信號估算及調(diào)整的制作方法

專利名稱：信號估算及調(diào)整的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明是關(guān)于一種估算接收信號的方法，尤指通過一實體信道所接收信號的 特性以及根據(jù)所搜集的訊息補(bǔ)償因該信道的非理想本質(zhì)所產(chǎn)生的影響。
背景技術(shù)：
數(shù)據(jù)在碼分多址(CDMA)系統(tǒng)中是以一連串的符碼(symbol)來表示，例如就大家 所熟知的正交相移鍵控(QPSK)或是16位正交振幅調(diào)變(16QAM)的方式。對于傳輸 方式，每一個符碼在相位圖中皆有各自的位置,而且為了正確地解碼所述符碼，接 收機(jī)必須正確地辨別傳輸信號的同相部分(實部)與相差90度的正交相部分(虛部)， 事實上，符碼又與展開碼(spreading code)作乘法的調(diào)制，例如每個符碼又是以多重 性的片碼(chip)來表示。在理想的情形下，這些展開碼是使得符碼間相互的正交。
每個片碼必須沿著在基站和移動裝置之間的物理傳播路徑上傳輸。由于存在 著一個或更多個的反射物，物理傳輸路徑的特性是非常不健全且多傳播路徑的確存 在于基站與移動設(shè)備間。如此的情況已圖標(biāo)于圖1中。在圖1中， 一基站2正與一 移動裝置4相互通訊。在這個例子中， 一第一路徑P1理論上是該基站2與該移動 裝置4之間的直接路徑。然而，發(fā)生于大型障礙物的反射，如一建筑物6會在該基 站2與該移動裝置4之間形成一第二路徑P2。當(dāng)信號從建筑物反射，由于該建筑 物材質(zhì)的特性，信號會有一個任意的衰減，而且其衰減可能是一個任意改變的相位。 一第三傳播路徑P 3上亦可能同樣地發(fā)生這種情形，因為沿著該第三傳播路徑亦存 在著另外一個的反射物8，該反射物也會對任意改變傳輸信號的振幅或相位。
因此，當(dāng)移動裝置接收到一片碼時，事實上它可能包含了自傳輸?shù)谝宦窂絇1傳 輸來的第一時間信號成分、來自第二路徑P2的第二時間信號延遲成分以及自第三 路徑P3傳播而來的另一個信號延遲成分，其中，相較于第一時間信號成分、第二 或第三時間的信號延遲成分會有不同的振幅衰減與任意的相位改變。
為了正確的運(yùn)作，該移動裝置需要抵銷那些不需要的物理傳播路徑特性。上 述那些特性可能被視為由傳輸路徑P1、 P2、 P3以及諸如此類的各別物理傳播路徑的總和。
一般而言，如果該基站可以發(fā)射一個脈沖(impulse)，在理想的信道中，該移動
裝置應(yīng)該也會收到一個單一的脈沖。然而由于多樣反射物的存在，之后，在時域的 傳播信道中，脈沖響應(yīng)將會由多重性的脈沖響應(yīng)所構(gòu)成，而這些多重性的脈沖響應(yīng)
于不同的時間接收會有不同的振幅大小。這種情況已圖標(biāo)于圖2a中。在這里每個 脈沖響應(yīng)是用P1、 P2或P3標(biāo)示，以適當(dāng)?shù)呐浜蠄D1中的傳播路徑。圖2a顯示同 相的脈沖響應(yīng)而且它將會被察知，原因是相位改變發(fā)生在該反射物上。然后，亦可 通過脈沖響應(yīng)的虛部成分畫出另一個脈沖響應(yīng)對時間的標(biāo)繪圖。
一般而言，在時域上的信號亦可通過傅利葉轉(zhuǎn)換表現(xiàn)在頻域。 一個與頻率相 關(guān)的均勻振幅在理想信道中的頻率響應(yīng)將是平坦的。然而，在時域上存在的多重響 應(yīng)引起在頻域上的一個平緩響應(yīng)，其如圖2b中所示。
一般而言，在頻域上評估信道響應(yīng)，且自該響應(yīng)計算如圖3b所示的反函式， 使得該信道響應(yīng)的積如圖3a所示且圖3b所示的反函式響應(yīng)會引起如圖3c所示的 平坦頻率響應(yīng)。
在實際的系統(tǒng)中，由于噪聲的存在將使得評估信道的系數(shù)變得更復(fù)雜，噪聲 可以起因于該接收機(jī)的自感噪聲，亦可以來自于該接收機(jī)范圍內(nèi)其它傳播信道的信 道內(nèi)噪聲。在碼分多址(CDMA)系統(tǒng)中，另一個噪聲的來源的確是自其它碼分多址 (CDMA)信道解展頻后的泄漏，因為該反射物的存在可以導(dǎo)致用于碼分多址(CDMA) 系統(tǒng)中的個別展頻碼之間會有正交性的損失。因此在解展頻后，在一個信道的信號 可以開始突顯自己成為另一個信道信號的噪聲。
當(dāng)在計算反函式響應(yīng)時，考慮噪聲的來源是重要的，因為在計算反函式響應(yīng) 時也許會導(dǎo)致在接收信號中噪聲能量的增加。這樣的噪聲能量增加會比不完美的信 道更令人感到困惱。(因為在增強(qiáng)反函式濾波器以對抗信道的衰減同時也會增強(qiáng)噪 聲的能量，因此信號噪聲比會被衰減)。因此在噪聲能量以及頻率響應(yīng)的線性化之 間也許需要一個折衷的辦法.
