整映象的相同分析。其用來定義全體符碼的每組四個位為&，^A+2，、" (k mod 4=0)。第一組的位(kmod4二0)
的對數概度比(LLR)可以下列方式表示
<formula>formula see original document page 13</formula>與正交相移鍵控(QPSK)調整一樣，其可看到接收到的信號a會乘以噪聲功率的反函數。由接收到的信號a的實數部分被接收到的信號b的虛數部分取代的第二組位(k mod 4 二l)可得到理想的表示法。
第三組位的軟性決策值(k mod 4 二2)可計算如下
1<formula>formula see original document page 14</formula>其可使用以下列表示估算: 2 x a 「2 x a ,
接收到的信號a的實數部分被接收到的信號b的虛數部分取代的最后一組位(k mod 4 二3)可得到類似的表示法。
軟性決策值、在量化區塊204被量子化以產生量子化的軟性決策值Yn。此量 子化過程的目的為減少在不大幅度降低解碼器的解碼能力的情況下表示軟性決策 值時所需的位數。就像之前提到的，用來儲存軟性決策值的位數^直接影響接收 機的存儲器需求。
對于正交相移鍵控(QPSK)及16位正交振幅調制(16QAM)這兩個調整架構以及 其中不同的位形式，是以把接收到的信號除以噪聲功率的方式而得到對數概度比 (LLR)值。典型產生軟性決策值的方法如圖3所述。接收到的信號^首先被傳送到 該信號調節區塊201以產生信號&。接著在由信號^得來的噪聲估測區塊203中預 估接收到的信號中的噪聲功率(7 /。為了產生對數概度比(LLR)值Xk，群集解對應 區塊202將預估噪聲功率值a戶與接收到的信號、結合。根據之前的方程式以及 使用的調整架構來計算而產生軟性決策值。接著在量化區塊204量子化軟性決策 、，然后作為緩沖直到完整編碼區塊值產生。此時，錯誤修正解碼步驟可在錯誤解 碼區塊109中開始運作。
需注意的是產生噪聲功率估測的速率和傳輸環境以及信號調節區塊201的設 備有關。在快速變化的環境中，通常需要使用一個較小更新時段。通常是使用和調 整信號調節區塊結構速率相近的更新速率。
在先前技術的軟性決策調整設備中(圖3)，軟性決策是使用與噪聲功率反函數 相等的調整來產生的。當噪聲功率值(7 v2占有的范圍變大時，量子化軟性決策^ 所需的位數會增加。如果接收機是在一個信號噪聲比(SNR)會使用變化相當大的值 的環境下操作時，量子化軟性決策所需的位數會變得非常多。這會增加緩沖器205 的存儲器需求。
然而如之前所述，多數錯誤解碼區塊109可以在不調整數據流的狀況下使用固 定因子來調整軟性決策。將以噪聲功率值一致的不同軟性決策間的比例控制在一個不同軟性決策的絕對值不影響解碼結果的解碼區塊中是很重要的。這個軟性決策的 性質可用于減少用來表示量子化軟性決策的位數。圖4表示了一個使用這個特征的 解調制區塊108的具體實施例。
和之前相同，接收到的信號Y。首先被傳送到信號調節區塊201以產生信號^。
接著為了產生第一組最初軟性決策值^，信號&被傳送到群集解對應區塊207。值
得強調的是該群集解對應區塊207的設備與先前技術的群集解對應區塊202相當不
同。在先前技術中，群集解對應區塊需要噪聲功率CT /以產生軟性決策(見描述
如何產生LLRs的方程式)。在該群集解對應區塊207中，使用噪聲功率值的調整被
忽略了 。下列方程式舉例說明兩個方法在正交相移鍵控(QPSK)調整中處理第一組位
的相異處
^ 一 2x"xa
* 2先前技術的群集解對應區塊202 2x"x"群集解對應區塊207設備
所提出的群集解對應處理器207的設備產生軟性決策值；時并不需要知道噪 聲功率CTv2。這些最初軟性決策值^接著會被傳送到量子化單元204，產生的值 Y。則被儲存在緩沖器205中。
