專利名稱：用于無線通信系統上行鏈路中的頻偏估計方法
技術領域：
本發明涉及一種應用在E-UTRA(Enhanced UTRA)無線通信系統上行鏈路中的頻偏估計方法以及根據該方法進行頻率同步。
背景技術：
隨著數字信號處理技術和高速器件的發展，最初實現OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，簡稱為正交頻分復用)技術的障礙己不復存在，OFDM已經在DAB(Digital AudioBroadcast，簡稱為數字音頻廣播)、DVB(Digital Video Broadcast，簡稱為數字視頻廣播)和WLAN(Wireless Local-area Network，簡稱為無線局域網)等系統中取得了成功的應用。OFDM利用各個子載波之間的正交性，允許子信道的頻譜相互重疊，可以很大程度地利用頻譜資源。其將高速數據流通過串并轉換，使得每個子載波上的數據符號持續長度相對增加，從而有效地減少了無線信道的時間彌散所帶來的ISI(Inter-Symbol Interfere，簡稱為碼間干擾)，同時由于各子信道的帶寬相對較窄，均衡便可以對每個子載波分別進行，這樣就減少了接收機內均衡的復雜度。由于上述特點，這項技術在近幾年來得到廣泛的應用。
高速業務和用戶數的激增使得對頻譜的需求量急劇增加，而頻譜資源是有限的，為了解決這種矛盾，業界一直在不斷尋找能夠進一步提高頻譜利用率的方法。隨著長期演進(LTE)研究工作的不斷深入，在E-UTRA無線通信系統中選擇采用OFDM調制技術，一方面可以提高頻譜利用率，另一方面可以有效抵抗頻率選擇性衰落。
但是，OFDM技術在具有以上優點的同時，并不能消除它們自身的缺點OFDM對頻率偏移非常敏感。為了采用OFDM技術，載波偏差與子載波間隔相比較，必須很小，否則OFDM的解調性能將收到很大影響。然而無線信道存在時變性，在傳輸過程中會出現無線信號的頻率偏移，例如多普勒頻移，或者發射機載波頻率與接收機本地振蕩器之間存在的頻率偏差，都會使得OFDM系統子載波之間的正交性遭到破壞，從而導致子信道之間的信號互相干擾(ICI)。同時，OFDM系統的碼元定時必須落在循環前綴(CP)允許的范圍內，否則這時FFT(Fast Fourier Transform，簡稱為快速傅立葉變換)解調窗口包含的非當前碼元的信息，將引起碼元間的干擾。
而對于OFDM系統定時同步來說，也可以采用已知的信息進行同步分析，如CP信息，是當前比較流行的處理方法，但是基于CP信息所得到可以不需要系統額外的資源實現同步，同時計算量也不大。但其缺點是相關峰較為平坦，不利于判決，同時頻偏估計范圍小。所以，一般作為定時粗同步。此外，利用導頻/同步符號的特殊結構進行定時的精同步。頻率同步采用特殊的前導設計來進行同步。
因此，需要一種用于利用現有固定幀結構實現上行鏈路的頻偏估計的解決方案，能夠解決上述相關技術中的問題。
發明內容
本發明的目的是提供一種應用在E-UTRA無線通信系統上行鏈路中的頻偏估計方法，即提供一種在E-UTRA通信系統上行鏈路中時間頻偏粗估計和精確估計的方案，從而使得E-UTRA無線通信系統上行鏈路中的基站接收端能在以較小系統資源的代價下通過低復雜度算法實現精確的頻偏估計。
本發明提供了一種用于無線通信系統上行鏈路中的頻偏估計方法，包括以下步驟步驟S102，發射端在發射信號的幀結構中構造參考符號，并將發射信號發射到接收端；步驟S104，接收端在對接收到的信號進行時間同步后，從信號中提取參考符號；步驟S106，將來自發射端的參考符號與在接收端提取的參考符號進行相位比較，并將比較結果記錄為相位偏移信息值；以及步驟S108，根據發射信號的參考符號的長度以及相位偏移信息值確定頻偏估計值。
