無線通信系統內實現空時分集增益的方法和系統的制作方法

專利名稱：無線通信系統內實現空時分集增益的方法和系統的制作方法
技術領域：
本發明涉及無線通信系統，更具體地說，涉及一種實現空時分集增益的方 法和系統。
背景技術：
在當前多數無線通信系統中，網絡中的節點可被配置為基于單個信號接收 天線和單個信號發射天線來工作。然而，現在的許多無線通信系統，采用多個 發射和/或接收天線可能改善系統的整體性能。這些多天線配置，又叫智能天 線技術，可用于減少多路徑和/或信號干擾對信號接收的負面影響。例如，當前應用的基于CDMA的系統、基于TDMA的系統、WLAN系統和基于OFDM 的系統(如IEEE802.1Wg/n)可從多個發送和/或接收天線的配置中受益。據 估計，智能天線技術可能會越來越地廣泛地得到應用，以解決隨著蜂窩系統中 基站基礎設施和移動用戶終端的發展而不斷增加的系統容量需求。這些需求部 分地是源于當前的語音通信服務向下一代提供聲音、視頻、數據的無線多媒體 服務的轉變。多發射和/或接收天線的使用引入了分集增益和陣列增益，并抑制在信號 處理過程中引起的干擾。這些分集增益改善系統性能，因為其增加了信噪比、 提高了對信號干擾的穩健性、和/或為更高容量提供更多的頻率復用。在采用 了多天線接收器的通信系統中，M個接收天線可用于消除(M-1)干擾的作用。 相應地，N個信號可在同樣的帶寬上用N個發射天線同時傳輸，然后將發射 的信號由布置在接收機側的N個天線分成N個信號。使用多個發射和多個接 收天線的系統稱為多入多出(MIMO)系統。多天線系統尤其是MIMO系統 中的一個有優勢的方面是，使用這種傳輸配置明顯增加系統容量。對于總發送 功率固定的情況，MIMO配置所提供的容量可以與增加的信噪比(SNR)成比 例。然而，多天線系統，由于其導致的體積、復雜性、功率消耗的增大，限制 了其在無線通信多天線系統中(尤其是無線手持設備中)的廣泛應用。要為每 個發射和接收天線提供一個單獨的射頻鏈路是直接導致多天線系統成本增加的一個因素。每個射頻鏈路包括低噪聲放大器(LNA)、濾波器、降頻變換器、 模-數轉換器(A/D)。在某些現有的單天線無線接收器中，單獨的射頻鏈路可 能占到接收器總成本的30%。所以很顯然，隨著發射器和接收器天線的數量 增加，系統的復雜性、功率消耗和總成本都會增加。在多個天線只有一個射頻鏈路的情況下，需要決定或者估計不同的傳播信 道。 一種簡單的方法包括使用射頻切換器轉換到第一接收天線，并估計第一傳 播信道。在估計出第一傳播信道后，選擇另一接收天線并估計其對應的傳播信 道。該方法可重復執行，直到所有的信道都被估計。然而，在接收天線之間的 轉換可能擾亂接收器的調制解調器并且可能減少吞吐量。而且，這種方法需要 更多的硬件并且導致需要在不同的時間間隔進行傳播信道估計。比較本發明后續將要結合附圖介紹的系統，現有技術的其它局限性和弊端 對于本領域的普通技術人員來說是顯而易見的。發明內容本發明提供了一種實現空時分集增益的方法和/或系統，結合至少一幅附 圖進行了充分的展現和描述，并在權利要求中得到了更完整的闡述。根據本發明的一方面，本發明提供了一種在無線通信系統中用于分集處理的方法，包括修改至少一個導頻信道的廣義碼(generalization code),以為多個接收到 的多路徑信號中的每一個測量信號強度；基于所述測量到的信號強度將所述多個接收到的多路徑信號進行部分合并。優選地，所述方法進一步包括測量所述多個接收到的多路徑信號的信噪比 (SNR)。
優選地，所述方法進一步包括在第一導頻信道上通過給所述廣義碼賦零值 來測量所述多個接收到的多路徑信號的信號強度。優選地，所述方法進一步包括在第二導頻信道上通過給所述廣義碼賦非零 值來測量所述多個接收到的多路徑信號的信號強度。優選地，所述方法進一步包括將所述多個接收到的多路徑信號中信噪比高 于特定閾值的部分進行合并。優選地，所述方法進一步包括基于最大比率合并算法將所述多個接收的多 路徑信號中的所述部分進行合并。優選地，所述方法進一步包括生成以下至少其一多路徑信號時序信息、 天線索引和所述多個接收到的多路徑信號的合并部分的最大比率合并權重。根據本發明的另一方面，本發明提供了一種機器可讀存儲器，其內存儲的 計算機程序具有至少一個代碼段以用于實現通信網絡中的分集增益，所述至少 一個代碼段被機器執行使機器執行下列操作修改至少一個導頻信道的廣義碼，以為多個接收到的多路徑信號中的每一 個測量信號強度；基于所述測量到的信號強度將所述多個接收到的多路徑信號進行部分合并。優選地，所述機器可讀存儲器進一步包括用于測量所述多個接收到的多路 徑信號的信噪比的代碼。優選地，所述機器可讀存儲器進一步包括用于在第一導頻信道上通過給所 述廣義碼賦零值來測量第一導頻信道上的所述多個接收到的多路徑信號的信 號強度的代碼。優選地，所述機器可讀存儲器進一步包括用于在第二導頻信道上通過給所 述廣義碼賦非零值來測量所述多個接收到的多路徑信號的信號強度的代碼。優選地，所述機器可讀存儲器進一步包括用于將所述多個接收到的多路徑 信號中信噪比高于特定閾值的部分進行合并的代碼。優選地，所述機器可讀存儲器進一步包括用于基于最大比率合并算法將所 述多個接收的多路徑信號中的所述部分進行合并的代碼。 優選地，所述機器可讀存儲器進一步包括用于生成以下至少其一的代碼 多路徑信號時序信息、天線索引和所述多個接收到的多路徑信號的合并部分的 最大比率合并權重。根據本發明的另一個方面，本發明提供了一種在通信網絡內實現分集增益 的系統，所述系統包括修改至少一個導頻信道的廣義碼以為多個接收到的多路徑信號中的每一 個測量信號強度的電路；基于所述測量到的信號強度將所述多個接收到的多路徑信號進行部分合 并的電路。優選地，所述系統進一步包括測量所述多個接收到的多路徑信號的信噪比 的電路。優選地，所述系統進一步包括在第一導頻信道上通過給所述廣義碼賦零值 來測量所述多個接收到的多路徑信號的信號強度的電路。優選地，所述系統進一步包括在第二導頻信道上通過給所述廣義碼賦非零 值來測量所述多個接收到的多路徑信號的信號強度的電路。優選地，所述系統進一步包括將所述多個接收到的多路徑信號中信噪比高 于特定閾值的部分進行合并的電路。優選地，所述系統進一步包括基于最大比率合并算法將所述多個接收的多 路徑信號中的所述部分進行合并的電路。優選地，所述系統進一步包括生成以下至少其一的電路多路徑信號時序 信息、天線索引和所述多個接收到的多路徑信號的合并部分的最大比率合并權 重。本發明的各種優點、各個方面和創新特征，以及其中所示例的實施例的細 節，將在以下的說明書和附圖中進行詳細介紹。


