優化功率放大器效率的方法和裝置的制作方法

文檔序號：7640477閱讀：207來源：國知局

專利名稱：優化功率放大器效率的方法和裝置的制作方法
技術領域：
本發明涉及一種用于通信設備的發射器。本發明尤其涉及發射
器功率放大器的效率優化。
背景技術：
為了優化功率放大器的效率，需要將功率放大器的供應電壓保
持得盡可能低；在本文檔中，效率意味著1-功率損失/輸出功率。另一方面，供應電壓必須足夠高，從而在功率放大器的輸出信號中不發生削波。將供應電壓保持在優化值是一項具有挑戰性的任務，特別是當加載功率放大器的電路阻抗發生變化時。例如，在移動通信設備中，加載功率放大器的天線阻抗隨頻率和外部環境而發生顯著變化。對天線阻抗具有影響的外部環境的一個例子是用戶手指在天線附近的位置，即手指效應。在移動通信設備中，天線的阻抗可以有很大范圍的變化，其特征表現為高達10: 1的電壓駐波比(VSWR)。可以通過將供應電壓值保持得非常高從而在不同的情況下具有足夠的安全裕度來將阻抗中的變化納入考慮之中。然而，這種方法導致了下列情況，即供應電壓毫無必要地在相當的時間部分中為高。太高的供應電壓意味著不必要的功率損失，特別是在功率放大器的輸出級晶體管中。在很多情況下，通信設備中發射器的功率放大器是均衡功率放大器。與例如常規的單端放大器相比，均衡功率放大器的優點在于其對從功率放大器的輸出級到負載的信號路徑上的阻抗失配不太敏感。圖1示出了根據現有技術的均衡功率放大器。術語"均衡放大器"可能會與差分放大器產生混淆，其中在差分放大器中不同放大器級的輸入信號之間的相位差為180度。在本文檔中，具有180度相位差的雙側放大器被稱為差分放大器，而具有90度相位差的雙側放大器被稱為均衡放大器。放大器的輸入信號S—in傳導至定相部分 101，其產生兩個版本的輸入信號直接相位信號和具有卯度相位滯后的另一信號。這些信號版本分別耦合到兩個并行放大器級102 和103的輸入。放大器級102和103的輸出信號耦合到所謂的3dB 電橋104，其一個輸出通過終端阻抗105來終止，而另一輸出通過低通濾波器107耦合到負載106。信號S一out表示均衡功率放大器的輸出信號。使用在它們的輸入信號中具有90度相位差的兩個并行放大器級有助于解決負載106的不可預測的變化阻抗。在本文檔中，放大器級102被稱為同相放大器級，而具有90度相位滯后輸入信號的放大器級103被稱為正交放大器級。供應電壓Vs被輸送到具有可控電壓源108的放大器級102和 103，該可控電壓源108是由dc電壓Vbatt供電并由控制電壓Vc來控制的開關模式功率源(SMPS)。為了優化放大器的效率，即避免放大器級102和103中不必要的功率浪費，控制電壓Vs應當盡可能地低，但另一方面，放大器級102和103中的任何一個放大器級的輸出信號必須沒有削波。 US3711782公開了這樣一種設置均衡放大器的輸出功率通過方向開關來測量，并且公用于兩個放大器級的供應電壓根據輸出功率來控制。圖2示出了基于該原理的解決方案。低通濾波器207的輸出信號經由耦合到檢測器的方向開關208來傳導，其中該檢測器給出了電壓Vdet,該電壓是被輸送到負載206的輸出功率的指示。該電壓Vdet被傳到至控制單元210，該控制單元進而產生控制電壓 Vc。該控制電壓Vc控制為放大器級202和203產生供應電壓Vc的可控電壓源211。在此例子中，可控電壓源211是由dc電壓Vbatt 供電的開關模式功率源(SMPS)。控制單元210是比例控制器(P 控制器)，當輸送至負載的功率上升或下降時該比例控制器上升或下降供應電壓Vs。當輸出功率處于其最大值時，該供應電壓Vs也處于其最大值，而當輸出功率下降時，該供應Vs也下降。
根據現有技術的解決方案還包括這樣的方法，該方法基于對從放大器輸送到負載的功率以及從負載的信號輸入端子反射回放大器的功率進行的測量。所測輸出和反射功率值是算術單元的輸入，該算術單元控制供應電壓，使得可以將放大器輸出級的峰峰電壓范圍中的變化納入考慮。US6639471中給出了這種類型的方法，其給出