其中，參考符號包括一個參考序列或多個相同的參考序列，參考符號設置在發射信號的預定位置處的數據塊中，而數據塊的數量為兩個。
步驟S106包括以下步驟將接收到的參考符號分別與發射信號中的原始參考符號進行相位消除，記錄得到的相位差，得到兩組相位偏移信息值θ1(k)＝angle(s*(k)r1(k))，θ2(k)＝angle(s*(k)r2(k))，其中，k＝1，2，…，L，L為參考序列的長度，r1(k)，r2(k)分別表示對應于兩個數據塊中的參考符號。
步驟S108包括以下步驟步驟S108-2，將對應于同一數據塊中相鄰的兩個參考序列的相位偏移信息值相減得到兩組相位差序列；步驟S108-4，確定兩組相位差序列中各項的算術平均值，得到與參考序列長度有關的兩組相位差序列；以及步驟S108-6，對與參考序列長度有關的兩組相位差序列進行平均，并根據參考序列的長度得到估計的頻率偏移量。
步驟S108-2包括以下步驟分別根據和來計算對應于兩個數據塊的相位差序列，其中，p＝1，2，…，P-1，m＝1，2，…，M，θ1p(m)為相位差序列θ1(k)中的第(P-1)M+m個值，θ2p(m)為相位差序列θ2(k)中的第(P-1)M+m個值，且其中，P為參考符號中參考序列的數目。
步驟S108-4包括以下步驟分別根據和來確定兩組相位差序列中各項的算術平均值，從而得到與參考序列長度有關的兩組相位差序列，其中，m＝1，2，…，M。
步驟S108-6包括以下步驟根據
來對對應于兩個數據塊的相位差序列進行平均，并根據
來確定所估計的頻率偏移量，其中，NFFT為OFDM符號的快速傅立葉變換的長度，f為子載波間隔。
該方法還包括以下步驟利用估計的頻率偏移量對接收到的信號進行頻率同步，經過頻率同步以后的發射信號的估計值
可表示為其中，Rk＝ske-2πΔft表示接收到的信號，Δf表示收發兩端的頻率偏移量。
本發明應用在E-UTRA無線通信系統上行鏈路中的頻偏估計方法在保證同步精度的同時，未增加系統資源負擔，運算量很小，非常利于工程實現。
本發明的其它特征和優點將在隨后的說明書中闡述，并且，部分地從說明書中變得顯而易見，或者通過實施本發明而了解。本發明的目的和其他優點可通過在所寫的說明書、權利要求書、以及附圖中所特別指出的結構來實現和獲得。
此處所說明的附圖用來提供對本發明的進一步理解，構成本申請的一部分，本發明的示意性實施例及其說明用于解釋本發明，并不構成對本發明的不當限定。在附圖中 圖1是示出根據本發明的用于無線通信系統上行鏈路中的頻偏估計方法的流程圖； 圖2是示出根據本發明第一實施例的用于E-UTRA無線通信系統上行鏈路中頻偏估計方法以及根據所述頻偏估計方法得到的頻偏估計值進行同步的流程圖； 圖3是示出根據本發明實施例的用于E-UTRA無線通信系統上行鏈路中的頻偏估計方法中的參考符號及其在時隙結構中的位置(圖中以P＝2為例)的示意圖；以及 圖4是示出根據本發明第二實施例的用于E-UTRA無線通信系統上行鏈路中頻偏估計方法以及根據所述頻偏估計方法得到的頻偏估計值進行同步的流程圖。
具體實施例方式 下面將結合附圖來詳細說明本發明的實施例。
圖1是示出根據本發明的用于無線通信系統上行鏈路中的頻偏估計方法的流程圖。參照圖1，用于無線通信系統上行鏈路中的頻偏估計方法，包括以下步驟步驟S102，發射端在發射信號的幀結構中構造參考符號，并將發射信號發射到接收端；步驟S104，接收端在對接收到的信號進行時間同步后，從信號中提取參考符號；步驟S106，將來自發射端的參考符號與在接收端提取的參考符號進行相位比較，并將比較結果記錄為相位偏移信息值；以及步驟S108，根據發射信號的參考符號的長度以及相位偏移信息值確定頻偏估計值。