圖1A是根據本發明一個實施例具有多個射頻鏈路和接收器信道估計的2個發射天線和M個接收天線的無線通信系統的結構示意圖； 圖IB是結合本發明一個實施例使用的耙式接收器(rake receiver)的結構 示意圖；圖2是根據本發明一個實施例的多路徑分集的耙指結構的示意圖；圖3是根據本發明一個實施例的天線和多路徑分集的耙指結構的示意圖；圖4是根據本發明一個實施例用于MIMO系統的基帶處理器的結構示意圖；圖5是根據本發明一個實施例用于選擇多個信號最強路徑的選擇控制單 元的結構示意圖；圖6是根據本發明一個實施例在第一測試例中的無線接收器的性能比較 示意圖；圖7是根據本發明一個實施例在第二測試例中的無線接收器的性能比較 示意圖；圖8是根據本發明一個實施例在第六測試例中的無線接收器的性能比較 示意圖；圖9是根據本發明一個實施例在具有較高時隙更新率的第六測試例中的 無線接收器的性能比較示意圖；圖10是根據本發明一個實施例在第三測試例中的無線接收器的性能比較 示意圖；圖11是根據本發明一個實施例由于軟切換(softhand-off，縮寫為SHO)時的無線接收器的性能比較示意圖。
具體實施方式
本發明的各個實施例涉及一種實現空時分集增益的方法和系統。本發明的 方法包括修改至少一個導頻信道的廣義碼以測量多個接收到的多路徑信號中 每個信號的強度。基于測量到的信號強度，可將所述多個接收到的多路徑信號 中的一部分合并。所述多個接收到的多路徑信號的信號強度可在第一導頻信道 上通過將其廣義碼賦零值來來測得。所述多個接收到的多路徑信號的信號強度 還可在第二導頻信道上通過將其廣義碼賦非零值來測得。
圖1A是根據本發明一個實施例的具有多個射頻鏈路和接收器信道估計的 2個發射天線和M個接收天線的無線通信系統的結構示意圖。參考圖1A，無 線通信系統100在發射端包括專用物理信道(DPCH)模塊126、多個混頻器 128、 130、 132、多個合并器134和136、第一發射天線(Txl) 138和附加的 發射天線(Tx2) 140。在接收端，無線系統110包括多個接收天線1061..>1、 單權重生成器(SWG) 110、多個射頻(RF)模塊114u、多個芯片匹配濾波 器(CMF) 116l,.p、基帶(BB)處理器126、單權重生成基帶處理器(SWGBB) 121。 SWGBB 121包括有信道估計器122和單權重生成器(SWG)算法模塊 124。DPCH126用于接收多個輸入信道，例如，專用物理控制信道(DPCCH) 和專用物理數據信道(DPDCH)。 DPCH 126可同時控制DPCCH和DPDCH 的功率。混頻器128用于將DPCH 126的輸出與擴頻和/或加擾信號進行混合 來產生擴頻復值信號，作為混頻器130和132的輸入。混頻器130和132分別 用權重因子\\^和W2對輸入的復值信號進行加權，并且產生輸出分別給多個 合并器134和136。合并器134和136將混合器130和132產生的輸出分別與 公共導頻信道1 (CPICm)和公共導頻信道2 (CPICH2)進行合并。公共導 頻信道1和2具有固定的信道碼分配，用來測量信道的相位幅度信號強度。例 如，單權重生成器(SWG)算法模塊124可使用權重Wi和W2，并生成相位 和/或幅度調節值。天線138和140可從合并器134和136接收產生的輸出并 且可傳輸無線信號。多個接收天線106l.m中，每個接收天線都接收發射的信號的至少一部分。 SWG IIO包括合適的邏輯、電路、和/或代碼，用于確定應用到每個輸入信號 R^m的多個權重。SWG IIO可用于修改從多個接收天線1061...1^接收到的發射 信號的一部分的相位和幅度，并產生多個輸出信號RFl..p。射頻模塊1141...1>包括合適的邏輯、電路和/或代碼，用于處理射頻信號。 射頻模塊1141...1)能夠執行如濾波、放大和模數(A/D)轉換操作。多個發射天 線138和140發射經處理過的射頻信號給接收天線106,...m。單權重生成器SWG IIO包括合適的邏輯、電路和/或代碼，用于確定應用于每個輸入信號的權重。
單權重生成器SWG 110可用于修改從多個接收天線106l.,m得到的信號中至少 一部分的相位和幅度，并生成多個瑜出信號RFl..p。多個射頻接收模塊114i.，.p 包括合適的邏輯、電路和/或代碼，用于將接收到的模擬射頻信號RFl..p放大 并將其降頻轉換到基帶。多個RF接收模塊1141...1>中的每個模塊均包括有對接 收到的模擬基帶信號進行數字化的模數(A/D)轉換器。多個芯片匹配濾波器(CMF) 116,...p包括合適的邏輯、電路和/或代碼， 用于對RF接收模塊1141...1>的輸出進行濾波進而產生同相(I)和正交(Q)分 量。考慮到這點，在本發明的一個實施例中，多個芯片匹配濾波器(CMF)116i…p 包括一對數字濾波器，將I和Q分量濾波在W-CDMA基帶的帶寬(3.84MHz) 之內。多個芯片匹配濾波器(CMF)的輸出將傳送到基帶處理器126。基帶處理器126從多個芯片匹配濾波器(CMF) 1161...1>接收同相和正交 (I，Q)分量并且產生多個基帶合并的信道估計值^到i。基帶處理器126可產 生原始輸入的空分復用子流信號或符號X,到Xp的多個估計值A到&。基帶 處理器126可使用BLAST (貝爾實驗室分層空時)算法來分離不同的空時信 道，例如，通過執行子流檢測和子流消除來實現。使用BLAST的算法時，幾 乎可以線性增加傳輸的容量。多個群集路徑處理器CPP 118l,.p產生對應于多個接收天線106l,.m的基 帶合并信道估計值^到i。信道估計器122包括合適的邏輯、電路、和/或代碼， 用于處理從基帶處理器126接收到的估計值^到i并產生經處理的估計信道的 矩陣H，由單權重生成器(SWG)算法模塊使用。SWG算法模塊124可分別地求出多個幅度值A和相位值Oh這些值被 SWG IIO用來修正由多個接收天線1061.接收到的發射信號的一部分的相位 和幅度，并且產生多個輸出信號RFL..p。圖1B是結合本發明一個實施例使用的耙式接收器的結構示意圖。參考圖 1B，有耙式接收器150、路徑搜尋器152和信道估計器154。耙式接收器150包括去擾碼器和去擴頻器156、積分陡落(integrate and dump)模塊158、最大比率合并(MRC)模塊160。耙式接收器150可以是射 頻接收器，經設計使用多個子接收器來抗衡多路徑衰減造成的影響。每個子接