了基于計算天線阻抗的方法。然而，上述方法要求顯著的計算能力，并且實際的實現非常復雜。此外，這些方法不適用于上述類型的均衡放大器。例如，沒有考慮在不同放大器級的信號輸出處具有不同的峰值電壓。

發明內容
本發明的目的是提供一種均衡功率放大器，其中可以對該均衡功率放大器的效率進行優化從而消除或減少與現有技術相關的局限和缺點。本發明的另一目的是提供一種具有均衡功率放大器的移動通信設備，其中可以對該均衡功率放大器的效率進行優化從而消除或減少與現有技術相關的局限和缺點。本發明的另一目的是提供一種放大器模塊，其可以在例如移動通信設備中使用，從而消除或減少與現有技術相關的局限和缺點。本發明的另一目的是提供一種用于對均衡功率放大器的效率進行優化的方法，從而消除或減少與現有技術相關的局限和缺點。通過下列解決方案來實現本發明的目的其中在每個放大器級的信號輸出處檢測放大器級的輸出信號的電壓電平，并且所檢測的電壓電平值用于控制每個放大器級的供應電壓，以使得改進功率放大器的效率，而不增加削波功率放大器的輸出信號的風險。 [oio]與現有技術相比，本發明可以實現有益的技術效果
-降低了功率放大器中的功率損失，因此，也降低了放大器的電子組件的溫度，
情況下也可以對效率進行可靠優化，
-實現簡單并且具有成本效益；無需方向開關來進行效率優化。 [oii]在電池供能的移動通信設備中，功率損失的降低意味著連續電池負載之間的操作時間的增加。根據本發明，具有同相放大器級和正交放大器級的均衡功率放大器的特征在于該均衡功率放大器包括
-第一檢測器，被布置用于檢測同相信號的電壓值，所述同相
信號是所述同相放大器級的輸出信號，
一第二檢測器，被布置用于檢測正交信號的電壓值，所述正交
信號是所述正交放大器級的輸出信號，
-可控供應單元，^皮布置用于產生供應電壓，以對所述同相放大器級進行供能，并對所述正交放大器級進行供能，以及
-控制單元，被布置用于至少部分地根據所述同相信號的所并至少部分地根據所述正交信號的所述電壓值來確定用于對所述正交放大器級進行供能的供應電壓值。
—種根據本發明的移動通信終端，其特征在于包括-第一放大器級，被布置作為均衡功率放大器的同相放大器級; 以及第二放大器級，被布置作為所述均衡功率放大器的正交放大器級，-第一檢測器，被布置用于檢測同相信號的電壓值，所述同相信號是所述同相放大器級的輸出信號，-第二檢測器，被布置用于檢測正交信號的電壓值，所述正交信號是所述正交放大器級的輸出信號，-可控供應單元，被布置用于產生供應電壓，以對所述同相放大器級進行供能，并對所述正交放大器級進行供能，以及-控制單元，被布置用于至少部分地根據所述同相信號的所并至少部分地根據所述正交信號的所述電壓值來確定用于對所述正交放大器級進行供能的供應電壓值。
—種根據本發明的放大器模塊，其特征在于包括 -信號輸入端子和信號輸出端子，-第一放大器級，其耦合在所述信號輸入端子和所述信號輸出端子之間，并被布置作為均衡功率放大器的同相放大器級，-第二放大器級，其耦合在所述信號輸入端子和所述信號輸出端子之間，并被布置作為所述均衡功率放大器的正交放大器級，-第一檢測器，被布置用于檢測同相信號的電壓值，所述同相信號是所述同相放大器級的輸出信號，-第二檢測器，被布置用于檢測正交信號的電壓值，所述正交信號是所述正交放大器級的輸出信號，-可控供應單元，被布置用于產生供應電壓，以對所述同相放大器級進行供能，并對所述正交放大器級進行供能，以及-控制單元，被布置用于至少部分地根據所述同相信號的所述電壓值來確定用于對所述同相放大器級進行供能的供應電壓值，并至少部分地根據所述正交信號的所述電壓值來確定用于對所述正交放大器級進行供能的供應電壓值。