其中，參考符號包括一個參考序列或多個相同的參考序列，參考符號設置在發射信號的預定位置處的數據塊中，而數據塊的數量為兩個。
步驟S106包括以下步驟將接收到的參考符號分別與發射信號中的原始參考符號進行相位消除，記錄得到的相位差，得到兩組相位偏移信息值θ1(k)＝angle(s*(k)r1(k))，θ2(k)＝angle(s*(k)r2(k))，其中，k＝1，2，…，L，L為參考序列的長度，r1(k)，r2(k)分別表示對應于兩個數據塊中的參考符號。
步驟S108包括以下步驟步驟S108-2，將對應于同一數據塊中相鄰的兩個參考序列的相位偏移信息值相減得到兩組相位差序列；步驟S108-4，確定兩組相位差序列中各項的算術平均值，得到與參考序列長度有關的兩組相位差序列；以及步驟S108-6，對與參考序列長度有關的兩組相位差序列進行平均，并根據參考序列的長度得到估計的頻率偏移量。
步驟S108-2包括以下步驟分別根據和來計算對應于兩個數據塊的相位差序列，其中，p＝1，2，…，P-1，m＝1，2，…，M，θ1p(m)為相位差序列θ1(k)中的第(P-1)M+m個值，θ2p(m)為相位差序列θ2(k)中的第(P-1)M+m個值，且其中，P為參考符號中參考序列的數目。
步驟S108-4包括以下步驟分別根據和來確定兩組相位差序列中各項的算術平均值，從而得到與參考序列長度有關的兩組相位差序列，其中，m＝1，2，…，M。
步驟S108-6包括以下步驟根據
來對對應于兩個數據塊的相位差序列進行平均，并根據
來確定所估計的頻率偏移量，其中，NFFT為OFDM符號的快速傅立葉變換的長度，f為子載波間隔。
該方法還包括以下步驟利用估計的頻率偏移量對接收到的信號進行頻率同步，經過頻率同步以后的發射信號的估計值
可表示為其中，Rk＝ske-2πΔft表示接收到的信號，Δf表示收發兩端的頻率偏移量。
圖2是示出根據本發明第一實施例的用于E-UTRA無線通信系統上行鏈路中頻偏估計方法以及根據所述頻偏估計方法得到的頻偏估計值進行同步的流程圖。參照圖2，該實施例包括以下步驟 步驟S202，發射端在組幀成時隙時構造參考符號，所述參考符號包括循環前綴及參考序列，成幀后由發射天線發射。其中參考符號的位置由圖3中給出的時隙結構中短塊SB的位置決定，在一個子幀中包括2個短塊，其中長塊LB的數目以及保護間隔TI由E-UTRA系統根據不同模式具體給出。其中短塊中參考符號的結構是P個重復的已知參考序列組成，記為Signal_Ref，前面加CP； 步驟S204，接收端由天線接收信號，根據所得時間同步位置將經過接收機均衡等模塊處理后的接收信號中的短塊相對應位置的信號分別截取下來(L為短塊長度)，分別記為rSB1和rSB2；并將接收到的2個短塊的參考符號rSB1和rSB2分別與發射時的原始參考符號Signal_Ref進行相位消除，然后將其所得相位差記錄下來，從而得到2組L個相位信息值θ1和θ2； 步驟S206，由于發射端參考符號中由P個相同的已知序列組成，將θ1和θ2中相鄰2個已知序列對應的相位值相減，每個短塊中可得到P-1組相位差序列，將其相加取均值，即得到長度為L/P的2組與已知參考序列長度有關的相位差序列φ1和φ2； 步驟S208，將不同短塊的相位差序列φ1和φ2進行平均，其均值即為所估計的已知參考序列之間的相位差，從其可求得收發端的頻率偏移，從而完成精確頻偏估計； 步驟S210，利用所估計到的頻率偏移完成頻率同步過程。