收器為了與單獨的多路徑成分相匹配而被延遲。每個成分可單獨解碼，然后合并，這樣便在多路徑環境內產生較高的信噪比(或Eb/No)。在耙式接收器150中，針對每個多路徑分配一個耙指，使接收到的信號的 能量最大。每個不同的多路徑信號可以合并來形成具有比單一路徑的信號好得 多的特征的復合信號。接收到的信號可分割到多個獨立的路徑中，與其對應的 信道估計值合并。去擾碼器和去擴頻器156包括合適的邏輯、電路、和/或代碼，用于將加 擾碼和加擾碼的延遲版本乘以接收到的信號。延遲由路徑搜尋器152在去擾碼 之前確定。每個延遲對應于一個單獨的被耙式接收器150合并的多路徑。去擾 碼器和去擴頻器156通過將去擾碼后的數據乘以擴頻碼，來對每個路徑的去擾 碼數據進行去擴頻。積分陡落模塊158包括合適的邏輯、電路、和/或代碼，用于對已經去擴 頻的數據在一個符號周期內求積分，并針對每個正交相移鍵控(QPSK)符號產 生一個復合采樣輸出。此處理過程可以針對耙式接收器150合并的所有路徑執 行。MRC模塊160包括合適的邏輯、邏輯、電路、和/或代碼，使用相應的信 道信息和合并方案例如最大比率合并(MRC)合并通過不同路徑得到的相同 的符號，并產生輸出信號。信道估計器154包括合適的邏輯、電路、和/或代碼，用于估計每個識別 出的信道的相位和幅度。信道相位和幅度可用于將接收到的信號的每個路徑進 行合并。路徑搜尋器152包括合適的邏輯、電路、和/或代碼，用于估計復合接收 信號內的每個路徑的延遲。接收到的信號被按照路徑尋找器152估計出的值延 遲一定的量，并與加擾和擴頻碼的共軛相乘。例如，經過去擾碼和去擴頻的數 據可以在一個符號周期中進行合并。在W-CDMA下行鏈路業務信道中，導頻符號，如2到8符號和控制符號 可能在W-CDMA幀時隙中發送。例如，每個W-CDMA幀有15個時隙，每個 幀有10ms長。在W-CDMA系統的下行鏈路中，公共導頻控制信道(CPICH)將以比專用業務信道更高的功率進行發送。CPICH可由特定蜂窩小區內的所 有移動終端接收到。例如，CPICH可用恒定的擴頻因子(SF) 256和全部為1 的擴頻碼來發送。例如，每個時隙可有10個符號則每個CPICH幀有150個符 號。在接收端，CPICH符號作為導頻符號可用于信道估計。圖2是根據本發明的一個實施例的多路徑分集的耙指結構的示意圖。圖2 中，展示了第一公共導頻信道(P-CPICH) 201、第二公共導頻信道(S-CPICH) 203、專用物理信道(DPCH) 205、多個多路復用器224和228、接收信號碼 功率模塊(RSCP) 230。P-CPICH201包括接收器前端模塊202、去擾碼器204、累加器206、 IIR 濾波器208。 S-CPICH203包括接收器前端210、去擾碼器212、累加器214、 1IR濾波器216。 DPCH205包括接收器前端218、去擾碼器220、累加器222、 信道補償和解碼模塊224。接收器前端模塊202、 210、 218可包括合適的邏輯、電路、和/或代碼， 用于處理從天線1接收到的RP信號。例如，多個接收器前端202、 210、 218 可以進行濾波、放大、模數(A/D)轉換操作。接收器前端模塊202、 210、 218 可將接收到的模擬RF信號放大和降頻轉換到基帶。接收器前端模塊202、210、 218每個都包括有模數(A/D)轉換器，用于對接收到的模擬基帶信號進行數 字化。多個去擾碼器204、 212、 220可包括合適的邏輯、電路、和/或代碼，用 來將接收到的信號乘以加擾碼和延遲了的加擾碼。延遲由路徑搜尋器152在去 擾碼之前進行確定。每個延遲都對應于被耙式接收器150合并的一個單獨的多 路徑。去擾碼器204、 212、 220可通過用擴頻碼乘以去擾碼后的數據來對去擾 碼后的數據進行去擴頻操作。去擾碼器212和220也可將接收到的信號乘以加 擾碼和/或正交變量擴頻碼(OVSF)。多個累加器206、 214、 222包括合適的邏輯、電路、和/或代碼，用來對 分別從去擾碼器204、 212、 220得到的經去擾碼的信號進行累加。多個IIR濾 波器208和216包括合適的邏輯、電路、和/或代碼，用于分別對從累加器206、 214得到的接收信號路徑進行IIR濾波。P-CHICH 201可處理第一導頻信號來估計信道并執行最大比率合并操作。 一旦需要第二導頻來解調，S-CHICH203可處理第二導頻信號。DPCH 205可 基于從P-CfflCH201和S-CHICH203得到的信道信息處理數據。多路復用器224可用導頻選擇信號來選擇其中一個導頻信號(例如， P-CHICH 201或S-CHICH 203)，并產生輸出給信道補償和解碼模塊226。信 道補償和解碼模塊226使用多路復用器224選擇的導頻信號。信道補償和解碼 模塊226使用相應的信道信息和合并方案如最大比率合并(MRC)對通過不 同的路徑得到的相同的符號進行合并，并產生輸出信號。多路復用器228可用導頻選擇信號來選擇其中一個導頻信號(例如， P-CHICH 201或S-CHICH 203 )，并且相應地產生輸出給RSCP模塊230。RSCP 模塊230可包括合適的邏輯、電路、和/或代碼，用于測量選擇的導頻信號的 接收信號碼功率。本發明實現分集增益的處理可用于對抗無線蜂窩通信系統中的多路徑衰 減，因為可在不增加發射功率或不損失帶寬效率的同時，提高信號的質量。在 單天線的W-CDMA手機中，不同的多路徑信號的衰減是彼此獨立的。接收器 可對幾個不同的多路徑信號中的相同信號進行解調，并且對該不同的多路徑信 號進行合并。得到的合并信號比單個信號更強。圖3是根據本發明的一個實施例的天線和多路徑分集的耙指結構示意圖。 圖3中，有公共導頻信道l (CPICH1) 301、公共導頻信道2 (CPICH2) 303、 專用物理信道(DPCH) 305、多個多路復用器324和332、以及多個接收信號 碼功率模塊328和330。CPICH1 301包括接收器前端模塊302、去擾碼器304、累加器306和IIR 濾波器308。 CPICH2 303包括接收器前端310、去擾碼器312、累加器314、 和IIR濾波器316。DPCH 305包括接收器前端318、去擾碼器320、累加器322、 信道補償和解碼模塊324。接收器前端模塊302可包括合適的邏輯、電路、和/或代碼，用于處理從 天線1接收到的RF信號。接收器前端模塊310可包括合適的邏輯、電路、和 /或代碼，用于處理從天線2接收到的RF信號。