由該信號調節區塊201所產生的信號 也被用來得到區塊品質估測單元206 中接受到的信號S"。在不失去一般性的情況下，可以假設組成一個編碼區塊的D 軟性決策值可以被分開到L值的K子區塊中。每一個子區塊產生單一預估值S"， 和編碼區塊有關的K值則被儲存于緩沖器209中。
在區塊品質估測單元206中有不同設備是可能的。在本發明的其中一個具體實 施例中，和子區塊k有關的區塊品質度量可由接收到的信號的噪聲功率C7 ^的反 函數得到。在這樣一個具體實施例中，不同的技術可用來得到噪聲功率a,。譬 如，可由接收到的信號功率得到噪聲功率。另外，接收機也可利用當場得知的符碼 來估測噪聲功率
接著會更詳細地描述此發明的另一個具體實施例，在該信號調節區塊201中可 由處理的訊息直接得到品質度量。
為了產生錯誤修正解碼步驟109需要的軟性決策值》，儲存于緩沖器205的軟 性決策l及儲存于緩沖器209的品質度量S"會在軟性決策調整單元208中被結合。 一旦軟性決策調整單元208操作最初軟性決策值，則會產生整個編碼區塊的品質度 量。由品質度量s"間得到的比率得來的值可用來調整最初軟性決策值 >，然后產生對數概度比(LLR)值》。
可使用兩個不同的技術來產生對數概度比(LLR)值&，接下來我們開始描述兩 個可能的設備。y "/表示kth子區塊中的lth軟性決策(因此l在0與L-1中變化 而k可使用0到K-1中的值)。形成部分kth子區塊和軟性決策值有關的品質度量 以S"表示。在kth子區塊中lth軟性決策相對應的對數概度比(LLR)值則以y"/ 表示。軟性決策調整單元208使用以下調整產生最終軟性決策值
其中力是一個特別針對于k子區塊的累積整個編碼區塊的品質度量的函數。 在本發明的一個具體實施例中，使用下列的方程式產生調整函數
Z二m
或者，亦可以用以下方式產生調整函數
/ 〖77S - )= _^_
max (二 )
對于該領域熟悉此技術者是很容易就能產生不同的調整函數。調整函數通常的
目的是給予在一個編碼區塊中子區塊的品質度量s"較大者的軟性決策值較大的影響力。
儲存軟性決策值的位數越少越好，為了達到這點所以在軟性決策調整區塊208 前后的軟性決策值都被量子化。通常使用一定點記號來儲存這些值。然而總是要提 的是由調整函數fk產生的值可能不是整數或是有理數。因此，在使用調整函數fk 產生最初軟性決策值7"^后，其增加需要被循環，飽和及/或截斷。
值得一提的是對于函數fk的兩種使用方法，當品質度量s"在單一編碼區塊中 沒有改變時，該調整永遠等于1。在軟性決策值％ ^傳送到錯誤解碼區塊109的情 況下，則等于最初軟性決策值y、此外，接收到的信號可在不使用噪聲功率調整
的情況下產生這些最初軟性決策值。因此當單一編碼區塊的品質度量s"沒有改變
時，軟性決策X^所需的動態范圍與傳播環境信號噪聲比(SNR)值的延展無關。因 此，此方法對于變化很慢的信道來說，此結構可有效減少用來儲存軟性決策值％~ 的位數。
另外應該注意的是用來表現最初軟性決策值y "v所需的位數不一定要與用于
對數概度比(LLR)值％~的位數相等。譬如，用于對數概度比(LLR)值％~的位數 可能會少于用來表現最初軟性決策值T^所需的位數。可使用特征化軟性決策調整區塊208前后的軟性決策分布這個方法來減少用來儲存軟性決策值的位數。
如前所述，使用群集解對應區塊207不需以噪聲功率(7尸的反函數做任何調 整。該群集解對應區塊207的用法因而變簡單了。利用忽略不同方程式中相同的倍 數可進一步減少操作計算所需的數目。
因此正交相移鍵控(QPSK)調整的群集解對應區塊可使用下列兩個方程式(忽略 常數倍數2xa)。
仏=-6 vv/^w A: z、
