優化陣列的接收天線間的間距的方法

專利名稱：優化陣列的接收天線間的間距的方法
技術領域：
本發明涉及無線電信網絡領域，更確切地說，涉及用于優化可用來抵消蜂窩系統(cellular system)中的干擾和衰落兩者的陣列的接收天線間的間距的方法。本發明適合在基于相鄰小區(cell)間頻率再用、并且根據需要在相同小區中采用SDMA技術的多小區無線系統的基站接收機中采用。本發明尤其能夠在基于不同類型的無線接入蜂窩系統中得到具體應用，不論所述無線接入是窄帶還是寬帶，例如GSM，UMTS，WiMAX IEEE 802.16-2004，WiMAX IEEE 802.16e，HiperMAN ETSI.TS102 177等。本發明還可以任何顯而易見的修改方式應用于屬于用戶站和/或點到點鏈路的接收機。
背景技術：
已知多徑衰落以及來自位于相同或相鄰小區中的用戶站的同信道干擾是接收機輸出端SINR降低的主要原因。當采用具有多天線的基站(BS)時，多小區干擾通過假設為恒定的空間協方差矩陣(或噪聲功率)來計算，并且對接收到的信號應用空間濾波器(并且如果可獲得，則在發射機端應用預濾波器)來改善輸出端的SINR。
多天線(SIMO/MIMO)是一種獲得更大SINR值的已知方式。在設計天線陣列時，分集和波束形成(beamforming)是根據必須比照的特定削減(impairment)，即衰落或干擾，而被典型采用的兩種不同的策略。在陣列設計和接收信號處理設計中存在一些自由度。
●面向分集(diversity-oriented)的方案利用不相關衰落上的空間冗余來降低衰落余量。采用與載波波長λ相比較大的天線間距，比方說大于5-8λ，從而使信號在不同的天線上不相關，并且可以通過諸如選擇合并(Selection Combining)或MRC的面向分集的算法來處理信號。這些算法需要得知所有天線的信道響應。
●用于抗干擾的面向波束形成的方案基于最多(up to)λ/2的小間距，從而信號在不同的天線完全相關，并且采用波束形成技術(例如MVDR)來濾除干擾。所采用的算法需要得知信道響應和干擾功率的空間特征兩者。
通常相鄰天線間的間距不根據信道/干擾參數以及接收機方案進行優化。在LOS環境中通常采用小的間距，在該環境中，波束形成在過濾干擾方面更有效。另一方面，NLOS應用要求面向分集的方法。然而，大多數的環境以混合的LOS/NLOS條件為特征，并且它們需要優化的間距，該間距的值在上述兩種極端情況之間。
在IEEE Proc.SPAWC 2005[SPAWC]中S.Savazzi、O.Simeone和U.Spagnolini的題目為“Optimal design of linear arrays in a TDMA cellular systemwith Gaussian interference(在具有高斯干擾的TDMA蜂窩系統中的線性陣列的優化設計)”的論文中，通過最大化信道容量來進行非均勻對稱陣列的優化設計。數值仿真顯示通過在優化域上的窮舉搜索可達到實質容量改進。[SPAWC]中提出的容量最大化很難實踐，即使在對蜂窩規劃(planning)的結構的特定假設下考慮均勻線性陣列的情況也是如此。
已知大于λ/2的間距將一定程度的角度疑義度(equivocation)引入到ULA的方向性函數中，目的是導致后者將干擾源(interferer)(取決于方向性函數的自由度，將全部或一定數量的干擾源)看作沿著唯一的視向(apparent direction)組合在一起。換句話說，波數(陣列方向性函數的空間脈動(pulsation))擴展的最小化導致陣列干擾抑制能力的最大化。這應當允許釋放方向性函數的一些自由度，以便相應數量的零點(zero)可以被放置在最需要它們的角度位置，例如對應于較深衰減的干擾源的公共方向。最佳的理論間距Δopt可以按照已知的方法在下面的限制性假定下計算a)在信道上的零角度擴展(null angularspread)；b)干擾終端位于固定位置上，且主DOA相對于垂射(broadside)方向對稱；c)所有終端以最大功率發射。