接收器前端318可包括合適的 邏輯、電路、和/或代碼，用于處理從天線1或2接收到的RF信號。多路復用 器332可使用天線選擇信號來從天線1和天線2其中之一選擇接收的信號，并 且產生輸出到接收器前端模塊318。多個接收器前端模塊302、 310和318執 行例如濾波、放大和模數轉換操作。多個接收器前端模塊302、 310和318可 用于對接收到的模擬RF信號進行放大并降頻轉換到基帶。接收器前端模塊 302、 310和318可包括有模數轉換器(A/D)，對接收到的模擬基帶信號進行 數字化。去擾碼器304、 312和320包括合適的邏輯、電路、和/或代碼，用于將接 收到的信號乘以加擾碼和延遲了的加擾碼。延遲可由路徑搜尋器152在去擾碼 之前確定。每個延遲對應于被搜尋接收器150合并的一個單獨的多路徑。去擾 碼器304、 312和320可使用擴頻碼乘以經過去擾碼后的數據來對去擾碼后的 數據進行去擴頻。去擾碼器304、 312和320也可使用加擾碼和/或正交變量擴 頻因子(OVSF)編碼乘以接收到的信號。累加器306、 314和322可包括合適的邏輯、電路、和/或代碼，對分別從 去擾碼器304、 312和320得到的經去擾碼的信號進行累加。IIR濾波器308 和316可能包括合適的邏輯、電路、和/或代碼，用于對從累加器306和314 得到的信號路徑進行IIR濾波，并分別產生輸出信號給RSCP模塊328和330。多路復用器324使用導頻選擇信號來選擇一個導頻信號(例如，CPICH1 301或者CHICH2 303)，并產生輸出給信號補償和解碼模塊326。信道補償和 解碼模塊326可利用多路復用器326選擇的導頻信號。信道補償和解碼模塊 326可使用相應的信道信息和合并方案(例如，最大比率合并MRC)來將從 不同路徑得到的同樣的符號進行合并，并產生輸出信號。RSCP模塊328可包括合適的邏輯、電路、和/或代碼，用于測量接收信號 碼功率或者從天線1得到的多個多路徑信號的信噪比(SNR)，并且產生輸出 信號給選擇控制單元。RSCP模塊330可包括合適的邏輯、電路、和/或代碼， 用于測量接收信號碼功率或者從天線2得到的多路徑信號的信噪比(SNR)， 并且產生輸出信號給選擇控制單元。至少一個導頻信道(例如，CPICH1 301或CPICH2 303)的廣義碼可進行 修改，該廣義碼可測量多個接收到的多路徑信號中每個多路徑信號的強度。該多個接收到的多路徑信號的強度可在第一導頻信道如CPICH1 301上通過對其 廣義碼或去擾碼器304中的加擾碼賦零值來測得。該多個接收到的多路徑信號 的強度還可在第二導頻信道如CPICH2 303上通過將其廣義碼或去擾碼器312 中的加擾碼賦非零值來測得。根據本發明的一個實施例，可選擇多個最強的多路徑信號來進行解調，比 如，可基于測得的多路徑信號的信噪比(SNR)來選擇12個多路徑信號中的 6個。CPICH1 301和CPICH2 303可同時用來監測從兩個天線(天線1和天線 2)得到的信號。最強的信號路徑可由DPCH 305基于它們測得的信噪比來進 行處理。圖4是根據本發明的一個實施例在MIMO系統中使用的基帶處理器的結 構示意圖。圖4中，基帶處理器400包括群集路徑處理器(CPP)模塊432、 最大比率合并模塊424、去擴頻模塊426、分集處理器428、宏單元合并器模 塊430、比特率處理模塊431、巻積解碼模塊438、 Turbo解碼模塊440。美國專利申請No. 11,173,854 (代理號16218US02)提供了對信號群集的 詳細描述并且在此完整地引用它作為本申請文件的一部分。CPP模塊432可包括多個群集處理器，用來接收和處理比如從芯片匹配濾 波器(CMF)接收到的輸入信號。在基帶接收處理器400中，CPP模塊432中的 CPP 432a，…,432n可劃分為多個處理器對，其中的每對處理器用來跟蹤時間 (time-wise)并且估計群集中的元素的復合相位和幅度。 一個群集即為接收到 的多路徑信號的聚合，其最大時間差不超過16xl/3.84S秒。在這些情況下，兩 個處理器的需要是來自于W-CDMA標準設備的接收模式中發射信號是通過兩 個天線發射的，這兩個天線需要兩個處理器。這些接收模式包括閉環1 (CL1)、 閉環2 (CL2)和STTD。 CPP模塊432可確定信道的整體傳遞函數的估計值， 并且可用于在每個基站恢復信道。CPP模塊432可基于每個基站生成信道實際時變脈沖響應的信道估計值 i^和^。 CPP 432也可在每個基站的基礎上產生與在接收端的天線(例如，圖 1A中的天線106L.,M)接收到的信號相關的時序信息T。相應的鎖指示器"和 L2可由群集處理器生成。鎖指示器可以指出，相應的估計值中的哪些分量為 有效分量值。在本發明的一個實施例中，當發送的信號用兩個天線來發射時，群集路徑處理器432a，…,432n可被配置為成對地運行，其中這兩個天線可位于 同一基站中，或者在不同的基站中。每個基站的信道的實際時變脈沖響應的信 道估計值fi,和^以及鎖指示器I^和L2、和每個基站的時序信息T，可傳送給 單權重生成器模塊(SWG)以及最大比率合并(MRC)模塊424進行進一步 處理。信道估計值&和62、鎖指示器L,和L2和時序信息T可由SWG模塊用 來產生單個權重(SW)控制信號，用于接收天線接收到的一個或多個信號的 相移。最大比率合并模塊424可包括合適的邏輯、電路、和/或代碼，用于從相 應的群集路徑處理器模塊432接收時序基準信號T，和信道估計值和鎖指示器 (hi,L》和(h2,L2)，以用來處理例如從芯片匹配濾波模塊(CMF)接收到的信 號。最大比率合并模塊424可使用依據對應的鎖指示器的指示有效的信道估計 值分量，而不使用依據對應的鎖指示器指示無效的信道估計值分量。最大比率 合并模塊424可提供一種合并方案或機制來實現耙式接收器，結合使用自適應 天線陣列來對抗噪聲、衰減、和/或共信道干擾。根據本發明的一個實施例，最大比率合并模塊424可包括合適的邏輯、電 路、和/或代碼，用于將從分配的RF信道接收到的各個不同路徑信號相加在一 起，來達到最高的可達到信噪比。該最高的可達信噪比取決于最大比率合并器。 最大比率合并器是分集合并器時，將所有接收的多路徑信號相加在一起，其中 每個多路徑信號都具有唯一的增益。相加之前每個多路徑的增益與該多路徑接 收到的信號電平成正比，而與多路徑噪聲電平成反比。每個最大比率合并模塊 也可使用其它信號合并技術，例如選擇合并器、切換的分集合并器、等增益合 并器或最優合并器。在本發明的一個實施例中，最大比率合并模塊424內耙指的分配取決于從 群集路徑處理模塊432得到的信道估計值&和h2。最大比率合并模塊424內 用到的比例常數取決于從群集路徑處理模塊432得到的有效信道估計值和ii,。