由該基站傳輸?shù)男盘柌粌H包含數(shù)據(jù)，還有一個控制信道及領(lǐng)航信號。 一個領(lǐng) 航信號對于該接收機(jī)來說是已知的信號。且在該接收機(jī)使用領(lǐng)航信號是了便于評估 信道特性，該信道特性之后可以用信道系數(shù)來表示，因為可以用一連串的濾波器系 數(shù)所定義的濾波器來有效地表示該信道的非平坦頻率響應(yīng)。
因此，我們所看見的接收信號是由受到傳輸路徑及外加噪聲失真的傳輸信號 所組成，其中接收信號還包含數(shù)據(jù)、控制及領(lǐng)航信號。在大部分的例子中，只有被傳輸?shù)念I(lǐng)航信號能量是己知的，因為在使用者的裝置上就已經(jīng)知道其領(lǐng)航序列，如 移動電話。在碼分多址(CDMA)系統(tǒng)中，借著領(lǐng)航序列與接收信號作相關(guān)性可以獲 得被傳輸信道所失真的領(lǐng)航信號能量。如果自服務(wù)信元得知領(lǐng)航信號對總傳輸信號 的比例，則噪聲的能量就可以評估。然而，這種信息將不會傳輸?shù)绞褂谜叩难b置上。 因此，與總傳輸信號有關(guān)的領(lǐng)航信號相關(guān)能量評估是需要的，以用來推知其噪聲能

發(fā)明內(nèi)容
根據(jù)本發(fā)明的一樣態(tài)，其是提供一種估算接收信號的方法，該接收信號是通 過一實體信道而取得且包含一領(lǐng)航信道，該方法包含自該接收信號的過取樣版本對 該實體信道評估一過取樣響應(yīng)以及使用該過取樣信號與該過取樣評估信道響應(yīng)量 化該接收信號中的噪聲(本發(fā)明延伸至對應(yīng)的裝置)。
在一定的具體實施例中，噪聲的量化包含計算一信道品質(zhì)指標(biāo)(CQI)，其是描 述噪聲在接收信號中如何為一必需的組成。
根據(jù)本發(fā)明的另一樣態(tài)，其是提供一種估算接收信號的方法，該接收信號是 通過一實體信道而取得且包含一領(lǐng)航信道，該方法包含自該接收信號的過取樣版本 對該實體信道評估一過取樣響應(yīng)以及使用該過取樣信號與該過取樣信道響應(yīng)對整 個接收信號的能量推導(dǎo)該領(lǐng)航信道能量的關(guān)系(本發(fā)明延伸至對應(yīng)的裝置)。
本發(fā)明可量化接收信號中的噪聲以及對該接收信號降低領(lǐng)航信道能量以及總 能量之間的關(guān)系。關(guān)于噪聲以及領(lǐng)航信道能量的訊息可用于決定一均衡器的濾波器 系數(shù)，該均衡器是安排對該接收信號作用。
根據(jù)本發(fā)明的再一樣態(tài)，其是提供一種對一均衡器推導(dǎo)濾波器系數(shù)的方法， 其是作用于通過一實體信道而取得且包含一領(lǐng)航信道的接收信號，該方法包含自該 接收信號的過取樣版本對該實體信道評估一過取樣響應(yīng)以及應(yīng)用該過取樣信號與 該過取樣信道響應(yīng)以推導(dǎo)所述濾波器系數(shù)(本發(fā)明延伸至對應(yīng)的裝置)。
在該接收信號中的過取樣及其信道響應(yīng)可為時間或空間性的。在時間的情形 中，該接收訊息的數(shù)據(jù)元件可于多個瞬間取樣。在空間性的情形中，其可用數(shù)個天 線獲取該接收信號致使各天線提供一"過取樣"。在本發(fā)明的范圍中，可通過結(jié)合 時間及空間性技術(shù)的結(jié)合達(dá)到過取樣。
該過取樣是與該接收信號的數(shù)據(jù)元件有關(guān)。在一定的具體實施例中，該接收 信號是于碼分多址(CDMA)系統(tǒng)中傳輸，這些數(shù)據(jù)元件可為一延展且擾亂的細(xì)片。在其余具體實施例中，所述數(shù)據(jù)元件可為調(diào)制符碼，例如，改進(jìn)數(shù)據(jù)率GSM服務(wù)
(EDGE)系統(tǒng)。
本發(fā)明可以具有或不具有傳輸分集之行是運(yùn)作該接收信號。 上述所指涉的領(lǐng)航信道，舉例來說，在全球移動通訊系統(tǒng)(UMTS)或高速下行 鏈路分組接入(HSPDA)系統(tǒng)的情形中，公共導(dǎo)頻信道(CPICH)形式的邏輯信道、在 一時分多址(TDMA)系統(tǒng)中， 一訓(xùn)練序列形式的邏輯信道或在一正交分頻多任務(wù) (OFDM)系統(tǒng)的情形中， 一領(lǐng)航子載波。
本發(fā)明亦延伸至程序代碼以通過適當(dāng)?shù)財?shù)據(jù)處理硬件執(zhí)行以實現(xiàn)上述處理技術(shù)。


圖1是表示如何可達(dá)到多路徑失真；
圖2a是表示存在多路徑失真時一傳輸信道脈沖響應(yīng)；
圖2b是表示該信道的對應(yīng)頻率響應(yīng)；
圖3a是表示一范例信道響應(yīng)；
圖3b是表示通過一移動裝置評估的反響應(yīng)；
圖3c是表示利用其過濾接收信號以嘗試回復(fù)該頻率響應(yīng)，該頻率響應(yīng)是對應(yīng) 于一理想信道的頻率響應(yīng)。
圖4是表示一方塊圖以形成移動端的構(gòu)件，例如一移動電話；
圖5是表示一傳輸信號的接收細(xì)片的過取樣；
圖6是表示根據(jù)本發(fā)明運(yùn)作的移動裝置的處理方塊；
圖7是進(jìn)一步表示構(gòu)成本發(fā)明的一具體實施例移動裝置的處理方塊；以及 圖8是表示一濾波器。
具體實施例方式
為充分了解本發(fā)明的目的、特征及功效，現(xiàn)通過下述具體的實施例，并配合