上面的理論方法僅對于零角度擴展的不真實場景有效，而這種零角度擴展在真實的無線通信中，尤其是蜂窩通信中根本就不存在。因此，Δopt的疑義度表示僅僅解決了簡單的幾何關系。

發明內容
本發明的目的在于，在關于蜂窩規劃和干擾的結構的一些特定假設下，限制在均勻線性陣列，在考慮真實的無線路徑時以封閉的數學形式獲得最佳間距，而不需要費力的仿真。
為了上述目的，本發明提供了一種方法，用來優化可用于蜂窩通信系統的固定或移動的接收站中的接收均勻陣列的天線間的間距的方法。
根據本發明的方法，提出了一種最佳間距的閉式表達式，以作為空間擴展最小化問題的解，所述表達式是干擾小區的位置和多徑的角功率密度的函數。
根據本發明的方法，不需要明確地訴諸于任何最小化算法，而是將已知的用于不真實場景的理論表達式用于真實情況。如此計算出的間距對信道/干擾參數自動優化，并且能夠比規范的(canonical)λ/2更大，以便在大間距以利用分集和小間距以具有精確抗干擾能力之間折衷。這適合于LOS、NLOS或者混合的LOS/NLOS傳播環境中的任何一個。
根據本發明的方法，省略了上面提到的一些重要限制性假設，并且考慮了一些新的情況A)集合NR個接收天線的復增益的信道被建模為以角度延遲色散為特征的空時多徑功率輪廓；B)終端隨機分布在各小區中；C)考慮快速衰落和陰影功率波動；D)路徑損耗衰減被考慮為符合例如Hata-Okomura模型；E)所有終端基于信道狀態、按照自適應調制來調節傳輸功率，以便滿足固定的誤碼率(BER＝10-6)。
該方法的唯一前提是主干擾路徑相對于陣列的垂射方向的對稱性，也就是說，我們考慮這樣一種規劃，其中一個干擾小區跨過橫跨陣列的所有天線的線的法線，而其它干擾小區相對于垂射方向對稱地布置。這是對于所有非常通用的規劃，例如，正方形、六邊形等都有效的合理假設。為了與對稱條件嚴格匹配，干擾源應該被放置在蜂窩的中心，在這種情況下，不應當考慮發射機的運動。本發明的方法通過考慮干擾用戶的運動克服了這一限制，因為它在對應于用來在整個小區擴展多徑的網格的點發生。
通過引入NI個干擾小區的重心DOA的概念來實現使疑義度的理論表達式適用于真實的多徑。因此，由第i個干擾源站生成的多徑理想地折疊到以重心DOAθiB和重心接收功率PiB為特征的單個路徑上。參考第i個干擾小區，i＝1，...，NI，當干擾站的空間位置隨機分布在其小區內時，第i個重心DOA由位于第i個小區中的干擾站與位于感興趣的小區的接收站之間的信道的功率角輪廓來計算。假設具有任意數量的路徑Np的多徑信道，第i個重心DOA通過執行加權平均來計算，所述加權平均擴展到Np路徑乘以指示其小區內的第i個干擾站跨越的位置的網格的S個點的Np×S個到達方向，通過該路徑上接收到的功率對每個DOA進行加權。
一旦已經計算出重心，后續步驟為，找到將被引入到理論表達式的干擾源之間的角距，以得到最大疑義度，進而得到最佳間距Δopt。根據本發明的方法，這樣這通過計算加權平均中心DOA間隔ΔθB并將它引入到最大疑義度的理論表達式中來完成。對重心進行如上述的操作，所計算出的最佳間距Δopt是使關聯到NI個干擾小區的中心DOA的NI個波數間的擴展最小化的間距。優點是避免了強制最小化。
在具有正方形小區規劃和90度孔徑接收陣列的場景中，獲得值Δopt＝1.8λ作為波束形成與分集之間的最佳折衷。其它類型的蜂窩規劃也已經被研究過。


參考以下結合附圖對本發明實施例的詳述，將會理解本發明及其優點，所述附圖用于完全地非限制性解釋目的，附圖中圖1示出了與用于(固定)WiMAX的IEEE 802.16-2004規范兼容的上行鏈路SIMO信道的幀結構；圖2示出了與用于(移動)WiMAX 802.16e的IEEE OFDMA-TDMA規范兼容的上行鏈路SIMO信道的示例幀結構；圖3示出了無線蜂窩系統中對于由基站BS0接收用戶SS0發射的信號的典型上行鏈路干擾源場景；圖4示出了對于估計(evaluate)干擾功率有用的圖；圖5示出了具有假設的固定干擾源的初始位置的圖3的干擾場景；圖6示出了用于給定系統規劃的最優化間隔的ULA。