去擴頻器(DS)模塊426可包括多個去擴頻426a,...，426n。每個去擴頻器 426a,…,426n可包括合適的邏輯、電路、和/或代碼，用于對接收到的信號進行 去擴頻，這些接收到的信號可能之前在發射器中用正交擴頻碼進行了擴頻。在 傳送信息信號(稱為"符號")之前，發射器可能己經應用了正交擴頻碼，產生 的信號包括多個片段(chips)。去擴頻模塊426可產生本地碼，如Gold碼或 正交變量擴頻因子(OVSF)碼，通過包括乘法和累加操作的方法應用于接收 到的信號。在對預定數量的信號片段(符號在其內進行調制)的積分完成之后， 處理增益可得到實現。在接收器端進行去擴頻之后，可提取出原始符號。WCDMA在擴展頻譜 信號(其為正交的，減少了多址干擾(MAO)中間使用擴頻碼，可支持單個 RF信號中的多個擴展頻譜信號的同時發送。接收器可通過應用去擴頻碼(等 效于用于生成擴展頻譜信號的編碼)來從發射的多個擴展頻譜信號中提取出單 獨的符號。與CPP模塊432和MRC模塊424相似的是，去擴頻器模塊426 可被分配到每個基站，同時，MRC模塊424與被分配到同一個基站上的去擴 頻器模塊426通信。分集處理器428，包括多個分集處理器模塊428a,…，428n，可包含合適的 邏輯、電路、和/或代碼，用于合并以分集模式從多個天線發射的信號。該分 集模式包括OL、 CL1和CL2。分集處理器428可合并從在同一個基站的多個 天線發射的信號。與群集路徑處理器432相似的是，最大比率合并模塊424 和去擴頻器模塊426、分集處理器428可被分配到每個基站，同時，分集處理 器428與被分配到同一個基站的去擴頻模塊426進行通信。宏單元合并器430可包括合適的邏輯、電路、和/或代碼，用于實現宏觀 分集。宏觀分集方案可用于合并兩個或多個長期對數正態信號(lognormal signal),該信號可通過從位于不同基站的兩個或多個不同天線接收到的單獨的 衰減路徑得到。微觀分集方案可用于合并兩個或多個短期瑞利(Rayleigh)信 號，其中該信號通過從一個接收站點的兩個或多個不同天線接收到的單獨衰減 路徑獲得。比特率處理模塊431可包括合適的邏輯、電路和/或代碼，用于處理從宏
單元合并器430接收到的數據幀。處理過程可進一步包括對接收的幀內的數據 進行去穿孔(depimcturing)、去交錯，并進一步確定在輸出信號中傳送經過處 理的幀的速率。巻積解碼器438可包括合適的邏輯、電路、和/或代碼，用于處理在3GPP 規范中規定的巻積碼的解碼。巻積解碼器的輸出可以是數字信號，其包括語音 信息，適于由語音處理單元進行處理。Turbo解碼器440可包括合適的邏輯、 電路和/或代碼，用于處理在3GPP規范中規定的巻積碼的解碼。Turbo解碼器 440的輸出可以是數字信號，其具有數據信息，適于由視頻顯示處理器使用。最大比率合并模塊424可使用每個基站的信道估計值和鎖指示器(hi,L》、 012山2)和時序信息T，來分配耙指給接收到的各個不同路徑信號，并且為每個 耙指分配比例常數。接收到的各個不同路徑信號可在最大比率合并模塊424 中作為信號群集進行處理。在本發明的一個實施例中，最大比率合并模塊424 可分配時間T(n)給CPP 432的第n個柵格元素，且多個時間T(n)取決于時間基 準T。給定了時間分配和時間偏移toff，特定的CPP432模塊即432n可在始于 [T(n)—toff/2]、結束于[T(n)+tofe2]的時間間隔內檢測各個不同路徑信號。針對每個CPP432集中接收到的各個不同路徑信號組成一個信號群集。對 于一組耙指的n的值，接收器內的CPP 432的各處理元素的T(n)值之間的關 系滿足T (n+l) —T(n)等于常數。所以， 一旦T確定了，信號群集中各個不 同路徑信號的接收的時序關系就可以確定。時間偏移值toff可代表一段持續時 間，其至少有傳送一個符號中的多個片段所需的時間那么長。例如，如果該符 號包括16個片段，且W-CDMA的片段傳送率是3.86x106片段/秒，這樣的話， 時間偏移量將是(16/3.84x106)秒，即大約4毫秒。本發明的實施例并不限于針對耙式接收器的所有n個耙指T (n+l) —T(n) 的值恒定的情況。然而，每個值T(n)均取決于時間基準信號T。最大比率合并模塊424可成比例調整并將接收到的各個不同路徑信號相 加來生成片級輸出(chip level output),并傳送給去擴頻模塊426。去擴頻器模 塊426對從最大比率合并模塊424接收到的片級信號進行去擴頻，從而產生原 始發射信號的估計值。分集處理器模塊428提供分集處理并基于每個基站產生輸出數據估計值。當接收到的信號是由多個基站發射的時，宏單元合并模塊430實現宏觀分集。比特率處理模塊431可執行處理任務，包括對在接收的各 個不同路徑信號內傳送的數據幀進行去打孔和去交錯。比特率處理器模塊431 可確定傳送經過處理的數據幀給巻積解碼器模塊438和/或Turbo解碼器模塊 440的速率。巻積解碼器模塊438對比特率處理模塊431的輸出中產生的信號 的語音部分進行巻積解碼。Turbo解碼器模塊440對比特率處理模塊431的輸 出中產生的信號的數據部分進行Turbo解碼。圖5是根據本發明的一個實施例用于選擇多個最強信號的選擇控制單元 的模塊圖。圖5中示出了選擇控制單元502。選擇控制單元502可包括合適的邏輯、電路、和/或代碼，用于接收多個 多路徑信號及其中對應的RSCP測量值或SNR測量值。例如，對于具有6個 耙指的耙式接收器150，選擇控制單元502可從2個天線(天線1和天線2) 接收12個多路徑信號以及它們相應的RSCP測量值。選擇控制單元502可基 于接收到的RSCP測量值選擇接收到的多路徑信號中的一部分。例如，選擇控 制單元502可在接收到的12個多路徑信號中產生最強的6個多路徑信號。選 擇控制單元502也可產生如多路徑時序、天線索引和相應的產生多路徑信號的 MRC權重。6個耙指中可選擇DPCH 305用于6個最強的路徑。為了實現更多的分集增益，使用多個天線來提供更多的信號接收。例如， 對于手持設備來說，可使用兩個天線。使用兩個天線的情況下，可解的多路徑 信號數量相對于一個天線可以增加一倍。