附圖，對本發(fā)明做一詳細(xì)說明，說明如后
就如同以前所提及的許多無線通訊系統(tǒng)需要接收機(jī)噪聲能量的信息(如果傳輸 信號的能量已經(jīng)被正規(guī)化為1)和信號對噪聲的能量比。對于適應(yīng)性編碼與調(diào)制方法 或能量控制，噪聲能量評估可使用以推知一個信道品質(zhì)指標(biāo)(CQI)。例如，基于第
三代合作伙伴計劃(3GPP)的標(biāo)準(zhǔn)，其中此計劃描述于3GPP TS25.214 V5.5.0的"物理層程序(FDD)第五版本"，在被發(fā)表于Node-B的信道品質(zhì)指標(biāo)(CQI)與阻擋錯誤
率為0.1的信號噪聲比下，這兩項的關(guān)系可以通過一個線性函數(shù)來近似(可參考論
文"Usage of link-level performance indictor for HSDPA network-level simulation in
E-UMTS " ，RBrouwer.et.aL ISSSTA 2004, Sydney, Australia, 30 Aug.陽2 Sep.2004), <formula>formula see original document page 9</formula>一線性最小化均方根誤差均衡器需要噪聲能量來最佳化該均衡器系數(shù)，該系 數(shù)是基于最小化均方根誤差理論。
符碼檢測與信道解碼等等的可靠度也將需要噪聲能量及信號噪聲比的一良好 評估。
就如同以前所提及同等化是需要用來改善在多重路徑信道環(huán)境中接收端的數(shù) 據(jù)檢測效能，以減輕符碼間干擾。為了補(bǔ)償多路徑失真， 一般而言是以使用線性最 小化均方根誤差均衡器(LMMSE)。這是一個相當(dāng)簡單的技術(shù)，其中該均衡器是一具 有濾波器系數(shù)集合的線性濾波器，且使用了最小化均方根誤差(MMSE)理論。這里 有關(guān)傳輸信號的等化信號誤差是通過該線性濾波器來最小化。這個技術(shù)需要信道脈 沖響應(yīng)和接收信號對噪聲能量比(ET/No)的信息，這樣的技術(shù)描述在HooU' s理論 ["Equalization in WCDMA Terminals" ,Kari Hooli，Thesis， University of Oulu， Finland,
道脈沖響應(yīng)(CIR)及接收信號對噪聲能量比(ET/N。)的不好的評估將會降低均衡器的 效能。
對于一碼分多址(CDMA)系統(tǒng)，該總傳輸信號是一數(shù)據(jù)的碼分多任務(wù)，其中該
數(shù)據(jù)是意欲于不同的使用者裝置群，例如不同的電話或數(shù)據(jù)卡。因此與接收信號相
關(guān)的總傳輸信號能量在使用者裝置中并不是明確地被知道。取而代之的是在對于有
認(rèn)可的使用者裝置中，只有傳輸信號能量可以基于使用者裝置上的已知信道編碼序
列來推知。在評估該信號成分的總能量對接收信號的噪聲能量比是沒有意義的，特
別是在傳輸信號也包含其它使用者終端和其它使用者設(shè)備的數(shù)據(jù)信號。
在一般項中，在瞬時參數(shù)^下的一接收機(jī)片碼是 <formula>formula see original document page 9</formula> 其中:/2
&是一Z長度信道脈沖響應(yīng)的(Ixl)向量，
^對于具有單位能量的物理信道c而言，是傳輸片碼序列的"xi)的向:
""^對于信道c而言，是傳輸信號的振幅增益，以及
是具有^能量譜密度之外加白色高斯噪聲(AWGN)成分，其中該噪聲成分
包含從非服務(wù)信元來的干擾。
C是由服務(wù)點提供的物理信道的總數(shù)目。 在自動增益控制(AGC)之后，該接收信號是
c
方程式2
其中:
^ =&
方程式3
該"~"表示在增益控制后所提供的值且g^是該自動增益控制(ACG)的增
該近似的W個單鍵的線性最小化均方根誤差評估均衡器的系數(shù)是
^ 二(^c^f /五w"—1A 方程式4
￥中
#*是一 ToeplUz信道矩陣，其中該矩陣是對于在第K個瞬時取樣下的信道響 應(yīng)而言。
是&的hermitian矩陣，換言之是仏的共軛轉(zhuǎn)置。
TV
w是在瞬時取樣k下的噪聲能]
w是在瞬時取樣k下的傳輸能量。 /是單位矩陣。
該("^)的Toeplitz信道從方程式5推知
方程式5
且c=1 方程式6
且
°,& 。 方程式7
在這第三代合作伙伴計劃(3GPP)標(biāo)準(zhǔn)中， 一公共導(dǎo)頻信道(CPICH)被提供，而
這是一已知的位序列，其中該序列是被調(diào)制、展頻且加入到下鏈接信號(可見3GPP
TS 25.11; Technical Specification Group Radio Access Network: Physical channels and
mapping of transport channels onto physical channels(FDD》。常見領(lǐng)航信號的信息能夠
讓傳播信道的特性可被評估。
由于評估信道延遲特性數(shù)據(jù)可自該公共導(dǎo)頻信道(CPICH)來推知，該評估信道
2
的能量是相關(guān)于公共導(dǎo)頻信道(CPICH)能量"cwcH，k ，其中該公共導(dǎo)頻信道(CPICH) 的4 (其是對物理信道而言每片碼的平均傳輸能量與總傳輸能量頻譜密度之比)，
換言之是相關(guān)領(lǐng)航信號能量可被表示成
i i /五