具體實施例方式
為了簡化無線信道描述以及整個計算，同時獲得滿意的概括，本實施例參考用于固定的或移動的WiMAX兼容系統的SIMO配置，但是相同的概念和結果也可應用于GSM、UMTS等，而不改變本方法的方針。
已知在WiMAX兼容系統的每個小區中，多址接入通過時分、頻分和/或空分的組合來處理。例如參考用于固定/游牧的WiMAX的圖1以及用于移動WiMAX的圖2，在由N個子載波組成的可用帶寬內，發射被組織在被稱作塊(或字符組(burst))的L個時頻資源單元中，每個塊包含K＜N個子載波以及LSOFDM碼元的時間窗。每個塊既包括編碼數據又包括導頻碼元。導頻子載波被分布在塊上，以實現對信道/干擾參數的估計。除了這些分布的導頻子載波之外，塊中還可以包括僅包含已知的訓練碼元的前導碼(preamble)，如圖1的例子所示。在這種情況下，該前導碼用來估計信道/干擾參數，而其它的導頻子載波用來逐塊更新參數估計。注意，在采用SDMA的情況下，同一時頻單元可以被分配給更多用戶。每個塊的每個OFDM碼元包括導頻子載波的子集，用來跟蹤快速時變信道中的信道估計。
參考圖3，讓我們考慮那些同時在該小區中激活的用戶站中的一個用戶站，稱其為SS0，其發射信號到它自己的基站BS0(或者從基站BS0接收信號)(該通信可以是上行鏈路或下行鏈路中的通信)。該發射機被假設為采用單個天線，而接收機具有NR個天線。以具有頻率再用因子F＝4的正方形蜂窩布局為例作為感興趣的場景。這個例子涉及上行鏈路通信，其中從SS0到BS0的傳輸被來自采用與SS0相同的子載波的NI＝3個小區外的終端站{SSi}i＝1NI的干擾削弱。在圖中，di表示第i個終端與其基站的距離，其中i＝0，...，NI，而di0為干擾源SSi(i≠0)與感興趣的用戶的基站BS0的距離。
SIMO系統和信號模型集中在上行鏈路通信中，在站SS0的發射機將要被發送到BS0的數據序列映射到以l＝1，2，...L(圖1和2)為索引的塊序列中。在下文中，符號l將被忽略，因為所給出的表達式對每一個l都有效。在第k個子載波上由NR個接收天線接收的信號可以被寫為yk＝hk·xk+nk(1)其中hk=[h1,k...hNR,k]T---(2)]]>為包含用于NR個接收天線的NR個復信道增益的空間向量，而xk表示在第k個子載波上發射的碼元(導頻或數據)。
數據碼元可以根據自適應調制編碼方案生成，在該自適應調制編碼方案中，傳輸模式基于信道狀態來選擇(參見，例如，在表1(附件A)中的用于IEEE-802.16-2004的傳輸模式)。為背景噪聲和小區外干擾兩者建模的NR×1向量nk被假設為零均值復(循環對稱)高斯，與空間協方差Q時間不相關但空間相關，其中E[nk·nk+nH]＝Qδ(n)。(3)這里，δ(·)表示迪拉克增量(Dirac delta)，而索引n跨越(span)各個子載波。信道向量hk被假設為在塊內恒定。在移動應用(快速變化信道)的情況下，它在塊與塊之間變化，而在固定的/游動的系統(慢速變化信道)中，它可以被認為是在幾個塊上恒定。激活的干擾源可能在每個塊中實際有所不同，因為蜂窩間的接入是不協調(非同步)的。例如在圖3中，干擾源SS1可能在任意給定的時間停止，并且在該蜂窩內新的終端可能變為激活，從而在對用戶SS0的信號干擾中產生突然變化。此外，在圖1中作為一個示例的幀結構的情況下，干擾協方差也可以在塊內在每個OFDM碼元上變化。通過將用于K個有用子載波的信號(1)集中到NR×K矩陣Y＝[y1…yk]中，信號模型可以采用標準矩陣表示法重寫為Y＝HX+N(4)其中H＝[h1…hk]為NR×K空頻信道矩陣，它的元素(m，k)表示在第k個子載波上第m個接收天線的信道增益。K×K對角矩陣X＝diag{x1，...，xK}包含發射的碼元。