圖4是示出根據本發明第二實施例的用于E-UTRA無線通信系統上行鏈路中頻偏估計方法以及根據所述頻偏估計方法得到的頻偏估計值進行同步的流程圖。圖4中，本實施例中的用于E-UTRA無線通信系統上行鏈路中的頻偏估計方法和以及根據所述頻偏估計方法得到的頻偏估計值進行同步的步驟，分別通過在發射端構造特殊的重復參考序列符號、在接收端截取相應接收參考符號、利用已知參考序列記錄相鄰已知序列間的相位偏移信息、根據參考符號結構平滑相位信息、平均不同短塊間的相位偏移信息、根據已知序列的長度及相位偏移信息確定頻偏估計值以及根據所估計得到的頻率偏移完成頻率同步等模塊構成。這些模塊相互聯系，其中利用參考符號內以及短塊間參考符號的重復性進行平滑為相位偏移量確定最終頻偏估計值進行噪聲的濾除，最終直接得到精確頻偏估計。
在本實施例中，參考符號結構以P＝2為例，即每個短塊中包括2個重復的已知參考序列，該實施例主要包括以下步驟 步驟S402，發射端在組幀成時隙時構造參考符號，發射端在組幀成時隙時構造參考符號，所述參考符號包括循環前綴及參考序列，成幀后由發射天線發射。其中參考符號的位置由圖1中給出的時隙結構中短塊SB的位置決定，在一個子幀中包括2個短塊，參考符號的結構是P＝2次重復的時域波形(斜線部分)記為Signa1_Ref，前面加CP。假設信道h(τ，t)收發兩端的頻率偏移為Δf，同時假設接收端為理想時間同估計，則接收信號可以表示為 Rk＝ske-2πΔft (1) 步驟S404，收端由天線接收信號，根據所得時間同步位置將經過接收機均衡等模塊處理后的接收信號中的短塊相對應位置的信號分別截取下來(L為短塊長度)，分別記為rSB1和rSB2； 步驟S406，將接收到的2個短塊的參考符號rSB1和rSB2分別與發射時的原始參考符號Signal_Ref進行相位消除，然后將其所得相位差記錄下來，從而得到2組L個相位信息值θ1(k)和θ2(k) θ1(k)＝angle(s*(k)r1(k))(2) θ2(k)＝angle(s*(k)r2(k)) 其中k＝1，2，…，L。
步驟S408，由于長度為L的參考符號分為P個相同的部分，相鄰2個已知參考序列對應的相位值相減，每個短塊中可得到P-1組相位差序列 (3) 其中p＝1，2，…，P-1，m＝1，2，…，M，
為相位差序列θi，i＝1，2中第(P-1)M+m個值。
將其相加取算術平均值，即得到長度為M的2組與已知參考序列長度有關的相位差序列φ1和φ2，如下所示 其中m＝1，2，…，M。
步驟S410，將不同短塊的相位差序列φ1(m)和φ2(m)進行平均，其均值即為所估計的已知參考序列之間的相位差
因為已知參考序列的長度為則所估計的頻率偏移量Foffset可由下式得到
其中NFFT為OFDM符號的FFT長度，f為子載波間隔。步驟S412，利用所估計到的頻率偏移完成頻率同步過程，得到經過同步后的發射符號的估計值
如下式所示 通過實施本發明，所設計時間和頻偏估計方案均為在E-UTRA的現有幀結構下實現，其次，估計得到的頻偏估計誤差小，且運算量較小，另外，通過采用多次平均算法，提高了該同步算法的正確性，并且在保證頻偏同步方法精度的同時，運算量并未有明顯提高，非常利于工程實現。
以上所述僅為本發明的優選實施例而已，并不用于限制本發明，對于本領域的技術人員來說，本發明可以有各種更改和變化。凡在本發明的精神和原則之內，所作的任何修改、等同替換、改進等，均應包含在本發明的保護范圍之內。
權利要求
1.一種用于無線通信系統上行鏈路中的頻偏估計方法，其特征在于，包括以下步驟
步驟S102，發射端在發射信號的幀結構中構造參考符號，并將所述發射信號發射到接收端；
步驟S104，所述接收端在對接收到的信號進行時間同步后，從所述信號中提取所述參考符號；