—種根據本發明的方法，用于對具有同相放大器級和正交放大器級的均衡功率放大器的效率進行優化，其特征在于該方法包括-檢測同相信號的電壓值，所述同相信號是所述同相放大器級的輸出信號，-檢測正交信號的電壓值，所述正交信號是所述正交放大器級的輸出信號，-至少部分地根據所述同相信號的所述電壓值來確定第一供應電壓值，-至少部分地根據所述正交信號的所述電壓值來確定第二供應電壓<直，以及-將所述同相放大器級的供應電壓設定為所述第一供應電壓值，并將所述正交放大器級的供應電壓設定為所述第二供應電壓值。
下面描述本發明各種有益實施方式的特征。[on]不能將本文檔中給出的本發明的示例性實施方式解釋為對所附權利要求書的應用性進行限制。動詞"包括，，在本文檔中用作開放式限定，這不排除其它未限定特征的存在。除了另行明顯聲明之外，在從屬權利要求中限定的特征可自由地互相結合。

下面參考以示例方式給出并參考附圖而給出的優選實施方式來詳細解釋本發明及其優點，其中，
圖l示出了根據現有技術的均衡功率放大器；控制的均衡功率放大器；[cm]圖3示出了根據本發明實施方式的均衡功率放大器；示例性放大器級，圖4b和圖4c示出了根據本發明實施方式的均衡功率放大器的放大器級的示例性信號波形；以及圖4d和圖4e示出了根據本發明實施方式的可以在均衡功率放大器中使用的示例性檢測器；
圖5示出了根據本發明實施方式的均衡功率放大器；
圖6示出了根據本發明實施方式的均衡功率放大器；
圖7示出了根據本發明實施方式的均衡功率放大器；
圖8示出了根據本發明實施方式的均衡功率放大器；
圖9示出了根據本發明實施方式的均衡功率放大器；
圖10示出了根據本發明實施方式的移動通信設備；
圖11示出了根據本發明實施方式的放大器模塊；以及
圖12示出了根據本發明實施方式的，用于對具有同相放大器級和正交放大器級的均衡功率放大器的效率進行優化的方法的流程圖。
具體實施方式
已經在上面對現有技術的描述中對圖1-圖2進行了解釋。
圖3示出了根據本發明實施方式的均衡功率放大器。該均衡功率放大器包括同相放大器級301和正交放大器級302。利用可控供應單元310來產生用于同相放大器級301和正交放大器級302的供應電壓Vsl和Vs2。該可控供應單元310包括兩個可控電源源308 和309,其可以例如是根據現有技術的開關模式電源(SMPS)或根據現有技術的線性調整器。從本發明的角度來看，可控電壓源的類型是無關緊要的。在本文檔的剩余部分中，同相放大器級301的輸出信號Sl被稱為同相信號，而正交放大器級302的輸出信號S2被稱為正交信號。該同相信號Sl經由信號路徑303傳導至檢測器305。該正交信號S2經由信號路徑304傳導至檢測器306。檢測器305和 306各自的輸出信號Vdetl和Vdet2被傳導至控制單元307。控制單元307被安置用于形成控制電壓Vcl,其至少部分地根據檢測器 305的輸出信號Vdetl來確定供應電壓Vsl的值；以及形成控制電壓 Vc2,其至少部分地根據檢測器306的輸出信號Vdet2來確定供應電壓Vs2的值，以使得優化均衡功率放大器的效率，但并不發生同相和正交信號Sl和S2的削波。
在圖4a、圖4b和圖4c的幫助下，圖示了根據本發明實施方式的可以在均衡功率放大器中控制供應電壓Vsl和Vs2所依據的原理。圖4a示出了放大器級。圖3中的同相放大器級301和正交放大器級 302可以根據圖4a所示。在圖4a中示出的放大器級包括輸出級晶體管401和ac去耦合電感器402,去耦合電感器402將輸出級晶體管耦合到供應電壓Vs。在此情況中，假設供應電壓Vs相對于接地電勢406為正。可替換地，可以將放大器級構建為使用負供應電壓。然而，在以下的分析中，我們假設供應電壓為正。本領域技術人員
在輸入端子403處接收放大器級的輸入信號Sa,并且從輸出端子404處提取出放大器級的輸出信號S。通過操作點基礎電流ibO并通過供應電壓Vs來確定晶體管的操作點。操作點基礎電流ibO表示基礎電路ib的dc分量。希望供應電壓Vs盡可能低，從而最小化放大器級中的功率損失。另一方面，供應電壓Vs必須非常高，從而輸出信號S不受由于削波所引起的失真。圖4a示出了基于雙極晶體管的放大器級。根據本發明實施方式，在均衡功率放大器中使用的放大器級也可以基于多個雙極晶體管，例如達林頓連接；或一個或多個場效應晶體管(FET)或一個或多個雙極晶體管與一個或多個FET的組合。