上面的模型是通用的，并且它適用于若干情況，例如-其中塊由前導碼和包含導頻的數據域組成的幀結構(參見圖1的示例)，例如WiMAX IEEE 802.16-2004系統的物理層中的幀結構。這些系統適合于固定的應用，前導碼可被用來估計信道/干擾源參數，而導頻可以用來跟蹤非平穩的干擾參數。
-其中塊不包含前導碼并且導頻子載波被插入到承載數據的OFDM碼元中的幀結構(參見圖2的示例)，例如在WiMAX IEEE 802.16e系統的物理層中的幀結構。這些系統適合于移動應用，因此導頻可被用來跟蹤信道和干擾參數兩者。
-判決反饋接收機，其中所估計的數據碼元被用作用來估計信道/干擾參數的導頻碼元。
SIMO信道模型為了對空頻矩陣H建模，將它依照NR×W空時信道矩陣 來寫是有用的，該矩陣 按列集中了時間域中離散時間信道脈沖響應的W個抽頭H=H~FT.---(5)]]>對于k＝1，...，K和w＝1，...，W，NR×W矩陣F的元素(k，w)被定義為Fk,w=exp[-j2πNnk(w-1)]---(6)]]>其中nk∈{0，...，N-1}表示第k個有用子載波的頻率索引，并且N表示子載波的總數。在(3)中乘以F為按行執行矩陣 的DFT變換。
在SS0與BS0之間的傳播信道(圖3)，空時矩陣 被假設為NP個路徑(path)的貢獻(contribution)的疊加(superposition)。每個路徑，例如第r個路徑，通過在接收陣列的到達方向(DOA)(θ0，r)、延遲(τ0，r)和復衰落幅度(α0，r)來描述H~=10P0(R)20Σr=1NPα0,ra(θ0,r)gT(τ0,r)=SAGT---(7)]]>NP×1向量a(θ0，r)表示對到達方向θ0，r(θ0，r＝0表示垂射)的陣列響應，而W×1向量g(τ0，r)收集波形g(t-τ0，r)的碼元間隔采樣，其是移位延遲τ0，r的發射機和接收機濾波器的級聯。衰落幅度{α0，r}r＝1NP被假設為不相關的并且具有歸一化的功率延遲角輪廓(power-delay-angle-profile)Λ0，r＝E[|α0，r|2]，從而使Σr=1NPΛ0,r=1.]]>在(7)中的矩陣S=[a(θ0,1)...a(θ0,NP)]]]>、 和A=diag(α0,1,...,α0,NP)]]>集合了用于整個多徑集合的信道參數。
由表達式(7)指示的參數的可能的值由已知的多徑模型給出，例如被稱為添加了空間干擾特征的SUI(SUI enriched with a characterization of the spatialinterference，SUI-ST)的時間模型；同樣參見表2(附錄A)。
在(7)中接收功率P0(R)[dBm]由下式給出P0(R)=P0(T)+G-L(d0)+S0---(8)]]>并且它取決于發射功率P0(T)[dBm]；發射機接收機天線增益G＝G(T)+G(R)[dB]；SS0與BS0之間的距離d0上經歷的功率損耗L(d0)[dB]；由于陰影引起的隨機波動(fluctuation)S0～N(0，σs2)。如在IEEE 802.16-2004中建議的，路徑損耗在此根據Hata-Okamura模型來建模
L(d)=20log10(4πdrefλ)+10γlog10(ddref)+6log10(fc2)---(9)]]>其中，λ表示波長，γ表示路徑損耗指數，dref表示參考距離，而fc表示載頻[GHz]。還要注意P0(T)受限于在SS可用的最大功率，即P0(T)≤Pmax(T).]]>上面所描述的功率隨機波動必須歸因于小區內用戶位置的變化。
SIMO干擾模型小區內干擾是關于估計信道的性能中的限制性因素，因此也是系統性能中的限制性因素。假設與協方差空間相關Q＝Qn+QI(10)為其背景噪聲矩陣Qn=σn2IM]]>與來自NI個小區外激活干擾源的貢獻QI之和。