步驟S106，將來自所述發射端的所述參考符號與在接收端提取的所述參考符號進行相位比較，并將比較結果記錄為相位偏移信息值；以及
步驟S108，根據所述發射信號的所述參考符號的長度以及所述相位偏移信息值確定頻偏估計值。
2.根據權利要求1所述的方法，其特征在于，所述參考符號包括一個參考序列或多個相同的參考序列。
3.根據權利要求2所述的方法，其特征在于，所述參考符號設置在所述發射信號的預定位置處的數據塊中。
4.根據權利要求3所述的方法，其特征在于，所述數據塊的數量為兩個。
5.根據權利要求4所述的方法，其特征在于，所述步驟S106包括以下步驟將接收到的所述參考符號分別與所述發射信號中的原始參考符號進行相位消除，記錄得到的相位差，得到兩組所述相位偏移信息值θ1(k)＝angle(s*(k)r1(k))，θ2(k)＝angle(s*(k)r2(k))，其中，k＝1，2，...，L，L為所述參考序列的長度，r1(k)，r2(k)分別表示對應于兩個所述數據塊中的所述參考符號。
6.根據權利要求5所述的方法，其特征在于，所述步驟S108包括以下步驟
步驟S108-2，將對應于同一所述數據塊中相鄰的兩個所述參考序列的所述相位偏移信息值相減得到兩組相位差序列；
步驟S108-4，確定所述兩組相位差序列中各項的算術平均值，得到與所述參考序列長度有關的兩組相位差序列；以及
步驟S108-6，對所述與所述參考序列長度有關的兩組相位差序列進行平均，并根據所述參考序列的長度得到估計的頻率偏移量。
7.根據權利要求6所述的方法，其特征在于，所述步驟S108-2包括以下步驟分別根據和來計算對應于兩個所述數據塊的所述相位差序列，其中，p＝1，2，...，P-1，m＝1，2，...，M，θ1p(m)為相位差序列θ1(k)中的第(P-1)M+m個值，θ2p(m)為相位差序列θ2(k)中的第(P-1)M+m個值，且其中，P為所述參考符號中所述參考序列的數目。
8.根據權利要求6所述的方法，其特征在于，所述步驟S108-4包括以下步驟分別根據和來確定所述兩組相位差序列中各項的算術平均值，從而得到與所述參考序列長度有關的兩組相位差序列，其中，m＝1，2，...，M。
9.根據權利要求6所述的方法，其特征在于，所述步驟S108-6包括以下步驟根據
來對對應于兩個所述數據塊的所述相位差序列進行平均，并根據
來確定所估計的頻率偏移量，其中，NFFT為OFDM符號的快速傅立葉變換的長度，f為子載波間隔。
10.根據權利要求9所述的方法，其特征在于，還包括以下步驟利用所述估計的頻率偏移量對所述接收到的信號進行頻率同步，經過頻率同步以后的所述發射信號的估計值
可表示為其中，Rk＝ske-2πΔft表示所述接收到的信號，Δf表示收發兩端的頻率偏移量。
全文摘要
本發明提供了一種用于無線通信系統上行鏈路中的頻偏估計方法，包括以下步驟步驟S102，發射端在發射信號的幀結構中構造參考符號，并將發射信號發射到接收端；步驟S104，接收端在對接收到的信號進行時間同步后，從信號中提取參考符號；步驟S106，將來自發射端的參考符號與在接收端提取的參考符號進行相位比較，并將比較結果記錄為相位偏移信息值；以及步驟S108，根據發射信號的參考符號的長度以及相位偏移信息值確定頻偏估計值。本發明在保證同步精度的同時，未增加系統資源負擔，運算量很小，有利于工程實現。
文檔編號H04L5/02GK101364964SQ20071014012
公開日2009年2月11日 申請日期2007年8月6日 優先權日2007年8月6日
發明者斌 李, 波 馮 申請人:中興通訊股份有限公司