圖4b示出了示例信號Sb,其處于端子405和接地電勢406之間。信號Sb的dc分量是供應電壓Vs。在圖4b中，Vmax表示信號Sb 和接地電勢406之間的最大電勢差，而Vmin表示信號Sb和接地電勢406之間的最小電勢差。當基本電流i b具有非常大的值以至于輸出級晶體管401基本上將端子405短路到接地電勢406Sb的最小可能值。因此，信號Sb從不低于接地電勢406。如果供應電壓Vs降低的值超過Vmin，則信號Sb的波形被削波，因為Sb的 dc分量將降低相同的值，并且信號Sb不能低于接地電勢406。
圖4c示出了信號S,其處于端子404和接地電勢406之間。通過利用dc去耦合電容器407從信號Sb中移除dc分量來獲得信號S，即信號S是信號Sb的ac分量。假設端子404具有負載，但在圖4a 中未示出對端子404產生負載的電路。當在通信設備的發射器中使用功率放大器，并且當信號Sb沒有被削波時，可以假設信號Sb以其dc分量Vs對稱，即Vmax-Vs=Vs-Vmin。在圖4b和圖4c中，Amp 表示信號Sb的ac分量的振幅，即信號S的振幅。還結合信號S,可以將該振幅定義為該信號的ac分量的振幅，而不考慮信號S的ac 分量基本為零這樣的事實。
至少當上述的對稱假設成立時，Vmin > 0意p木著 Vs > Amp ( 1 )以及Vs > Vmax/2 ( 2 )
在ac去耦合電感器402的電阻被假設為0并且假設輸出級晶體管401能夠在終端405與接地電勢406之間形成短路的意義上，上述分析被簡化。由于在實際情況中這些假設并不有效，所以需要安全裕度M以用于最小電勢差Vmin。換言之，要求Vmin》0并不足夠，但必須需要的是Vmin大于安全裕度M,即Vimn > M ( 3 )Vs一low = Amp + M ( 4 ) 以及Vs low = Vmax/2 + M ( 5 )其中Vs—low意味著針對供應電壓Vs的最小允許值，從而避免信號 Sb和S的削波。為了最小化圖4a中所示放大器級中的功率損失，將供應電壓的值設定為Vs—low,即Vs-Vs—low。
應當注意到，如果信號Sb是由方程式(4)或(5)給出的削波后Vs—low,則無需導致Vmin二M這樣的情況的供應電壓值，因為方程式(1) - (5)是通過假設沒有發生削波而推導的。例如，我們假設信號Sb被削波并且檢測最大電勢差Vmax的情況。因為信號Sb 被削波，所以供應電壓Vs小于Vmax/2+M。因此，當供應電壓才艮據方程式(5)被設定為值Vs_low時，供應電壓上升。當發生削波并且供應電壓上升時，最大電勢差Vmax上升；減輕或消除了削波。因此，所檢測的Vmax上升，并且根據方程式(5 )的供應電壓上升。這導致了只要所檢測的最大電勢差Vmax滿足方程式(5)則供應電壓就上升這樣的情況。對于應用方程式(4)的情況，也可以給出類似的分析。
信號Sb和接地電勢406之間的最大電勢差Vmax可以通過例如在圖4d中示出的二極管包絡檢測器來獲得，其中信號Sb連接到端子451，并且檢測器的輸出信號Vmax在端子452處可用。而且，信號S的振幅Amp可以通過圖4d中所示出的二極管包絡檢測器來獲得，其中信號S連接到端子451,并且檢測器的輸出信號Amp在端子452處可用。信號Sb的ac分量的振幅Amp可以例如通過4全測器來獲得，該檢測器包括將dc分量從信號Sb中移除的高通濾波器以及二極管包絡檢測器。信號Sb和接地電勢406之間的最小電勢差 Vmin可以例如通過圖4e中所示出的二極管包絡檢測器來獲得，其中信號Sb連接到端子461，并且檢測器的輸出信號Vmin在端子462 處可用。選擇圖4d或圖4e中示出的檢測器的電阻器-電容器(RC) 電路的時間常數，從而該檢測器的輸出信號能夠跟隨最大電勢差 Vmax中的變化、振幅Amp中的變化，或者具有足夠速率的最小電勢差Vmin中的變化。