我們假設來自第i個小區內放置于空間位置si的每個干擾源SSi的信號通過具有與(7)中相同特征的多徑信道由BS0來接收，其中i＝1，...，NI。根據QI=Σi=1Ni10Pi0(R)(Si)20Σr=1NPΛi,r(si)a(θi,r(si))aH(θi,r(si))---(11)]]>其遵循第i個干擾源空間協方差(相對于快速衰落平均的)取決于DOA的{θi，r(si)}r＝1NP、(相對于垂射估計的)歸一化的功率角輪廓(power-angle-profile){Λi，r(si)}r＝1NP和接收功率{Pi0(R)(si)}[dBm]。
如(8)中所示，接收功率從由SSi發射的功率Pi(T)獲得，同時考慮了由于在距離di0上的傳播以及在鏈路SSi-BS0上的陰影效應Si0～N(0，σs2)而引起的功率損耗Pi0R(si)=PiT+G-L(di0)+Si0---(12)]]>由于采用自適應調制和編碼來滿足固定的誤碼率(BER＝10-6)，由第i個用戶(i≠0)(從表1中列出的那些中)選擇的傳輸模式以及相應的發射功率將是在距離di上的路徑損耗和在鏈路SSi-BSi上的陰影的函數。
對于簡單的AWGN場景(沒有陰影)來說，圖4示出了傳輸模式T(d)(虛線間隔刻度)和在距其自己的BS距離d處的SS所需的相應的功率 該功率可被寫作P‾(T)(d)=Pmax(T)+10γlog(ddmax(T(d)))---(13)]]>其中dmax(T)為傳輸模式T所支持的最大距離。在我們的框架中，須相對于(13)增加由第i個干擾源發射的功率，以補償SSi和BSi中的陰影波動Si～N(0，σs2)。由于僅可能最多為最大可用功率Pmax(T)，因此我們可以等效地將發射功率寫為Pi(T)=min{P‾(T)(di)+Si;Pmax(T)}---(14)]]>接收天線間的間距的優化在圖5中，可能的干擾場景基于規劃Q4(Q指正方形蜂窩而4為頻率再用因子)。所考慮的BS0接收來自SS0的有用信號以及來自SS1、SS2、和SS3的三個第一環型(ring)干擾信號，其中SS1、SS2、和SS3位于它們的小區的中心，并且在與SS0相同的頻率上進行發射。所述有用信號和干擾信號以下列特征被發射·載波頻率3.5GHz；·信道帶寬4MHz；·子載波數量N＝256；·有用子載波數量NU＝200；·信道長度W(循環前綴長度)＝(32/N)×Tb，其中Tb為碼元持續時間；僅出于簡化問題的目的，下面的假設被引入·SS0、SS1、SS2和SS3具有單個全向天線；·SSi全向天線增益＝2dBi；.BS0配備具有90度孔徑的4個天線的ULA；·射入(impinge)BS0的陣列的波陣面被假設為平面(plane)；·BS0定向天線增益＝16dBi(垂射)；·接收信號為窄帶的；·NI個干擾終端位于NI個固定位置{Si}I＝1Ni，并且主DOA相對于垂射線對稱根據圖5僅有三個視線干擾源被考慮；·對于有用信號和干擾信號兩者的零角度擴展和衰落；·不考慮陰影；·衰落在子載波上不相關。
這些簡化應被看作是有用的初步對策，其目的僅在于引入一些理論依據，但這些簡化將會很快被去除，以實現波束形成與分集之間更好的折衷。接下來，將按照表達式(7)和(11)以及表2(附錄A)來對信道和干擾建模。
第i個干擾源的空間協方差表達式(11)包括NP個導向(steering)向量a(θi，r(si))(在上述限制性假設下NP＝1)，它們中的每個表示接收陣列對到達方向θi，r(si)的響應。在圖6中示出的ULA對來自SS0的有用信號的響應為a(θ0,r)=[1,ej2πΔλsin(θ0,r),ej2πΔλsin(θ0,r)2,...,ej2πΔλsin(θ0,r)(NR-1)]T---(15)]]>其中Δ為相鄰天線間的間距。