。"c/7c// 方程式8
因此，基于方程式2，使用具有評估誤差的公共導(dǎo)頻信道(CPICH)的評估信道
延遲特性數(shù)據(jù)可通過方程式9給定
= "c尸/c7/,/i:^^ +五a 方禾呈式9
這里的&表示是自其它信道而來的互相關(guān)誤差，且由于失去了正交性，該值 已經(jīng)泄漏至想要的信道的中，這是因為多路徑失真所造成的。
因此忽略該評估錯誤(且當(dāng)信道脈沖響應(yīng)評估錯誤可以通過使用濾波器過濾 而有效地減少，那這是一合理的假設(shè))，該線性最小化均方根誤差均衡器(LMMSE) 的系數(shù)可以基于方程式4來推知
『* = (AAf /"cwc/// +《* Z^,J)—! A
-1
"^a"c尸/oz ，a
方程式10
用以補(bǔ)償多重路徑失真的均衡器合適系數(shù)的推導(dǎo)需要該相關(guān)公共導(dǎo)頻信道
(CPICH)能量￡^ 和噪聲能量W"的信息。相關(guān)公共導(dǎo)頻信道(CPICH)能量可以 被歸屬于在許多一般觀念中視為該領(lǐng)航信號信道的相關(guān)能量。圖4以圖表式地來描述執(zhí)行在一接收機(jī)中各種不同的處理階段，其亦構(gòu)成本 發(fā)明的一具體實施例。應(yīng)注意的是顯示在圖4中這些區(qū)塊圖是表示執(zhí)行在接收信號 的處理操作，而不是需要直接地符合到物理裝置上，其中該物理裝置也許會出現(xiàn)在 一實際完成的一接收機(jī)上。 一無線頻率區(qū)塊101接收該輻射信號且通過使用一混合
器103將其向下轉(zhuǎn)換以混和自一區(qū)域震蕩器104所推知的一接收信號。在該輻射頻 率處理的期間，該區(qū)域震蕩器頻率是被選擇如此可將接收信號向下轉(zhuǎn)換到基準(zhǔn)頻率 上。隨著這載波向下轉(zhuǎn)換，該信號在濾波器102中被低通過濾且傳遞到該混合信號 處理區(qū)塊108中。該混合信號處理區(qū)塊包含一模擬轉(zhuǎn)數(shù)字轉(zhuǎn)換器105、 一取樣裝置 106和一低通濾波器107。這被轉(zhuǎn)換到一數(shù)字型式的結(jié)果信號是用以提供數(shù)字信號 處理區(qū)塊112，其中該信號被數(shù)字處理如此傳輸信息則可以被重建。
該接收信號是通過該信道評估單元109首先被處理，其中該信道脈沖響應(yīng)(CIR) 的一評估會被產(chǎn)生。這是一個已知的技術(shù)且不需要詳細(xì)來描述，因其是此領(lǐng)域的人 士所知曉。在使用評估信道脈沖響應(yīng)時，該噪聲能量在噪聲能量評估區(qū)塊110中被 評估。這評估信道脈波響應(yīng)和噪聲能量先與接收信號組合再通過解調(diào)制區(qū)塊111 來處理，該解調(diào)制區(qū)塊構(gòu)成一信道均衡器和一信道解碼器，如此數(shù)據(jù)位序列將可以 被重建。
在接收機(jī)端，信號成分的能量相關(guān)于該服務(wù)信元和該使用者裝置間的傳播信 道，反而該噪聲成分與這傳播信道連結(jié)無關(guān)。因此，該成分的形成評估能夠讓該信 號與噪聲成分被分辨以提供該評估的噪聲能量和該相關(guān)的領(lǐng)航信號能量，其中該成
分是相關(guān)于或獨立于傳播信道特性數(shù)據(jù)(該信道特性數(shù)據(jù)是通過該接收機(jī)來評估)。
如果接收信號在時間上過取樣，如該噪聲能量和該相關(guān)的領(lǐng)航信號能量的未知參數(shù)
可以通過解N個方程式的一集合而獲得。瞬時方程式的數(shù)目可以被過分高估，如
同超過該未知數(shù)的數(shù)目且因此它可以被使用來平均未知參數(shù)的評估，其中未知參數(shù)
就如同該噪聲能量和該相關(guān)的領(lǐng)航信號能量。本發(fā)明的方法牽涉到獲取接收信號的
接收能量和不同相位的信道特性數(shù)據(jù)，如同該過取樣接收信號的不同相位和在時間
上的該信道脈沖響應(yīng)。因為傳輸信道和該外加的噪聲能量也都是動態(tài)的，該接收信
號的瞬時能量必須被考慮以取代該長期的平均。通過一時間窗口來平均該接收信號
能量可以獲取該瞬時接收能量，其中物理信道特性與該噪聲統(tǒng)計是被考慮成常數(shù)。 在使用上，片碼持續(xù)時間是已知的而且可以在片碼中的選擇位置上作片碼的 取樣。該片碼典型地是通過提供一上升余弦到片碼中來制作。如果該片碼的持續(xù)時
間是t，然后在{()，12^'"}和2' 2 ' 2 "'取樣該片碼，如同在一適當(dāng)?shù)那闆r下以2倍的過取樣應(yīng)該會導(dǎo)致平均的能量數(shù)值，其中該平均的能量數(shù)值會因自結(jié)合該脈 波整形上升余弦濾波器和信道的(該2倍過取樣的)能量特性數(shù)據(jù)而產(chǎn)生。
在該取樣能量的特性數(shù)據(jù)中的差異可歸因于噪聲的瞬時貢獻(xiàn)。其它的取樣瞬 時組合可以被使用，例如對于3倍的過取樣{()，。2"''}、 {"/3，4&/3， 7&/3，—}和 口fc/3，5te/3，"7te/3， }而言。對于3倍過取樣的例子已顯示于圖5中。這里我們顯示
在一傳輸信號中一3片碼的序列。因為該信號是該領(lǐng)航信號，其中該領(lǐng)航信號是我
們所知道的預(yù)期中接收的片碼序列。在圖5中，我們已經(jīng)簡單地假設(shè)片碼的數(shù)值是
-1、 1、 -1，分別對應(yīng)到片碼Cl、 C2和C3。我們也知道該片碼們是以一上升余弦