同樣地，16位正交振幅調制(16QAM)調整前兩個位的軟性決策值可以下列方式 得到(以a取代第二組的位b):
<formula>formula see original document page 17</formula>
其中
16位正交振幅調制(16QAM)調整兩個位的軟性決策值可以下列方式得到(以a 取代第二組的位b):
顯而易見的，這些方程式比起先前技術的群集解對應區塊202用法簡單多了。 由這些方程式也可觀察出正交相移鍵控(QPSK)及16位正交振幅調制(16Q認) 調整產生值的范圍。對于正交相移鍵控(QPSK)調整來說，偶數軟性決策等于a。對 于16位正交振幅調制(16QAM)調整來說，偶數軟性決策通常等于"A^。將接收到 的信號a的真實部分以接收到的信號b的想象部分取代可對奇數軟性決策做出相似 的觀察。由此簡單觀察吾人可知由正交相移鍵控(QPSK)調整得到的軟性決策值值會 比由16位正交振幅調制(16QAM)得到者大^倍。這并不令人訝異，因為和16位正 交振幅調制(16QAM)比較起來，正交相移鍵控(QPSK)的調整符碼間有較大的距離。 然而這表示軟性決策值的范圍與使用的調整結構有關。使用不同的調整結構時，軟 性決策的整體動態范圍需要大到可以處理不同調整結構。結果，使用不同的調整結 構會導致用于儲存軟性決策的位數的增加。
然而如前所述，常數倍數因子不會調整錯誤解碼區塊109所做的決策。因此，在不改變單一邊碼區塊解碼時所做的決策的情況下，把16位正交振幅調制(16QAM)
調整產生的軟性決策值乘以^是可行的。進行此計算時，以下方程序可描述群集
解對應區塊的用法
< & ■- 一(2a + y5)a < -/ /or eve" 6to (6 re/ /acees a 7 e o/ 3" 6/") 《t =——^= x a oAenWje
以及
& I"l)偶數位(第四組位中b取代了a)
這個調整過的群集解對應區塊的用法展現了許多先前技術的群集解對應區塊 202沒有的優點。第一，現在軟性決策值^可在不需要任何倍數操作的狀況下產生 (當使用定點表示法時，倍數2可當作一個轉換)。因此，比起先前技術的群集解 對應區塊202，的群集解對應區塊207的使用簡單多了 。此外，和正交相移鍵控(QPSK) 軟性決策一樣，現在16位正交振幅調制(16QAM)的軟性決策值和a—起變化。因此 現在軟性決策的動態范圍與選用哪個調整結構無關。儲存軟性決策所需的位數減少 了，因此也減少了接收機的存儲器需求。
然而值得注意的是當使用混合自動重復(H-ARQ)及跨過數個調整結構的增加冗 余度(IR)時，此法不能使用。混合自動重復(H-ARQ)及增加冗余度(IR)是利用傳輸 數個版本的使用者信息直到完成解碼來改善傳輸連結的品質。軟性決策需在接收機 被緩沖及結合數次傳輸直到它們的品質好到錯誤修正解碼區塊能夠復原有用的信 息。通常會把同一個信息位及數次傳輸接收到的軟性決策加總以用來結合增加冗余 度(IR)緩沖器中的軟性決策。
不同的傳輸可使用不同的調整結構。譬如，在高速下行鏈路分組接入(HSPDA) 中的增加冗余度(IR)結構中，同一信息產生的不同傳輸可選擇正交相移鍵控(QPSK) 或是16位正交振幅調制(16QAM)調整架構。因此，接收機需要結合不同調整架構產 生的軟性決策。當群集解對應區塊被調整到在不需要倍數的情況下就能產生軟性決 策時，16位正交振幅調制(16QAM)會大于原本應是的^倍。當一個特定信息位的
所有傳輸都使用同樣的調整架構時，這并對解碼沒有任何影響。然而，若需要結合 來自于16位正交振幅調制(16QAM)及正交相移鍵控(QPSK)的軟性決策時，使用群集 解對應區塊207在連結層次的表現上并不是最好的。因為16位正交振幅調制(16QAM) 軟性決策大于原本應是的^倍，因此在結合軟性決策值時會產生比例錯誤的影響力。