響應(15)為空間正弦信號，它的波數為ωs=2πΔλsin(θs)---(16)]]>如果對于每一個角度θs都得到不同的波數ωs，則射入到陣列上的干擾源的DOA因此被辨別而沒有疑義度(混淆(alias))。最大可容許間距Δmax是在Nyquist波數與相對于天線陣列的法線(normal)的最大角度偏差θmax相關聯的值。對于每個間距Δ，如果滿足下列界限Δ≤Δmax=λ2sin(θmax).---(17)]]>則不會出現疑義度。當DOA未知時，應當假設θmax=π2]]>以及相應的間距為Δ=λ2,]]>該值對于每個DOA都不會引入混淆。對于已經檢查過的覆蓋 扇區(sector)的規劃，相對于法線的最大偏差為Δθmax=π4.]]>由等式(17)得到Δmax=λ2=0.71λ.]]>角分辨率與陣列的長度L＝NRΔ的倒數成比例。當Δ＝Δmax時，到來的干擾信號與最大分離的不同波數(distinct wave numbers maximally separated)相關聯，對于規劃Q4它們等于±2.46輻射源(radiant)。
設ωi為來自普通用戶站SSi的信號的波數則(19)為ωi=2πΔλsin(θi)---(18)]]>可以以來自{SSi}i＝1，2，3的干擾源方向的導向向量的波數{ωi}i＝1，2，3彼此一致的方式來選擇Δ。這種情況發生在Δ=Δopt=nλsin(Δθ),]]>其中n＝1，2，......(簡化為僅n＝1)(19)其中Δθ為圖5中可見的LOS干擾源的角距(angular separation)。如果(19)為真，則結果為ω1=ω2=ω3=2πΔoptλsin(θi)---(20)]]>并且這三個干擾源被看作為由陣列疊加，從而發生干擾源從三個到一個的假想減少。角距以33.7°為界限，限制在n＝1，根據(19)Δopt＝1.8λ為最佳均勻間距。對于WiMAX中使用的3.5GHz載波來說，4元素陣列的長度為0.46m(λ＝8.6cm)。更適合于移動應用的更短的陣列可能具有最高的載波(WiMAX許可帶寬覆蓋達到11GHz)。已知通過在對應于每個干擾源的方向放置至少一個方向性函數的零點，可以實現良好的干擾抑制。如果不存在混淆，則需要三個自由度(由天線數減去1給出)。如果存在混淆，僅需要一個自由度，剩余的兩個可被用來在與第一個相同的方向疊加兩個其它的零點，以獲得更大的衰減。
與規劃Q4相同的考慮可擴展到以如下它們的參數為特征的其它類型的規劃AAP(天線陣列模式)、Δθmax、Δmax、Δθ和Δopt。例如考慮規劃Q1(具有單個再用因子的正方形小區，其中三個干擾小區與所考慮的小區相鄰)，結果為AAP=12π]]>、Δθmax=π4]]>、Δmax＝0.71λ、ωs＝±2.46π、Δθ＝26.6°、Δopt＝n·2.24λ。考慮規劃E3(具有等于3的再用因子且AAP＝120°的六邊形小區)，它導致AAP=23π]]>Δθmax=13π]]>、Δmax＝0.58λ、ωs＝±2.61π、Δθ＝46.10°、Δopt＝n·1.39λ。對于特定類型的規劃，例如E1，波數{ωi}i＝1，2，3的疊加可以是不完全的；通常，這對使用有限長度的陣列是有效的，在這種情況下通過最小化陣列可區別的最大數量的干擾源來計算最佳均勻間距Δopt。
現在去除有關帶來理論值Δopt的信道和干擾的上述限制，以便將(19)擴展為更現實的最佳間隔(separation)的值。為了這個目的，ULA被暫時保持，而信道和干擾的特征如之前參照等式(7)和(11)分別描述的那樣來描述，同時進一步參考表2中列出的空時可變衰落參數。