通過將從兩個天線得到的多路徑信號 進行合并，便可實現完全的分集增益，這可能需要將用于其它天線的耙式接收 器上已有的耙指數目翻倍。分集的階由可供選擇的總的可用多路徑信號數量來 決定，而不是由選擇的多路徑信號的數量來決定。完全分集增益可從空間或天 線和時間或多路徑信號得到。完全分集增益的階可計算為天線的數量乘以多路 徑信號的數量的積。當沒有衰減并且信號只被高斯加性白噪聲(AWGN)影響時，用誤比特率 (BER)衡量的性能可用下式代表-<formula>formula see original document page 20</formula>(1)其中，Q(x)是變量x的Q函數，a是基于分集路徑數量的常數。BER可隨著信 噪比(SNR)的增加而呈指數下降。在瑞利衰減情況中，SNR可以是指數隨 機變量并且式(1)可能是基于衰減的BER的條件值。因此，平均BER可通1 ，過對式(1)求平均用SNR的密度函數，平均S^ ，表示為^，可根據下式來計算<formula>formula see original document page 20</formula>，皿來確定。帶有衰減時的5M -=鵬(2)平均^可隨SNR的增加而下降。為提高性能，將多個多路徑信號合并， 例如，可將L個多路徑信號合并。結果產生的^可根據下式計算<formula>formula see original document page 20</formula>當信道是同樣彼此獨立的時，^/=^一1,...，丄。式(3)可用下式表示<formula>formula see original document page 20</formula>(4)進行分集合并后，信道的性能或者平均BER可根據SNR的倒數上升到第L次冪而改變。SNR的倒數的冪可稱為分集的階。針對iid瑞利衰減的情況，L個多路徑信號中最強的m個多路徑信號的聯合密度函數可根據下式計算<formula>formula see original document page 20</formula>，(5)BER在合并了最強的m個多路徑信號之后，可根據下式計算: 麗=J…J《E ,)——~ ^A^-"涵丄必A^. <formula>formula see original document page 20</formula>(6) 從式(6)可知，分集的階是L,與m無關。對于lSm￡L選擇所有的多 路徑信號和選擇m個多路徑信號之間將存在差異，這被定義為SNR差異。從 式(4)和式(6)可知，此SNR差異可根據下式計算5AK_ [1010g("/ /72!/77") /丄]必 (7)通過合并最強的6個多路徑信號，本發明可損失例如 [101og(12!/6!66)]dB=0,9dB。例如，對于總共有12個多路徑信號的情況下，選 擇耙式接收器的6個耙指用于一個天線，可以得到與用兩個天線時同樣的分集 增益，而SNR的損失少于ldB。如果多路徑信號數量少于12個，損失會更少。 在耙式接收器150的每個耙指中，有兩個未被同時使用的導頻估計器。根據本 發明的一個實施例，非活動的那個導頻估計器可用于監視來自兩個天線的多路 徑信號，并不增加任何硬件的復雜性。根據本發明的一個實施例，選擇控制單元502可基于接收到的RSCP測量 值來選擇多個接收到的多路徑信號的一部分。例如，選擇控制單元502可在接 收到的12個多路徑信號中產生6個最強的多路徑信號，或者選擇多個接收到 的多路徑信號中超過一定閾值的一部分多路徑信號。被選擇控制單元502選擇 的該部分多路徑信號可通過最大比率合并(MRC)算法來合并。例如，MRC 模塊424合并由選擇控制單元502選擇的多個接收到的多路徑信號。選擇控制 單元502也可產生如多路徑時序、天線指數和相應的產生的多路徑信號的MRC 權重等信息。圖6是根據本發明的一個實施例在第一測試例中的無線接收器的性能比 較示意圖。圖6中，曲線圖602表示在基于3GPPTS 25.101的第一測試例(Case 1)下的無線接收器的性能比較。例如，其中有2個多路徑信號， 一個多路徑 信號在OdB,第二個多路徑在-10dB。更新率是150個導頻信號且多普勒 (Doppler)頻率是350Hz。隨著SNR或(EC/lor)的增加出錯概率的變化情況可用三個不同的接收器 結構來示出。對于采用單個天線和6個耙指的第一接收器結構，隨著SNR或 (Ec/lor)的增加出錯概率的變化情況表示為la-MRC604。對于具有兩個天線 和6個耙指的第二接收器結構，隨著SNR或(Ec/lor)的增加出錯概率的變化
情況表示為2as-MRC 606。在此接收器結構中，最強的6個多路徑信號可基于 它們的測量出的信噪比來選擇，6個耙指用來對這最強的6個多路徑信號進行 解調。對于具有兩個天線和12個耙指的第三接收器結構，隨著SNR或(Ec/lor) 的增加出錯概率的變化情況表示為2a-MRC 608。在這種情況下，耙式接收器 的每個耙指解調一個多路徑信號。對于第二種有兩個天線和6個耙指的接收器結構來說，其性能在任何更新 率下可與有兩個天線和12個耙指的第三種接收器結構的性能相同。例如，有 2個天線和6個耙指的第二種接收器結構的增益與一個天線的情況相比，是 3dBQ圖7是根據本發明的一個實施例在第2個測試例中無線接收器的性能比較 示意圖。參考圖7，所示的曲線圖702表示無線接收器在基于3GPPTS 25.101 的第二測試例(Case 2)下的性能比較。例如，可以有3個多路徑信號，即處 于0dB的第一多路徑，處于0dB的第二多路徑，處于0dB的第三多路徑。更 新率是150個導頻信號且多普勒頻率是350Hz。隨著SNR或(Ec/lor)的增加出錯概率的變化情況可用三個不同的接收器 結構來示出。對于采用單個天線和6個耙指的第一接收器結構，隨著SNR或 (Ec/lor)的增加出錯概率的變化情況表示為la-MRC704。對于具有兩個天線 和6個耙指的第二接收器結構，隨著SNR或(Ec/lor)的增加出錯概率的變化 情況表示為2as-MRC 706。在此接收器結構中，最強的6個多路徑信號可基于 它們的測量出的信噪比來選擇，6個耙指用來對這最強的6個多路徑信號進行 解調。對于具有兩個天線和12個耙指的第三接收器結構，隨著SNR或(Ec/lor) 的增加出錯概率的變化情況表示為2a-MRC 708。在這種情況下，耙式接收器 的每個耙指解調一個多路徑信號。對于第二種有兩個天線和6個耙指的接收器結構來說，其性能在任何更新 率下可與有兩個天線和12個耙指的第三種接收器結構的性能相同。例如，有 2個天線和6個耙指的第二種接收器結構的增益與一個天線的情況相比，是 3dBQ圖8是根據本發明的一個實施例在第6測試例中無線接收器的性能比較示