圖7顯示了一個軟性決策調節接收機在增加冗余度(IR)使用多個調整架構時
仍可以使用簡化的群集解對應區塊207的使用法。調整軟性決策調整區塊208使和 不同K子區塊有關的單一品質度量S"可與軟性決策值Xn—起被輸出就可以支持不 同的調整架構。
在一個具體實施例中，S"的值是等于函數fk的分母。然而，此法并不局限于 這個特定的案例。任何和可形成一個編碼區塊的不同K子區塊有關的品質度量S"都 可使用。
品質度量被用來提供由不同的傳輸以及根據所用的調整結構在增加冗余度結 合區塊211結合得到的軟性決策不同的影響力。增加冗余度結合區塊211結合了由 不同版本的傳輸信息得來的軟性決策。在被錯誤解碼區塊109使用前，經結合的軟 性決策被儲存于緩沖器212中。增加冗余度結合區塊211同時也產生了和儲存在緩 沖器212有關的品質度量Q。
品質度量Q被儲存于緩沖器210中。當接收到新傳輸的軟性決策值時，品質 度量Q及軟性決策p。都會被更新。
現在開始描述另一個增加冗余度結合區塊的可能用法。假設已復原m個不同的
信息傳輸。為了使數目對傳輸的影響顯而易見，儲存在緩沖器210的品質度量Q
記為。相同地，儲存在緩沖器212的軟性決策則記為pn(m)。接收到新的軟性
決策值&以及其相關的品質度量S"后，緩沖器210及212的內容會被更新。在一
個使用此接收機的具體實施例中，使用下列方程式來進行更新 Q(m + 1) = max(:Q(/w),三)
P (附+1) = Q(J + 1) x x A (附》+ (豆x 》
應該一提的是這只是一個增加冗余度結合區塊的可能用法。很明顯的此分法可 以簡單的被延伸到不同的結合操作中。通過已評估影響力的先前Q(m)總值以及新 的品質度量S"可更新品質度量值Q(m+1)。
在增加冗余度結合區塊處理的先前技術使用法中，橫跨數個傳輸的軟性決策值 通常會被加在一起。因此結合的軟性決策的強度會隨著傳輸次數增加而增加。因此， 用來儲存軟性決策的位數會隨著傳輸次數增加而增加(或是位數需大到可以處理最 大的可能傳輸次數)。由描述增加冗余度結合區塊計算的方程式中可以知道軟性決 策強度的增加是有限度的。這是因為軟性決策會被最大品質度量值調整。如前所述，在增加冗余度結合區塊中使用的不同值通常以定位點表示法儲存。 因此需對增加冗余度結合區塊211進行循環，飽和及/或截斷。
現在應該強調在圖7中描述的方法使得增加冗余度結合區塊傳輸使用不同調 整結構時一樣可以有效操作。之前曾提過群集解對應區塊207在不使用倍數操作時
不會給予不同調整架構的軟性決策正確的影響力。例如，16位正交振幅調制(16Q旭)
調整產生的軟性決策就超過它原本應該是的^倍。在這個方法中，這個問題可以
簡單的被品質度量s"的產生補償。
品質度量s"可以被調整到修正在群集解對應步驟中省略的影響力。在使用正
交相移鍵控(QPSK)及16位正交振幅調制(16Q扁)調整的IR中，可將為了 16位正交 振幅調制(16QAM)而產生的品質度量除以S"。結果，在增加冗余度結合區塊處理中， 比較起正交相移鍵控(QPSK)軟性決策，16位正交振幅調制(16QAM)有較小的影響 力。也可以將和正交相移鍵控(QPSK)調整有關的品質度量S"乘以品質度量S"來達 成這個目的。
因此，此方法使得群集解對應區塊207的操作在有多個調整結構與增加冗余度 (IR)—起使用的情況下變得很簡單。可以利用品質度量S"來修正軟性決策間的錯 誤調整而達到這個目的。
之前曾指由接收到的信號""通過估測噪聲功率可得到品質度量S"。在此接收 機構造的一個特定具體實施例中，可直接通過信號調節區塊201的計算來估測品質 度量S"。當最小變異無失真響應(MVDR)平均化在信號調節區塊201中進行時，品