當忽略最初的限制性假設時，也就是說當A)所有終端基于信道狀態、按照自適應調制來調節發射功率，以滿足固定的誤碼率(BER＝10-6)；B)借助于以角度延遲色散(dispersion)為特征的空時多徑傳播，對集合來自NR個接收天線的復增益的信道進行建模；C)考慮快速衰落和陰影功率波動；D)考慮符合例如Hata-Okomura模型的路徑損耗衰減；E)終端在它們各自的小區內隨機分布，最佳間距Δopt被計算為使得關聯到NI個干擾小區的重心DOA的NI個波數之間的擴展最小化。第i個重心DOA指的是第i個干擾小區，其中i＝1，...，NI，并且當干擾站的空間位置在其小區內隨機分布時，由位于第i個蜂窩中的干擾站與位于感興趣的蜂窩內的接收站之間的信道的功率角輪廓來計算所述第i個重心DOA。假設具有任意路徑數目NP的多徑信道，通過執行加權平均來計算第i個重心DOA，該加權平均被擴展到指示其小區內第i個干擾站所跨越的位置的網格的S點乘以NP個路徑的NP×S個到達方向，并且通過在該路徑上接收到的功率對每個DOA進行加權。
下文是對上述操作的自底向上的描述，從對重心DOA的計算開始。因此，由第i個干擾源站生成的多徑理想地折疊(collapse)到單個路徑上，該路徑以重心DOAθiB和重心接收功率PiB為特征，其中重心DOAθiB為θiB=Σs=1S10Pi,0(R)(s)10Σr=1NpΛi,r(S)θi,r(S)Σs=1S10Pi,0(R)(s)10---(21)]]>重心接收功率PiB為PiB=1SΣs=1S10Pi,,0(R)(s)10---(22)]]>事實上，術語“重心”是適當的，因為(21)與用來計算像S迭代多徑那樣分布的質點的整體的重心位置的數學公式之間具有嚴格的相似性。
將θiB(21)引入到(18)中，我們得到重心波數ωiBωiB=2πΔλsin(θiB)---(23)]]>對于一個普通的蜂窩規劃，ULA情況的最佳間距可以通過最小化相對于重心接收功率而加權的重心波數的擴展來得到，因此它是下述問題的解Δopt=argminΔΣi=1NI(ωiB(Δ)-ω‾B(Δ))2PiB---(24)]]>其中ωiB(Δ)(目標函數)為關聯到作為間距Δ的函數的第i個重心DOA的波數，并且ω‾B(Δ)=Σi=1NIωiB(Δ)PiBΣi=1NIPiB---(25)]]>為加權的平均波數。
通過定義加權平均重心DOA間隔ΔθB，在考慮如下所述的規劃時可以處理閉式解(closed form solution)，所述規劃具有NI個干擾小區，該NI個干擾小區具有來自垂射的不可忽略的接收干擾功率。
ΔθB=Σi=2NIPiBθiBΣi=2NIPiB---(26)]]>對于NI＝3ΔθB=P2Bθ2B+P3Bθ3BP2B+P3B---(27)]]>其中i＝1的干擾小區位于垂射方向。由于主DOA相對于垂射θBS＝0度的對稱性以及相對于垂射對它們進行估計的事實，(26)和(27)在所有的影響下都是正確的，從而得出ΔθiB=θiB-θBS=θiB.]]>最終的最佳間距為Δopt=λsin(ΔθB).---(28)]]>作為波束形成與分集之間的良好折衷，值Δopt＝1.8λ通過無限制的方法被基本確認。在重心方向θiB的陣列的導向向量的下述波數ωiB=2πΔoptλsin(θiB)]]>彼此一致，從而使陣列可區分的重心干擾源的最大數量被最小化。
雖然本發明已經參考特定的優選實施例得到了描述，但是本發明并不局限于此，在不脫離本發明范圍的情況下可以進行各種改變和修改，這對于所屬領域的技術人員來說將是顯而易見的。例如，在解決蜂窩場景的最適宜性的基礎上，對于根據其它幾何形狀，例如圓形，具有等間距天線排列的不同陣列，可容易地獲得與對ULA有效的(19)等效的表達式。
附錄A表1BER＝10-6且具有子載波上不相關的衰落時，傳輸模式和相應的SNR操作閾值

表2用于估計平均SINR的其它Q4規劃參數

采用的縮略詞AAP-天線陣列孔徑