本發明不限于圖3所示檢測器305和306的實現。可以使用任何適當的檢測器，例如上述的二極管包絡檢測器、利用混頻器和定相器實現的檢測器或基于算術放大器的檢測器。
圖4d和圖4e中所示二極管包絡檢測器的缺點在于，在很多應用中，準確性要求迫使使用特殊和昂貴的具有低閾值電壓的檢測器二極管。然而，圖4d和圖4e所示的二極管實現可以利用基于標準射頻(RF)晶體管的實現來代替。例如，圖4d中所示的二極管包絡檢測器可以利用在US5214372中描述的晶體管檢測器來替代，這里作為參考引入US521437。安全裕度M可以是恒定的，或者安全裕度M可以是供應電壓 Vs和/或4皮對全測{直Vmin、 Mmax或Amp的函凄丈。例3口，安全一谷度可以在供應電壓上升的時候上升，因為寄生元件的效果(例如解耦合電感器中的功率損失)在信號電平上升時也上升。例如，在方程式 (3) - (5)中使用的安全裕度M可以由等式M^MO+a x Vs給出，其中MO和a是常數。
中的同相信號Sl和正交信號S2具有非零的dc分量。在此情況下，信號路徑中分別用于同相信號Sl和正交信號S2的dc去耦合電容器位于3dB電橋311處。檢測器305的輸出信號Vdetl是同相信號和接地電勢之間的最大電勢差Vmax。檢測器306的輸出信號Vdet2是正交信號S2和接地電勢之間的最大電勢差Vmax。根據方程式(5) 來確定供應電壓Vsl和Vs2的值。在根據本發明實施方式的均衡功率放大器中，根據圖4b,圖3 中的同相信號Sl和正交信號S2具有非零的dc分量。在此情況下，信號路徑中分別用于同相信號Sl和正交信號S2的dc去耦合電容器位于3dB電橋311處。檢測器305的輸出信號Vdetl是同相信號和接地電勢之間的最小電勢差Vmin。檢測器306的輸出信號Vdet2是正交信號S2和接地電勢之間的最小電勢差Vmin。根據下列原則來確定供應電壓Vsl和Vs2的值
-如果Vmin小于安全裕度M,則供應電壓的值增加M-Vmin; -如果Vmin大于安全裕度M，則供應電壓的值降低Vmin-M。
在根據本發明實施方式的均衡功率放大器中，根據圖4b，圖3 中的同相信號Sl和正交信號S2具有非零的dc分量。在此情況下，信號路徑中分別用于同相信號Sl和正交信號S2的dc去耦合電容器位于3dB電橋311處。檢測器305的輸出信號Vdetl是同相信號SI 的ac分量的振幅。檢測器306的輸出信號Vdet2是正交信號S2的 ac分量的振幅。根據方程式(4)來確定供應電壓Vsl和Vs2的值。
在根據本發明實施方式的均衡功率放大器中，根據圖4c,圖3 中的同相信號Sl和正交信號S2具有零dc分量。在此情況下，信號路徑中分別用于同相信號Sl和正交信號S2的dc去耦合電容器分別位于同相放大器級301和正交放大器級302處。檢測器305的輸出信號Vdetl是同相信號Sl的振幅。檢測器306的輸出信號Vdet2是正交信號S2的振幅。根據方程式(4)來確定供應電壓Vsl和Vs2 的值。根據本發明的實施方式，除了上述方法之外，還有多種其它方
應電壓值。例如，檢測器的輸出信號可以是同相或正交信號的有效值例如均方根，并且對同相或正交信號的ac分量的振幅的估計通過該有效值以及預知的同相或正交信號的波峰因子(crest factor )。