提供以便限制在一不同數(shù)值的鄰近片碼間的傳輸率。
采用該預(yù)期片碼數(shù)值的這信息，我們可以過取樣一片碼。在一 3倍的過取樣 方式中，該片碼可以在"A"" + ^3和"fc + 2k/3上取樣，其中"=0， 1, 2,.…。該欣 相位的過取樣應(yīng)該提供因受到信道而衰減的平均片碼能量，其中該""相位的過取 樣通過圓形標(biāo)志150、 156和162來表示。二選一地取樣也許會發(fā)生在""+ "/3和 欣+ 2&/3每一片碼的過取樣相位上，就如同個別的取樣點(152、 158、 164}和{154、 160、 166}，這里該取樣點的平均能量是再度被知道，所以自所預(yù)期的相關(guān)數(shù)值的 差異是歸因于噪聲。
該過取樣可以超過2倍例如3、 4、 5等等。
圖6是顯示一對于執(zhí)行信號處理的處理配置。為了簡化，我們將假設(shè)該信號 被以2倍的過取樣以致每個片碼將以取樣n與d來表示。該取樣皆包含一實部(同 相)和一虛部(正交相)成分。對于每一取樣而言， 一乘法器通過該取樣的共軛復(fù)數(shù)與 的相乘以便評估在取樣瞬間的該取樣信號能量。發(fā)生在一過濾窗口中的該數(shù)值被平 均于一數(shù)字平均器203中且被過濾于一濾波器205中以供給該接收信號能量R'與 R2的評估。
一相似處理是執(zhí)行于該信道脈沖響應(yīng)的評估中，其中該信道脈沖響應(yīng)的評估 是被使用來評估該領(lǐng)航信號的能量。出現(xiàn)在圖中的h" h2、 h3、 b的這些評估方法 是視傳輸分集模式而定的使用而被組合，這將會在以后解釋。
更進(jìn)一步的選用區(qū)塊207可以被包含以在封閉回路傳輸分集的傳輸方式中評 估該空間相關(guān)傳輸信號的一外積。這個選用區(qū)塊包含復(fù)數(shù)乘法器202，其中該復(fù)數(shù) 乘法器202是用來提供信號給加法器204，該加法器204依次提供信號給運(yùn)算區(qū)塊 206，其中運(yùn)算區(qū)塊206包含被安排執(zhí)行某種數(shù)學(xué)函數(shù)的復(fù)數(shù)乘法器和加法器且在 圖6中有描述，其也依序提供信號給濾波器205。
這R" R2、 Xh X2、 Y,和Y2評估們是被提供給運(yùn)算區(qū)塊301與302(圖7)來處 理，其中所述運(yùn)算區(qū)塊使用這些評估以計算該領(lǐng)航信號對該總傳輸能量與噪聲能量的比值，其中該領(lǐng)航信號對該總傳輸能量的比值將始于方程式26，領(lǐng)航信號對該
噪聲能量的比值始于方程式27。這些每一個的評估本身是有噪聲的所以要通過濾 波器303和304將其以低通濾波過濾。
圖8是顯示該濾波器的一范例實施方式，且當(dāng)作具有單存儲/延遲元件400的 單極點無限脈沖響應(yīng)(IIR)濾波器，其中該濾波器參數(shù)a" b。、 h決定該濾波器的頻 率響應(yīng)且該濾波器參數(shù)是視該信道動態(tài)(圖6的裝置206)、相關(guān)信號能量(圖7的濾 波器303)和噪聲能量(圖7的濾波器304)而定去調(diào)整。然而它應(yīng)該被著重于其它為 同一領(lǐng)域人士所熟知的其它濾波器，且可以被使用作為替代以實現(xiàn)這低通濾波器。 這不同濾波器的群體延遲響應(yīng)隨著被使用的濾波器有意義地成比例變化。因此在能 量評估的產(chǎn)生中該延遲將會根據(jù)該濾波器而成比例變化。為了在解調(diào)制區(qū)塊111 的解調(diào)中可以達(dá)到好的效能，及時調(diào)整該噪聲能量與在正被處理的數(shù)據(jù)取樣通常是 有利的。
視系統(tǒng)的考慮而定，該相關(guān)領(lǐng)航信號的動態(tài)范圍是可被預(yù)先定義的且因此具
有在接收機(jī)端的信息，該評估的相關(guān)領(lǐng)航信號能量可以包含在已知的范圍內(nèi)。該已
知動態(tài)范圍可以被使用以提供一評估的可信賴性測試，如同當(dāng)該評估超出預(yù)先定義
的臨界值時，則該評估被認(rèn)為是不可信賴的且之前的評估或是一棄權(quán)的評估可以再
被使用。例如，有足夠信元覆蓋范圍的公共導(dǎo)頻信道(CPICH)能量配置和網(wǎng)絡(luò)容量
會限制相關(guān)的公共導(dǎo)頻信道(CPICH)能量范圍在-3dB至-13dB間。因此如果該評估
相關(guān)的公共導(dǎo)頻信道(CPICH)能量超過這個范圍，他應(yīng)該會被省略一部份或是被認(rèn)
為不可信賴而之前的評估會被拿來使用。
這兩個參數(shù)的評估可以通過至少解兩個將該參數(shù)視為未知數(shù)的瞬時方程式而
被包含，其中該兩個參數(shù)是相關(guān)公共導(dǎo)頻信道(CPICH)能量"^w /^和噪聲能量
。就之前所提到的，該瞬時方程式可以被包含通過在方程式2所呈現(xiàn)的過取樣 接收信號的能量。接下來的討論為了簡化而使用兩倍的過取樣，但就如上文中所討 論的，該發(fā)明提供兩倍或是更多倍的過取樣。
基于方程式2，由該接收信號的過取樣推知的兩個取樣可以被寫為下列，假設(shè)
傳輸片碼的互相關(guān)、相關(guān)和噪聲成分為零。該過取樣信道脈沖響應(yīng)hi、 b和該傳輸
信號能量F"、《.2是在該觀察窗口『中被假設(shè)為固定的。<formula>formula see original document page 14</formula>=五