質度量s"可直接由平均濾波器系數得到。
在最小變異無失真響應(MVDR)平均中，通過一個有系數的線性FIR濾波器接收 到的信號r。的取樣記為w。濾波器的系數w可由以下錯誤信號得到并最小化
V V1 乂乂^W〃/7 = 1 其中該傳播信道記為^。
該濾波器的系數可由下列方程式得到(Efficient Linear Equalisation for High Data Rate Downlink CDMA Signaling, J. Zhang, T. Bhatt and G. Mandyam)。
其中所接收到的信號的相關矩陣記為^ 。
使用這樣的信號調節區塊時，由計算濾波器系數時得到的數量值xp hHR—'h可
直接得到品質度量s"。在一個較佳的具體實施例中，可使用下列方程式得到品質度量 - __^ 。"_ l-甲
在另一個具體實施例中，可使用下列方程式得到品質度量
很有趣的是兩個具體實施例都不需要接收到的信號、的噪聲功率的精確估測
值就可以得到品質度量s"。
如前所述，取樣^的噪聲功率不只和傳播環境有關也和選擇使用哪一種信號調 節區塊有關。通常使用更復雜的信號調節操作來降低噪聲功率。例如，前置濾波器 Rake會消除多數碼間干擾(ISI)，因此其產生的信號的噪聲功率低于傳統Rake接 收機產生者。在許多通訊系統中，有數個邏輯信道被傳送然后需要被接收機處理。 例如，包含控制信息的信道可能會乘以攜帶使用者信息的信道。在高速下行鏈路分 組接入(HSPDA)系統中，高速共享控制信道(HS-SCCH)信道以高速共享數據訊息信道 (HS-DSCH)的格式攜帶信息。為了得到以高速共享數據訊息信道(HS-DSCH)傳送的使 用者數據信息，接收機首先需要解調制及解碼高速共享控制信道(HS-SCCH)信道。 因此，接收機可能需要處理使用不同傳輸格式的不同邏輯信道。不同的邏輯孔道可 能使用不同的調整結構。譬如在高速下行鏈路分組接入(HSPM)系統中，使用Rake 接收機來接收高速共享控制信道(HS-SCCH)信道而用預濾波Rake來處理高速共享 數據訊息信道(HS-DSCH)是可能的。在這樣一個案例里，此法同樣讓用于不同邏輯 信道的群集解對應區塊207的用法變簡單。不同信號調節方法的噪聲功率的任何改
變都之后以品質度量s"說明。
信號調節區塊的理想用法和傳播環境有關。在單一路徑信道中，前置濾波器 Rake接收機沒有比簡單Rake接收機更好。另外一方面，在有多個傳播途徑的信道 中，前置濾波器Rake接收機比Rake接收機好很多。因此，信號調節區塊因應不同 傳播情況而在兩個者間轉換是有可能的。這些不同用法的噪聲程度也會不一樣。使 用IR時，可能必須結合由前置濾波器Rake產生的軟性決策與由傳統Rake接收機 產生的軟性決策。在這樣一個案例中，確定這些不同的軟性決策具有正確的相對影 響力是很重要的(通常由Rake接收機產生的軟性決策的影響力應該低于比前置濾 波器Rake接收機產生者)。對品質度量S"使用一個修正因子使這件事能夠有效進 行。修正因子的值和信號調節區塊的用法有關。前面的章節提到一個可結合來自不 同調整結構的軟性決策的發明。此法可延伸到利用特定方法改變品質度量值s"以處理不同的信號調節區塊。
本發明在上文中已以較佳實施例揭露，然熟悉本項技術者應理解的是，該實施 例僅用于描繪本發明，而不應解讀為限制本發明的范圍。應注意的是，凡是與該實 施例等效的變化與置換，均應設為涵蓋于本發明的范疇內。因此，本發明的保護范 圍當以下文的本申請權利要求范圍所界定的為準。
權利要求