AWGN-加性高斯白噪聲DFT-離散傅立葉變換DOA-到達方向ETSI-歐洲電信標準協會IEEE-電氣及電子工程師協會LOS-視線LS-最小平方MAN-城域網MAP-最大后驗(Maximum a Posteriori)MDL-最小描述長度MIMO-多輸入多輸出MRC-最大比合并MSE-均方誤差MVDR-最小差異無失真響應NLOS-非視線OFDM-正交頻分復用OFDMA-正交頻分多址SDMA-空分多址SIMO-單輸入多輸出SINR-信號干擾噪聲比SNR-信噪比SUI-Stanford University InterimTDMA-時分多址ULA-均勻線性陣列WiMAX-用于微波接入的全球互用性(Worldwide Interoperability forMicrowave Access)
權利要求
1.一種用于優化可由蜂窩電信網絡的固定的或移動的接收站使用的陣列的均勻間隔的天線之間的間距的方法，在所述蜂窩電信網絡中，在忽略沿著多徑的角功率擴展的限制性假設下，最佳間距可通過下述理想表達式以閉式來計算Δopt=λsin(Δθ),]]>其導致如陣列所見到的干擾源的疊加，其中，λ為載波的波長，并且Δθ為固定干擾源的角距，所述方法的特征在于包括以下步驟用由位于各個小區內部的NI個干擾源站(SS1，SS2，SS3)產生的NI個空間功率分布的相鄰重心到達方向θiB之間的角距ΔθiB的加權平均ΔθB來代替所述Δθ，所述方向θjB由假設的蜂窩規劃和假設的信道模型來計算。
2.根據權利要求1的方法，其特征在于，通過執行加權平均來計算每個第i個干擾源站的所述重心到達方向θiB，所述加權平均被擴展到由描述多徑特征的NP個射線r乘以指示其小區內第i個干擾站所跨越的位置的網格的S點s的、相對于所述陣列的法線估計的NP×S個到達方向θi，r(s)。
3.根據權利要求2的方法，其特征在于，用于平均到達方向θi，r(s)的權重為沿著所述方向θi，r(s)的在接收站的功率 其中Λi，r(s)為沿著r方向的歸一化功率密度。
4.根據權利要求3的方法，其特征在于，所述重心到達方向θiB根據下面的表達式計算得出θiB=Σs=1S10Pi,0(R)(s)10Σr=1NpΛi,r(s)θi,r(s)Σs=1S10Pi,0(R)(s)10]]>其中，分母表示乘以S的重心接收功率PiB。
5.根據權利要求4的方法，其特征在于，通過如下定義加權平均重心DOA間隔ΔθB，對于具有NI個干擾小區的特定蜂窩規劃，計算所述角距ΔθB，所述加權平均中心DOA間隔ΔθB被定義為ΔθB=Σi=2NIPiBθiBΣi=2NIPjB,]]>其中i＝1的干擾小區在θBS＝0度的垂射方向上，并且ΔθiB=θiB-θBS=θiB]]>被稱為垂射。
6.根據權利要求1至5中任何一項的方法，其特征在于，對應于所述最佳間距Δopt，在所述重心方向θiB的陣列的方向性函數的重心波數ωiB=2πΔoptλsin(θiB),]]>其中i＝1，......NI彼此一致，從而所述陣列可區分的重心干擾源的最大數量被最小化。
7.根據權利要求1至6中任何一項的方法，其特征在于，在采用正方形小區規劃以及放置在第一干擾環內的干擾站的場景中，所述最佳間距的值為Δopt＝1.8λ，作為波束形成與空間分集之間的最佳折衷。
8.根據權利要求1的方法，其特征在于，所述的最佳間距等價于最小化相對于重心接收功率加權的重心波數的擴展。
9.根據權利要求8的方法，其特征在于，所述最小化問題可被設置為Δopt=argminΔΣi=1NI(ωiB(Δ)-ω‾B(Δ))2PiB,]]>其中ωiB(Δ)為關聯到作為間距Δ的函數的第i個重心DOA的波數，并且ω‾B(Δ)=Σi=1NIωiB(Δ)PiBΣi=1NIPiB]]>為加權平均波數。
全文摘要
位于蜂窩通信系統的基站中的ULA的相鄰接收天線間的間距關于信道和干擾空時多徑兩者被優化。在具有零角功率擴展的固定干擾源的理想情況下，給定蜂窩規劃且已知陣列孔徑，相鄰天線間的最佳間距Δ
文檔編號H04Q7/36GK101083498SQ20071013799
公開日2007年12月5日 申請日期2007年2月16日 優先權日2006年2月16日
發明者莫妮卡·尼科利, 路易吉·桑皮特羅, 克勞迪奧·桑塔斯薩里亞, 奧斯瓦爾多·西米恩, 昂伯托·斯帕諾利尼 申請人:西門子公司