^
c2=l C
二/^/^Zfl/ +W。
i'"^ +W。
其中
F"是第k個第一取樣 5，2是第k個第二取樣
S是第一過取樣信道響應(yīng)
^是第二過取樣信道響應(yīng) S是展頻序列
a是信道的振幅 n是噪聲 相對應(yīng)的定義是根據(jù)方程式l。
對于該第一取樣^: 1
『
方程式ll
對于該第二取樣A:
"1
mew
方程式12
在各個例子中，平均噪聲能量&應(yīng)該是相同的。在接下來的分析中，我們將 把該傳輸信號歸一化成為單位l，如同&=1，自動增益控制(ACG)被解答為
《,7^ -《2 / 2
i , 一尺，
方程式13
見*尺-^^tA、
ma/
2
五7" ,' w f
--T~ &
"cm;//
/ ， -~+i ， 一
c尸/c//
方程式14在方程式11和方程式12中所注明的，在觀察窗口^和A中的該平均接收信 號可以通過假設(shè)傳輸片碼的互相關(guān)與傳輸片碼和噪聲成分的相關(guān)為零而被獲得，其 中此法在觀察窗口『內(nèi)是不正確的。因此需要濾波以減少從有限窗口長度效應(yīng)下 的噪聲。
該平均窗口大小以獲得Mt'5，'1與Ek^/j—良好的評估需要考慮該信道的
動態(tài)本質(zhì)，因為該接收信號能量的平均和動態(tài)評估信道脈沖響應(yīng)應(yīng)該要相互配合。 因此，由于具有通過濾波而產(chǎn)生的延遲，該平均接收信號能量與評估信道脈沖響應(yīng) 的時間控制需要相互配合，這個之后將會被討論，其中評估信道脈沖響應(yīng)是為了等 化的參數(shù)推導(dǎo)而被使用。
在方程式1中接收信號的表示將會需要具有開放和封閉回路的傳輸分集模式
的調(diào)制。其顯示有貢獻(xiàn)于傳輸?shù)慕邮招盘柋唤o定如下(可見Section 7.2 of 3GPP TS25.214 Technical Specification Group Radio Access Network: User Equipment(UE) radio transmission and reception (FDD for a further discussion on transmit diversity))，其中該傳
輸可自不同的傳輸天線而來，如自天線1來的W和如自天線2來的《。
4
《+ f + A
c
方程式15
t=i,c/'ro
這里 Wl=l/VI 且 w2
go+,)X(一!《(一卜/)
擇)L222 2
(是一集合組成被
其中L2、"2、"2 2. 」為該
封閉回路傳輸分集(CLTD)的加權(quán)，其中該加權(quán)對于接收信號的使用者裝置是已知 的。注意那自其它使用者裝置而來的信號被假設(shè)不會在該封閉回路傳輸分集(CLTD) 的中。這下標(biāo)符號的(STTD)表示該利用開放回路空間-時間傳輸分集(STTD)模式的 信道且這下標(biāo)符號NoTxDiv表示具有單一天線傳輸?shù)男诺廊缤痪哂刑炀€分集。
基于方程式11和方程式12，該接收信號能量可以用從兩個天線而來的接收信 號擴(kuò)展成下列
2*1
=五5 4 4 +4 4 +4 ^ j+
見
方程式16
對于空間-時間傳輸分集，^《2和《2《'的乘積平均是零。
這里自該傳輸天線而來的該接收信號的自相關(guān)，給定的有來自傳輸天線1和
天線2的總傳輸能量^'2和"^2 ，自天線1和天線2的該公共導(dǎo)頻信道(CPICH)能
量各為a mcw禾口 "otcw ， 然后<formula>formula see original document page 17</formula>
和該接收信號的互相關(guān)系為下列<formula>formula see original document page 17</formula>因此假設(shè)自天線l和天線2來的總傳輸能量是相等的如同' 2 ，
自該兩個傳輸天線來的公共導(dǎo)頻信道(CPICH)能量是相等的如同
="mc" /2，該方程式16被重寫成 <formula>formula see original document page 17</formula>一 "C尸/C7f
假設(shè)該使用者設(shè)備高速實體下鏈共享數(shù)據(jù)訊息信道(HS-PDSCH)是唯一具有封 閉回路傳輸分集(CLTD)模式的信道(這有關(guān)系的下行鏈路共享數(shù)據(jù)訊息信道(DSCH) 將也會在封閉回路傳輸分集(CLTD)模式中，將會被描述在Section 7.1的3GPP TS 25.214 Technical Specification Group Radio Access Network: Physical layer procedures (FDD),但是在該分析中假設(shè)是忽略)，具有封閉回路傳輸分集(CLTD)的信道總傳輸
能量可以用該高速實體下鏈共享數(shù)據(jù)訊息信道(HS-PDSCH)的&"。項來顯示如下 列
2a,
《-rasr〃
因此接收信號的能量可以被顯示如下列:
%4卜
OTC7/ 五
(《1; +42//42)+2
五
方程式20
方程式21
+
見
此處的
"7
or船—ms'cw
Re >^2*&W^t2
基于方程式13和14且與方程式11和12比較，對于在具有封閉回路傳輸分集
(CLTD)模式下的使用者設(shè)備而言，該相關(guān)公共導(dǎo)頻信道(CPICH)的振幅與噪聲能量
是被給定于下列
°八，—A,a.