針對所有方法的共同特征在于供應電壓的確定基于所檢測到的同相信號和正交信號的電壓值。如上所述，電壓值可以是很多種選擇中的其中一種，例如最大電勢差、最小電勢差、ac分量的振幅以及有效值。所檢測到的電壓值指示向均衡功率放大器的負載傳播的信號功率的效應和所反射的信號功率的效應。因此，信號路徑上從同相和正交放大器級的可能的阻抗失配不會干擾對控制電壓的優化控制。在根據本發明實施方式的均衡功率放大器中，通過不同于供應電壓Vs2的方法來確定供應電壓Vsl的值。在根據本發明一個實施方式的均衡功率放大器中，使用相同的供應電壓來對圖3中的同相放大器級301和正交放大器級302進行供能，即Vs^Vs2二Vs。對于同相放大器級301和正交放大器級302 公用的供應電壓的值根據下列原則來確定 Vs = max(Vs—lowl， Vs—low2} ( 6 )其中max{.， .}意味著自變量的最大值，并且Vs—lowl是通過任意一種上述方法所獲得的同相放大器級301的最小許可供應電壓， Vs—1ow2是通過任意一種上述方法所獲得的正交放大器級302的最小i午可供應電壓。當通過控制供應電壓Vsl和/或Vs2而對圖3中所示的均4軒功率放大器的效率進行優化時，改變了同相放大器級301和/或正交放大器級302的輸出級晶體管的操作點。結果，均衡功率放大器的增益也發生變化。在某些情況下，改變的增益可以等于針對與同相和正交信號Sl和S2的改變電平相對應的新情況的期望增益，但改變的增益對于新情況也可能太小或太大。可以利用可控增益單元來補償增益中不期望的變化，其中該可控增益單元被布置為調整均衡功率放大器的輸入信號S一in的電平。在圖3中示出了該可控增益單元。
根據本發明實施方式的均衡功率放大器在均衡功率放大器的信號輸入處包括可控增益單元。該可控增益單元被布置用于至少部分地補償由于同相放大器級和/或增加放大器級的供應電壓發生改變而引起的均衡功率放大器增益的變化。可以例如借助于所測量的均衡功率放大器的輸出功率來控制該可控增益單元，其中可以利用方向開關來測量該輸出功率。該可控增益單元可以是根據現有技術的可變增益放大器。在圖4a中示出了操作點基礎電流ib0的值，即放大器級的偏置，對放大器級的線性具有影響，并且對放大器級的效率也具有影響。當操作點基礎電流ibO上升時，即偏置上升時，放大器級的線性改進，但效率降低，并且反之亦然。良好的線性很重要，特別是對小電平的輸出信號S，而良好的效率對于高電平的輸出信號S很重要。因此，可以至少部分地根據輸出信號S的電平來控制放大器級的偏置，使得當輸出信號S的電平上升(下降)時偏置下降(上升)。對于基于FET的放大器級，放大器級的偏置意味著選擇操作點柵極點壓的值，即4冊極電壓的dc分量。所檢測的同相信號電壓值來控制同相放大器級的偏置，并且至少部分地根據所檢測的正交信號電壓值來控制正交放大器級的偏置。
圖5示出了根據本發明實施方式的均衡放大器。在本發明的該
實施方式中，用于為同相放大器級501供能的供應電壓Vsl以及用于為正交放大器級502供能的供應電壓Vs2被設置為公共供應電壓 Vs。通過包括開關模式電源(SMPS)的可控供應單元503來產生該供應電壓Vs。假設同相信號Sl的dc分量和正交信號S2的dc分量基本為0,即根據圖4c。同相信號Sl經由信號路徑504傳導至二極管包絡檢測器505,該檢測器505被安置用于檢測同相信號Sl的振幅Ampl。正交信號S2經由信號路徑506傳導至二極管包絡檢測器 507，該檢測器507被安置用于檢測正交信號S2的振幅Amp2。由于供應電壓Vs對于放大器級501和502 二者是公共的，所以必須選擇供應電壓，從而使得在同相和正交信號Sl和S2中均不發生削波。
根據下列原則來設定用于供應電壓Vs的最小許可值Vs一low滿足該要求
Vs一low : max{Ampl, Amp2}+M ( 7 )
其中M是安全裕度。利用可控供應單元503將供應電壓Vs調節到值Vs一low，以便最大化均衡功率放大器的效率。