1. 一種對信號產生軟性決策的方法，使用一模型對一信號的對數概度比提供一表示式，該對數概度比的表示式是取決于該信號中的噪聲功率且可使其成為與該噪聲功率無關的形式，其中該方法包含利用自該信號的多個數值，找出一與該噪聲功率無關的表示式，以產生多個軟性決策；計算一權重，其表示影響一軟性決策的該噪聲功率相對于影響至少一其余軟性決策的該噪聲功率；以及使用該權重于各自的軟性決策。
2. 根據權利要求1所述的方法，其特征在于，該權重是該軟性決策的品質度 量及該至少一其余軟性決策的品質度量的函數。
3. 根據權利要求2所述的方法，其特征在于，所述品質度量是該噪聲功率的 反函數。
4. 根據權利要求1至3之任一項所述的方法，其特征在于，所述軟性決策是 以群組進行處理以達到權重測定的目的。
5. —種產生權重的方法，用于軟性決策，該方法包含-通過一均衡器處理一信號，該信號通過一實體信道被接收，其中該均衡器中 的濾波器系數的向量產出于一包含計算量值A^^一A的程序中，其中h是該信道的 一信道脈沖響應估測，R是該信號的相關矩陣以提供至該均衡器；以及計算多個權重給所述軟性決策，所述軟性決策是由使用該量值的均衡器的輸出信號所獲得，其中所述權重表示所述軟性決策間的噪聲功率的相對變化。
6. —種對信號計算軟性決策的方法，使用一模型對一信號的對數概度比提供 一表示式，該表示式包含一常數乘法因子，該方法包含自該信號取得于軟性決策計算所需的參數；以及 當該修正的表示式不存在該因子時，根據所述參數計算一軟性決策。
7. —種對信號產生軟性決策的方法，其中該信號使用一第一調變機制以及一 第二調變機制，當使用該第一調變機制時， 一第一模型提供對于該信號的對數概度 比提供一第一表示式，當使用該第二調變機制時， 一第二模型提供對于該信號的對 數概度比提供一第二表示式，該第二表示式包含該第一表示式中不存在的一常數調整因子，該方法包含提供使用該第二調變機制的一信號；以及由該第二表示式依據該因子調整的形式，對該信號計算多個各軟性決策。
8. —種加強軟性決策的方法，該方法包含 使用一第一調變機制接收一訊息的一第一傳輸； 使用一第二調變機制接收該訊息的一第二傳輸； 根據該第一傳輸，對該訊息產生多個第一軟性決策； 根據該第二傳輸，對該訊息產生多個第二軟性決策；以及結合一第一軟性決策及一第二軟性決策以對該訊息的部分產生一加強的軟性決策；其中在該結合步驟中，該第二軟性決策是與該第一軟性決策成比例相關。
9. 一種加強軟性決策的方法，該方法包含 通過一第一接收機組態接收一訊息的一第一傳輸； 通過一第二接收機組態接收該訊息的一第二傳輸； 根據該第一傳輸，產生多個第一軟性決策； 根據該第二傳輸，產生多個第二軟性決策；以及結合一第一軟性決策及一第二軟性決策以對該訊息的部分產生一加強的軟性決策；其中，在該結合步驟中，該第二軟性決策是與該第一軟性決策成比例相關以 改善在該第一接收機組態及該第二接收機組態中的不同所造成的偏差。
10. —種加強軟性決策的方法，該方法包含 接收一訊息的一第一傳輸； 接收該訊息的一第二傳輸； 對所述傳輸決定各自品質度量；以及根據其各自的品質度量，結合一第一軟性決策及一第二軟性決策。
11. 一種對信號產生軟性決策的裝置，使用一模型對一信號的對數概度比提供一表示式，該對數概度比的表示式是取決于該信號中的噪聲功率且可使其成為與 該噪聲功率無關的形式，其中該裝置包括一評估裝置，用于利用自該信號的多個數值，找出一與該噪聲功率無關的表 示式，以產生多個軟性決策；一計算裝置，用于計算一權重，其表示影響一軟性決策的該噪聲功率相對于影響至少一其余軟性決策的該噪聲功率；以及一加權裝置，用于使用該權重亍各自的軟性決策。
12. 根據權利要求11所述的裝置，其特征在于，該權重是該軟性決策的品質 度量以及至少一其它軟性決策的品質度量的一函數。
13. 根據權利要求12所述的裝置，其特征在于，所述品質度量是該噪聲功率 的反函數。