mm
見
凡_
A -義
A,
2 "1
方程式22
方程式23
此處的如同之前對于過取樣* = 1;2的組合信道項是
A =
Re "w，2 "
」方程式24
注意對于低高速實體下鏈共享數(shù)據(jù)訊息信道(HS-PDSCH)^ 〃。'，方程式24的 第二項可以被忽略。對于在封閉回路傳輸分集(CLTD)模式中的使用者裝置而言， 該相關(guān)的公共導(dǎo)頻信道(CPICH)振幅和噪聲能量可以用總高速實體下鏈共享數(shù)據(jù)訊 息信道(HS-PDSCH)能量對該公共導(dǎo)頻信道(CPICH)能量的比值項來表示
五,
OTC//
WS—/TOOT
根據(jù)section 6A.2 of TS25.214,使用者設(shè)備應(yīng)該假設(shè)；' SCH = Potot
的單位是dB的一總接收高速實體下行鏈路共享數(shù)據(jù)訊息信道(HS-PDSCH)能量，此處的 該總接收能量是均等地被分配在該報告信道品質(zhì)指標(biāo)(CQI)值的高速實體下行鏈路 共享數(shù)據(jù)訊息信道(HS-PDSCH)編碼之間，該測量信號能量補(bǔ)償r是通過較高的層級
以信號觸發(fā)，且該參考能量調(diào)整A是通過表格7A、 7B、 7C、 7D或7E給定，其中 參考能量調(diào)整A是依使用者設(shè)備的種類而定。因此，該總高速實體下行鏈路共享數(shù) 據(jù)訊息信道(HS-PDSCH)能量對該公共導(dǎo)頻信道(CPICH)能量的比值可以自 他-尸服t/ — im —p 、
而獲得，因為該測量能量補(bǔ)償和該參考能量調(diào)整
在使用者裝置上是已知的。
顯示在方程式24中的組合信道如下列:
W W+W W +2
h r 7 、 ￡V
Re
=(『& +《A2)+ 2 附訓(xùn)"函Re
a
'me//
方程式25
A "&、 +&2、2
、,，、m-rasa/ n 6 = 2-^~Re
該方程式給定下列對于該相關(guān)公共導(dǎo)頻信道(CPICH)振幅的表示式以及對于 使用者設(shè)備在公共導(dǎo)頻信道(CPICH)中的噪聲能量的表示式
方程式26
;v —
2
A +及，
(x,+x2)_(r1+y2)
方程式27
上述分析提供該噪聲能量評估可以被歸納到在該服務(wù)點上自超過兩個天線以 上而來的傳輸數(shù)據(jù)。如果w個傳輸天線被考慮而忽略該具有封閉回路傳輸分集
(CLTD)項，在方程式25中的該組合信道給定的該噪聲評估修改為
八* W 、
^ 萬程式28
因此在一使用者手機(jī)裝置的一通訊網(wǎng)路中，評估該相關(guān)噪聲能量和領(lǐng)航信號 是可能的。
在這里描述的該處理函數(shù)可以被實現(xiàn)于硬件、軟件或是關(guān)于依來源與成分而 定的一組合等，其中該組合提供在一手機(jī)裝置可以使用方程式27的結(jié)果以提供信 道品質(zhì)指標(biāo)(CQI)。例如，對于該高速實體下行鏈路共享數(shù)據(jù)訊息信道(HS-PDSCH)，^言道品質(zhì)指標(biāo)(CQI)可以使用下列方程式來計算: ' 0 纖2-16
S備
+ 16.62
1.02
30 14 S纖
此處的信號噪聲比(SNR)是該高速實體下行鏈路共享數(shù)據(jù)訊息信道(HS-PDSCH)
與噪聲的能量比，且被給定為 瓦
纖=.c,附廳》。》。iV。
在解調(diào)器中的該分量來自于方程式27且該數(shù)據(jù)信道的能量是自該評估信道
c = ^，—/TOCT = 10(/wraOT-/w. )/io 《"而推知，且能量比 是通過先前討論的 4smvc" ^^maz+r + A關(guān)系而給定。使用不具有經(jīng)過明確地計算^"的分量^ 、 X* 和^來評估該信道品質(zhì)指標(biāo)(CQI)是顯而易見的。(在一相似的方法中，該均衡器
是計算分量w"和￡" 的a、 ^^和^來計算。)
在目前為止所討論的具體實施例中，該過取樣已經(jīng)是一時間的本質(zhì)，其中取
數(shù)^ (可見于上述的方程式4和10)可以自不具有明確地取樣相位的一多重性會 發(fā)生在該信號r的一片碼持續(xù)時間中。然而，這時間的過取樣可以用空間取樣來替
換或補(bǔ)充。在該空間取樣的例子中，接收天線的一多重性是被提供以產(chǎn)生每個自己 版本，其中每個自己版本是信號r的每一個片碼。在空間的過取樣被使用的例子中，
在方程式11-27中下標(biāo)符號1和2是歸類于來自各別的第1和第2接收信號(除了 w'和^)，且該下標(biāo)符號k被使用在方程式11-27中的過取樣內(nèi)文中，是歸類來自 于第k個接收天線的一信號。
本發(fā)明在上文中已以較佳實施例揭露，然而熟悉本項技術(shù)者應(yīng)理解的是，該 實施例僅用于描繪本發(fā)明，而不應(yīng)解讀為限制本發(fā)明的范圍。應(yīng)注意的是，凡是與 該實施例等效的變化與置換，均應(yīng)設(shè)為涵蓋于本發(fā)明的范疇內(nèi)。因此，本發(fā)明的保 護(hù)范圍當(dāng)以下文的本申請權(quán)利要求范圍所界定的為準(zhǔn)。
權(quán)利要求