意圖。參考圖8，展示的曲線圖802表示無線接收器在基于3GPPTS 25.101的 第6測試例(Case 6)下的性能比較。例如，可以有4個多路徑信號，第一個 多路徑是OdB,第二個多路徑是-3dB，第三個多路徑是-6dB，第四個多路徑是 -9dB。更新率是1個導頻信號且多普勒頻率是420Hz。隨著SNR或(Ec/lor)的增加出錯概率的變化情況可用三個不同的接收器 結構來示出。對于采用單個天線和6個耙指的第一接收器結構，隨著SNR或 (Ec/lor)的增加出錯概率的變化情況表示為la-MRC804。對于具有兩個天線 和6個耙指的第二接收器結構，隨著SNR或(Ec/lor)的增加出錯概率的變化 情況表示為2as-MRC 806。在此接收器結構中，最強的6個多路徑信號可基于 它們的測量出的信噪比來選擇，6個耙指用來對這最強的6個多路徑信號進行 解調。對于具有兩個天線和12個耙指的第三接收器結構，隨著SNR或(Ec/lor) 的增加出錯概率的變化情況表示為2a-MRC 808。在這種情況下，耙式接收器 的每個耙指解調一個多路徑信號。對于第二種有兩個天線和6個耙指的接收器結構來說，其性能在以該導頻 符號率更新的情況下可與有兩個天線和12個耙指的第三種接收器結構的性能 相同。例如，有2個天線和6個耙指的第二種接收器結構的增益與一個天線的 情況相比，是3dB。圖9是根據本發明的一個實施例在第6個測試例中無線接收器的性能比較 示意圖。參考圖9，所展示的曲線圖902表示無線接收器在基于3GPPTS 25.101 的第6測試例(Case 6)下的性能比較。例如，可以有4個多路徑信號，第一 個多路徑是0dB,第二個多路徑是-3dB，第三個多路徑是-6dB，第四個多路徑 是-9dB。更新率是10個導頻信號并且多普勒頻率是420Hz。隨著SNR或(Ec/lor)的增加出錯概率的變化情況可用三個不同的接收器 結構來示出。對于采用單個天線和6個耙指的第一接收器結構，隨著SNR或 (Ec/lor)的增加出錯概率的變化情況表示為la-MRC904。對于具有兩個天線 和6個耙指的第二接收器結構，隨著SNR或(Ec/lor)的增加出錯概率的變化 情況表示為2as-MRC 906。在此接收器結構中，最強的6個多路徑信號可基于 它們的測量出的信噪比來選擇，6個耙指用來對這最強的6個多路徑信號進行 解調。對于具有兩個天線和12個耙指的第三接收器結構，隨著SNR或(Ec/lor) 的增加出錯概率的變化情況表示為2a-MRC 908。在這種情況下，耙式接收器 的每個耙指解調一個多路徑信號。第二種有兩個天線和6個耙指的接收器結構與第三種有兩個天線和12個 耙指的接收器結構之間的性能差異在時隙率為10個導頻符號并且多普勒頻率 是420Hz的情況下，大約是0.5 dB。第二種有兩個天線和6個耙指的接收器的 增益與僅有一個天線的情況比，大約是3dB。當移動速度增加、更新率下降時, 第二種有兩個天線和6個耙的接收器結構的性能會下降。圖10是根據本發明的一個實施例在第3測試例中無線接收器的性能比較 示意圖。參考圖10，所展示的曲線圖1002表示無線接收器在基于3GPP TS 25.101的第3測試例(Case 3)下的性能比較。例如，可以有4個多路徑信號， 第一個多路徑是OdB,第二個多路徑是-3 dB，第三個多路徑是-6 dB，第四個 多路徑是-9 dB。更新率是10個導頻信號并且多普勒頻率是420Hz。隨著SNR或(Ec/lor)的增加出錯概率的變化情況可用三個不同的接收器 結構來示出。對于采用單個天線和6個耙指的第一接收器結構，隨著SNR或 (Ec/lor)的增加出錯概率的變化情況表示為la-MRC 1004。對于具有兩個天 線和6個耙指的第二接收器結構，隨著SNR或(Ec/lor)的增加出錯概率的變 化情況表示為2as-MRC 1006。在此接收器結構中，最強的6個多路徑信號可 基于它們的測量出的信噪比來選擇，6個耙指用來對這最強的6個多路徑信號 進行解調。對于具有兩個天線和12個耙指的第三接收器結構，隨著SNR或(Ec/lor)的增加出錯概率的變化情況表示為2a-MRC 1008。在這種情況下， 耙式接收器的每個耙指解調一個多路徑信號。第二種有兩個天線和6個耙指的接收器結構與第三種有兩個天線和12個 耙指的接收器結構之間的性能差異在時隙率為10個導頻符號并且多普勒頻率 是420Hz的情況下，大約是0.2 dB。第二種有兩個天線和6個耙指的接收器的 增益與僅有一個天線的情況比，大約是2dB。當移動速度增加、更新率下降時， 第二種有兩個天線和6個耙的接收器結構的性能會下降。圖11是根據本發明的一個實施例無線接收器由于軟切換(SHO)的性能 比較示意圖。參考圖ll，所展示的曲線圖1102表示無線接收器因基于3GPPTS 25.101的軟切換造成的性能比較。例如，可以有6個多路徑信號，第一個多路 徑是0dB,第二個多路徑是-3 dB，第三個多路徑是-6 dB，第四個多路徑是-9 dB，第五個多路徑是-12dB，第六個多路徑是-15dB。例如，更新率可以是IO 個導頻信號并且多普勒頻率可以是350Hz。隨著SNR或(Ec/lor)的增加出錯概率的變化情況可用三個不同的接收器 結構來示出。對于采用單個天線和6個耙指的第一接收器結構，隨著SNR或(Ec/lor)的增加出錯概率的變化情況表示為la-MRC 1104。對于具有兩個天 線和6個耙指的第二接收器結構，隨著SNR或(Ec/lor)的增加出錯概率的變 化情況表示為2as-MRC 1106。在此接收器結構中，最強的6個多路徑信號可 基于它們的測量出的信噪比來選擇，6個耙指用來對這最強的6個多路徑信號 進行解調。對于具有兩個天線和12個耙指的第三接收器結構，隨著SNR或(Ec/lor)的增加出錯概率的變化情況表示為2a-MRC 1108。在這種情況下， 耙式接收器的每個耙指解調一個多路徑信號。第二種有兩個天線和6個耙指的接收器結構與第三種有兩個天線和12個 耙指的接收器結構之間的性能差異在時隙率為10個導頻符號并且多普勒頻率 是420Hz的情況下，大約是0.65dB。第二種有兩個天線和6個耙指的接收器 的增益與僅有一個天線的情況比，大約是2dB。當移動速度增加、更新率下降 時，第二種有兩個天線和6個耙的接收器結構的性能會下降。針對分別如圖6和圖7中所示的第1測試例和第2測試例，第二種有兩個 天線和6個耙的接收器結構的性能與第三種有兩個天線和12個耙指的接收器 結構的性能在任何更新率的情況下都相似。在圖8、圖9、圖10中所示的第3 測試例和第6測試例中，第二種有兩個天線和6個耙指的接收器結構的性能與 第三種有兩個天線和12個耙指的接收器結構的性能在例如時隙率或10個導頻 符號和多普勒頻率為420Hz的情況下相差0.2 0.5dB。第二種有兩個天線和6 個耙指的接收器結構的增益與只有一個天線的情況相比較大約是2dB。在軟切 換實施例中，第二種有兩個天線和6個耙指的接收器結構的性能與第三種有兩 個天線和12個耙指的接收器結構的性能在例如時隙率或10個導頻符號和多普