14. 根據權利要求11至13之任一項所述的裝置，其特征在于，所述軟性決策 是以群組進行處理以達到權重測定的目的。
15. —種產生權重的裝置，用于軟性決策，該裝置包含-一處理裝置，用于通過一均衡器處理一信號，該信號通過一實體信道被接收， 其中該均衡器中的濾波器系數的向量產出于一包含計算量值^^^一^的程序中，其 中h是該信道的一信道脈沖響應估測，R是該信號的相關矩陣以提供至該均衡器；以及一計算裝置，用于計算多個權重給所述軟性決策，所述軟性決策是由使用該 量值的均衡器的輸出信號所獲得，其中所述權重表示所述軟性決策間的噪聲功率的 相對變化。
16. —種對信號計算軟性決策的裝置，使用一模型對一信號的對數概度比提供一表示式，該表示式包含一常數乘法因子，該裝置包含自該信號取得于軟性決策計算所需的參數；以及 當該修正的表示式不存在該因子時，根據所述參數計算一軟性決策。
17. —種對信號產生軟性決策的裝置，其中該信號使用一第一調變機制以及 一第二調變機制，當使用該第一調變機制時， 一第一模型提供對于該信號的對數概 度比提供一第一表示式，當使用該第二調變機制時， 一第二模型提供對于該信號的 對數概度比提供一第二表示式，該第二表示式包含該第一表示式中不存在的一常數調整因子，該裝置包含一調變裝置，用于提供使用該第二調變機制的一信號；以及 一計算裝置，用于由該第二表示式經依據該因子調整的形式，對該信號計算 多個各軟性決策。
18. —種加強軟性決策的裝置，該裝置包含一第一接收裝置，用于使用一第一調變機制接收一訊息的一第一傳輸； 一第二接收裝置，用于使用一第二調變機制接收該訊息的一第二傳輸；一第一決策產生裝置，用于根據該第一傳輸，對該訊息產生多個第一軟性決策；一第二決策產生裝置，用于根據該第二傳輸，對該訊息產生多個第二軟性決策；以及一結合裝置，用于結合一第一軟性決策及一第二軟性決策以對該訊息的部分 產生一加強的軟性決策；其中通過該結合裝置使該第二軟性決策是與該第一軟性決策成比例相關。
19. 一種加強軟性決策的裝置，該裝置包含一第一接收裝置，用于通過一第一接收機組態接收一訊息的一第一傳輸； 一第二接收裝置，用于通過一第二接收機組態接收該訊息的一第二傳輸； 一第一決策產生裝置，用于根據該第一傳輸，產生多個第一軟性決策； 一第二決策產生裝置，用于根據該第二傳輸，產生多個第二軟性決策；以及 一結合裝置，用于結合一第一軟性決策及一第二軟性決策以對該訊息的部分產生一加強的軟性決策；其中通過該結合裝置使該第二軟性決策是與該第一軟性決策成比例相關以改善在該第一接收機組態及該第二接收機組態中的不同所造成的偏差。
20. —種加強軟性決策的裝置，該裝置包含 一第一接收裝置，用于接收一訊息的一第一傳輸； 一第二接收裝置，用于接收該訊息的一第二傳輸； 一評估裝置，用于對所述傳輸決定各自品質度量；以及一結合裝置，用于根據其各自的品質度量，結合一第一軟性決策及一第二軟 性決策。
全文摘要
本發明是一種對信號產生軟性決策的方法，其中一模型對用于一信號的對數概度比(LLR)提供一表示式，該對數概度比(LLR)的表示式是取決于該信號中的噪聲功率且可使其成為與該噪聲功率無關的形式，其中該方法包含利用自該信號的數值計算該噪聲功率獨立表示式以產生軟性決策；計算一權重，其表示影響一軟性決策的該噪聲功率相對于影響至少一其余軟性決策的該噪聲功率；以及對各軟性決策應用該權重。
文檔編號H04L25/06GK101491046SQ200780027384
公開日2009年7月22日 申請日期2007年7月25日 優先權日2006年7月26日
發明者卡羅·帕切蒂, 賽瑞爾·凡拉登 申請人:開曼晨星半導體公司;晨星法國有限公司;晨星軟件研發(深圳)有限公司;晨星半導體股份有限公司