通過控制單元513來實現方程式(7)中的最大值函數，其中該控制單元513包括二極管508和509，以及由電阻510和511與電容器512組成的RC電路。選擇RC電路的時間常數，從而最大值函數能夠以足夠速率來跟隨Ampl和Amp2中的變化。控制單元51!3的輸出信號Vc的動態范圍被調整為適合于使用通過電阻510和511實現的電壓劃分的可控供應單元503。方程式(7)中的安全裕度M可以具有M- a xmax{Ampl， Amp2)這樣的形式。在此情況下，可以通過電阻510和511來實現該裕度。還可能的是，可控供應單元503 被調整為產生供應電壓Vs,如kxVc+VO，其中k是增益，VO是恒定電壓。在此情況下，該裕度可以具有M- "xmax{Ampl， Amp2}+V0的形式。[OW]二極管包絡檢測器505和507以及控制單元513的特征在一定程度上依賴于溫度。該溫度依賴性使得在檢測同相信號Sl和正交信號S2的幅度時產生不精確性。因此，供應電壓Vs具有不期望的溫度依賴性。這種類型的不精確性使得需要較高的裕度M值，從而確保同相信號Sl和正交信號S2不發生削波。較高的裕度M值意味著較高的供應電壓Vs值以及較低的功率放大器效率。
圖6示出了根據本發明實施方式的均衡功率放大器。在本發明的實施方式中，控制單元610包括函數元件602,其產生所檢測到的同相信號Sl和正交信號S2的振幅的最大值；參考元件603,其產生參考信號Ref;以及輸出元件604，其產生用于可控供應單元605 的控制電壓Vc。參考元件603類似于二極管包絡檢測器606和607 與函數元件602的組合，^f旦對于二極管包絡檢測器606和607相對應的設備608和609的輸入耦合到接地電勢。輸出元件604使用作為函數元件602的輸出的信號VcO以及用于確定控制電壓Vc的參考信號Ref。函數元件602與二極管包絡檢測器606和607的組合的溫度依賴性具有與參考元件604類似的良好精確性。因此，由于溫度變化而引起的電平變化可以通過將信號VcO減去參考信號Ref即 VcO-Ref來至少部分地消除。輸出元件604可以例如是具有差分輸入端子的放大器。圖7示出了根據本發明實施方式的均衡功率放大器。在本發明的實施方式中，控制單元705的輸出元件701根據量值VcO、 Ref和 A來產生用于可控供應單元702的控制電壓Vc,其中VcO是所檢測到的振幅的最大值max(Ampl， Amp2}， Ref是結合圖6所描述的此類參考信號，以及A是用于根據外部信息來控制供應電壓Vs的外部控制信號。在很多應用中，均衡功率放大器的輸出信號S—out的功率隨時間變化。這種類型的情況例如存在于發射器中，其中調制方案包括調幅組件。當供應電壓Vs根據所檢測到的振幅Ampl和Amp2 來進行控制時，供應電壓Vs值的改變總是相對于振幅中的相應改變此外，在實際的實現中，在通過二極管包絡檢測器703或704、通過控制單元705以及通過可控供應單元702的信息路徑上總是具有延遲。因此，供應電壓Vs中的安全裕度，例如方程式(7)中的M，必須足夠高，從而在信號Sl和S2的振幅上升之后，甚至是在供應電壓中的相應上升發生延遲時，信號Sl和S2也不發生削波。控制信號A可用于提供有關振幅變化的信息，從而可以縮短上述延遲。例如，外部控制信號A可以表示調制方案的AM分量，其中^f吏用了包括跟蹤(ET)或包絡消除和恢復(EER)技術。當縮短延遲時，供應電壓中的安全裕度可以降低，從而在均衡功率放大器的效率方面提供改進。為了對均衡功率放大器的效率進行優化，例如根據下列方程式來確定控制電壓Vc的值 Vc= a x [HPF{A}+ ( VcO-Ref) +M] ( 8 )
其中a是常數，以及HPF(.)意味著高通濾波。常數a用于使Vc的動態范圍適合于可控供應單元702。高通濾波意味著只有A的改變對控制電壓Vc具有影響。當A未發生改變時，僅根據所檢測到的振幅 Ampl和Amp2的最大值來確定控制電壓Vc。可以通過具有差分輸入端子的放大器和標準可操作放大器來實現控制單元705的輸出元件701。圖8示出了根據本發明實施方式的均衡功率放大器。在本發明的實施方式中，控制單元806的輸出元件801包括模數轉換器(AD) 802、數模轉換器(DA) 803以及數字信號處理器(DSP) 804。