1.一種估算接收信號的方法，該接收信號是通過一實體信道而取得且包含一領(lǐng)航信道和一噪聲，該方法包含依據(jù)該接收信號的過取樣版本，對該實體信道估算一過取樣響應(yīng)；以及利用該過取樣接收信號與經(jīng)估算的該過取樣信道響應(yīng)，量化該接收信號中的該噪聲。
2. —種估算接收信號的方法，該接收信號是通過一實體信道而取得且包含一領(lǐng)航信道和一噪聲，該方法包含依據(jù)該接收信號的過取樣版本，對該實體信道估算一過取樣響應(yīng)；以及利用該過取樣接收信號與該過取樣估算信道響應(yīng)，推導(dǎo)該領(lǐng)航信道能量與整 個該接收信號能量的關(guān)系。
3. —種推導(dǎo)濾波器系數(shù)的方法，用于一均衡器，該均衡器是作用于一經(jīng)實體信道而取得且包含一領(lǐng)航信道的接收信號，該方法包含依據(jù)該接收信號的過取樣版本，對該實體信道估算一過取樣響應(yīng)；以及 利用該過取樣接收信號與該過取樣估算信道響應(yīng)，推導(dǎo)濾波器系數(shù)。
4. 根據(jù)權(quán)利要求1至3之任一項所述的方法，其特征在于，在接收信號中的該過取樣版本及該過取樣信道響應(yīng)至少部分時間性取樣。
5. 根據(jù)權(quán)利要求1至4之任一項所述的方法，其特征在于，在接收信號中的該過取樣版本及該過取樣信道響應(yīng)至少部分空間性取樣，是通過接收分集所獲得。
6. 根據(jù)前述權(quán)利要求之任一項所述的方法，其特征在于，該接收信號利用一傳 輸分集機(jī)制，其影響己被考慮。
7. 根據(jù)前述權(quán)利要求之任一項所述的方法，其特征在于，該估算該過取樣響應(yīng) 流程是被限制于一時間窗口中。
8. 根據(jù)前述權(quán)利要求之任一項所述的方法，其特征在于，該接收信號的過取樣 版本與該過取樣評估信道響應(yīng)的數(shù)值是用于計算鏈接該接收信號的噪聲及該領(lǐng)航 信道的能量的聯(lián)立方程式的一解，其該領(lǐng)航信道的能量與該接收信號的全部能量有 關(guān)。
9. 根據(jù)權(quán)利要求8所述的方法，其特征在于，由該解產(chǎn)生的噪聲值及相關(guān)領(lǐng)航 信道能量值被過濾。
10. —種估算接收信號的裝置，該接收信號是通過一實體信道而取得且包含一領(lǐng)航信道，該裝置包含一估算裝置，用于依據(jù)該接收信號的過取樣版本，對該實體信道估算一過取 樣響應(yīng)；以及一量化裝置，用于利用該過取樣接收信號與經(jīng)估算的該過取樣信道響應(yīng)，量 化該接收信號中的該噪聲。
11. 一種估算接收信號的裝置，該接收信號是通過一實體信道而取得且包含一 領(lǐng)航信道和一噪聲，該裝置包含一估算裝置，用于依據(jù)該接收信號的過取樣版本，對該實體信道估算一過取 樣響應(yīng)；以及一推導(dǎo)裝置，用于利用該過取樣接收信號與該過取樣估算信道響應(yīng)，推導(dǎo)該 領(lǐng)航信道能量與整個該接收信號能量的關(guān)系。
12. —種推導(dǎo)濾波器系數(shù)的裝置，用于一均衡器中，該均衡器是作用于一經(jīng)實 體信道而取得且包含一領(lǐng)航信道的接收信號，該方法包含一估算裝置，用于依據(jù)該接收信號的過取樣版本，對該實體信道估算一過取 樣響應(yīng)；以及一推導(dǎo)裝置，用于利用該過取樣接收信號與該過取樣估算信道響應(yīng)，推導(dǎo)濾 波器系數(shù)。
13. 根據(jù)權(quán)利要求10至12之任一項所述的裝置，其特征在于，在接收信號中 的該過取樣版本及該過取樣信道響應(yīng)至少部分時間性取樣。
14. 根據(jù)權(quán)利要求10至13之任一項所述的裝置，其特征在于，在接收信號中的該過取樣版本及該過取樣信道響應(yīng)至少部分空間性取樣，是通過接收分集所獲 得。
15. 根據(jù)權(quán)利要求10至14之任一項所述的裝置，其特征在于，該接收信號利 用一傳輸分集機(jī)制，其影響已被考慮。
16. 根據(jù)權(quán)利要求10至15之任一項所述的裝置，其特征在于，該估算裝置被 限制于一時間窗口中，在該接收信號的過取樣版本。
17. 根據(jù)權(quán)利要求10至16之任一項所述的裝置，該裝置更包含一計算裝置， 用于利用該接收信號的過取樣版本與該過取樣評估信道響應(yīng)的數(shù)值，計算鏈接該接 收信號的噪聲及該領(lǐng)航信道的能量的聯(lián)立方程式的一解，其該領(lǐng)航信道的能量與該 接收信號的全部能量有關(guān)。
18.根據(jù)權(quán)利要求17所述的裝置，其特征在于，該裝置還包含一過濾裝置，用 于過濾由該解產(chǎn)生的噪聲值及相關(guān)領(lǐng)航信道能量值。
全文摘要
一種估算接收信號的方法，該接收信號是通過一實體信道而取得且包含一領(lǐng)航信道，該方法包含自該接收信號的過取樣版本對該實體信道評估一過取樣響應(yīng)以及使用該過取樣信號與該過取樣評估信道響應(yīng)量化該接收信號中的噪聲。
文檔編號H04B1/707GK101622839SQ200780027382
公開日2010年1月6日 申請日期2007年7月26日 優(yōu)先權(quán)日2006年8月1日
發(fā)明者萌格·蘇安·易 申請人:開曼晨星半導(dǎo)體公司;晨星法國有限公司;晨星軟件研發(fā)(深圳)有限公司;晨星半導(dǎo)體股份有限公司