勒頻率為420Hz的情況下相差0.65dB。根據本發明的一個實施例，本發明實現空時分集增益的方法和系統包括修 改至少一個導頻信道(如CPICH1 301或CPICH2 303)的廣義碼來測量多個 接收到的多路徑信號的信號強度。選擇控制單元502基于由多個RSCP模塊 328和330測量到的信號強度來合并該多個接收到的多路徑信號中的一部分。 該多個接收到的多路徑信號的信號強度可在第一導頻信道上(例如，CPICH1 301)將其廣義碼或去擾碼模塊304中的加擾碼賦零值來測得。該多個接收到 的多路徑信號的強度還可在第二導頻信道(例如，CPICH2 303)上將其廣義 碼或去擾碼模塊212中的加擾碼賦非零值來測得。選擇控制模塊502可基于接收到的RSCP測量值來選擇多個接收到的多路 徑信號中的一部分信號。例如，選擇控制單元可在接收到的12個多路徑信號 中或者在接收到的多路徑信號中超過一定閾值的信號中產生6個最強的多路 徑信號。由選擇控制模塊502選擇出的該部分多路徑信號可通過最大比率合并 (MRC)算法來合并。選擇控制單元5020也可產生如多路徑時序、天線索引、 和相應的產生多路徑信號的MRC權重。本發明的另一實施例提供一種機器可讀存儲器，其內存儲的計算機程序具 有至少一個代碼段可被機器執行，使該機器能夠執行在上面描述的實現空時分 集增益的方法。因此，本發明可以通過硬件、軟件，或者軟、硬件結合來實現。本發明可 以在至少一個計算機系統中以集中方式實現，或者由分布在幾個互連的計算機 系統中的不同部分以分散方式實現。任何可以實現所述方法的計算機系統或其 它設備都是可適用的。常用軟硬件的結合可以是安裝有計算機程序的通用計算 機系統，通過安裝和執行所述程序控制計算機系統，使其按所述方法運行。在 計算機系統中，利用處理器和存儲單元來實現所述方法。本發明還可以通過計算機程序產品進行實施，所述程序包含能夠實現本發 明方法的全部特征，當其安裝到計算機系統中時，通過運行，可以實現本發明 的方法。本文件中的計算機程序所指的是可以采用任何程序語言、代碼或符 號編寫的一組指令的任何表達式，該指令組使系統具有信息處理能力，以直接 實現特定功能，或在進行下述一個或兩個步驟之后實現特定功能a)轉換成其 它語言、編碼或符號；b)以不同的格式再現。本發明是通過幾個具體實施例進行說明的，本領域技術人員應當明白，在 不脫離本發明范圍的情況下，還可以對本發明進行各種變換及等同替代。另外， 針對特定情形或具體情況，可以對本發明做各種修改，而不脫離本發明的范圍。 因此，本發明不局限于所公開的具體實施例，而應當包括落入本發明權利要求 范圍內的全部實施方式。
權利要求
1、一種在無線通信系統中用于分集處理的方法，其特征在于，所述方法包括修改至少一個導頻信道的廣義碼，以為多個接收到的多路徑信號中的每一個測量信號強度；基于所述測量到的信號強度將所述多個接收到的多路徑信號進行部分合并。
2、 根據權利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法進一步包括測量 所述多個接收到的多路徑信號的信噪比。
3、 根據權利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法進一步包括在第 一導頻信道上通過給所述廣義碼賦零值來測量所述多個接收到的多路徑信號 的信號強度。
4、 根據權利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法進一步包括在第 二導頻信道上通過給所述廣義碼賦非零值來測量所述多個接收到的多路徑信 號的信號強度。
5、 根據權利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法進一步包括將所 述多個接收到的多路徑信號中信噪比高于特定閾值的部分進行合并。
6、 一種機器可讀存儲器，其內存儲的計算機程序具有至少一個代碼段以 用于實現通信網絡中的分集增益，所述至少一個代碼段被機器執行使機器執行 下列操作修改至少一個導頻信道的廣義碼，以為多個接收到的多路徑信號中的每一 個測量信號強度；基于所述測量到的信號強度將所述多個接收到的多路徑信號進行部分合并。
7、 一種在通信網絡內實現分集增益的系統，其特征在于，所述系統包括 修改至少一個導頻信道的廣義碼以為多個接收到的多路徑信號中的每一個測量信號強度的電路；基于所述測量到的信號強度將所述多個接收到的多路徑信號進行部分合 并的電路。
8、 根據權利要求7所述的系統，其特征在于，所述系統進一步包括測量 所述多個接收到的多路徑信號的信噪比的電路。
9、 根據權利要求7所述的系統，其特征在于，所述系統進一步包括在第一導頻信道上通過給所述廣義碼賦零值來測量所述多個接收到的多路徑信號 的信號強度的電路。
10、 根據權利要求7所述的系統，其特征在于，所述系統進一步包括在第 二導頻信道上通過給所述廣義碼賦非零值來測量所述多個接收到的多路徑信 號的信號強度的電路。
全文摘要
本發明涉及一種在無線通信系統內實現空時分集增益的方法和系統。所述方法包括修改至少一個導頻信道的廣義碼，以為多個接收到的多路徑信號中的每一個測量信號強度；基于所述測量到的信號強度將所述多個接收到的多路徑信號進行部分合并。所述多個接收到的多路徑信號一部分可基于測得的信噪比進行合并。所述多個接收到的多路徑信號的信號強度可通過在第一導頻信道上將其廣義碼賦零值來測得。所述多個接收到的多路徑信號的信號強度可通過在第二導頻信道上將其廣義碼賦非零值來測得。
文檔編號H04B7/02GK101154973SQ200710181019
公開日2008年4月2日 申請日期2007年9月25日 優先權日2006年9月28日
發明者靈 孔, 桑亨·森戈, 菲利浦·凱克莫爾, 路易斯·博瑟 申請人:美國博通公司