參考元件805的輸出信號Ref用作AD轉換器802的參考電平。以數字形式將外部控制信號A提供給DSP 804。通過DSP 804的數字信號處理裝置來實現與方程式(8)相對應的函數。DSP 804可以是與存儲器電路相關聯的可編程處理器，其中該存儲器電路包含有對于可編程處理器可讀的軟件。可替換地，DSP 804可以是專用集成電路 (ASIC),或者該DSP 804可以是可編程處理器和ASIC的組合。圖9示出了根據本發明實施方式的均衡功率放大器。通過包括可控電壓源903和904的可控供應單元914對同相方文大器級901和正交放大器級902進行供能。可控電壓源903產生用于同相放大器級901的供應電壓Vsl，而可控電壓源904產生用于正交放大器級 902的供應電壓Vs2。同相信號Sl的dc分量以及正交信號S2的dc 分量被假設為基本為0，即根據圖4c所示。分別通過二極管包絡檢測器905和906來檢測同相信號Sl的振幅Ampl以及正交信號S2 的振幅Amp2。控制單元907包括AD轉換器908和卯9，其將振幅Ampl和振幅Amp2轉換為數字形式；以及參考元件910,其形成用于AD轉換器908和909的參考信號Ref。該參考元件910類似于二極管包絡檢測器905和906，但其輸入端子耦合到接地電勢。參考信號Ref用于對供應電壓Vsl和Vs2的不期望的溫度依賴性進行補償。控制單元包括數字信號處理器(DSP) 911和DA轉換器912和 913，其產生用于可控電壓源903和904的控制電壓Vcl和Vc2。外部控制信號A以數字形式提供給DSP 911 。為了對均衡功率放大器的效率進行優化，例如根據下列方程式使用AD轉換器908和909、 DSP911、 DA轉換器912和913以及可控供應單元914來確定供應電壓Vsl和Vs2的值
Vsl= a xHPF{A}+ (Ampl-Ref) +M1以及
Vs2= a x HPF{A}+ ( Amp2-Ref) +M2 ( 9 )
其中Ml和M2是安全裕度，其在通常情況下不需要相等并且a是常數。圖10示出了根據本發明實施方式的移動通信設備。移動通信設備的發射器1001包括根據以上并借助于圖3-圖9而描述的任一實施方式的均衡功率放大器1002。均衡功率放大器1002的信號輸出接口 1011通過雙工器和天線前端元件1004耦合到天線1003。塊1005表示移動通信設備中向均衡功率放大器1002的信號輸入接口 1012提供RF輸入信號的所有部件，例如麥克風、模數轉換器、編解碼器、上調制器(up-modulator )等等。塊1006表示移動通信設備中對經由雙工器和天線前端元件1004而從天線1003處接收到的信號進行處理的所有部件，例如解調器、均衡器、濾波系統、控制器、揚聲器等等。此外，移動通信設備可以包括可控增益單元，其對均衡功率放
大器的輸出級晶體管操作點的變化所引起的均衡功率放大器1002增益的非期望變化進行補償。該可控增益單元可以位于塊1005中。在移動通信設備中，可以通過可控增益單元來放大或衰減基帶信號，即在上調制之前。在此情況下，該可控增益單元不必能夠處理高頻 (RF)信號。在根據本發明實施方式的特定移動通信設備中，基帶信號還以數字形式可用。在此種類型的情況中，可以通過數字信號處理裝置來執行該補償。
移動通信設備可以例如是移動電話。圖11示出了根據本發明實施方式的放大器模塊1100。該放大器模塊包括信號輸入端子1111和信號輸出端子1112、放大器級1011 和1012、檢測器1105和1107、控制單元1108以及可控供應單元 1103。放大器級1011和1012耦合在信號輸入端子和信號輸出端子之間，作為均衡功率放大器的同相放大器級和正交放大器級。可控供應1103被布置用于產生用于同相放大器級的供應電壓Vsl和用于正交放大器級的供應電壓Vs2。同相信號Sl通過信號路徑1104傳導至檢測器1105。檢測器1105被布置用于檢測同相信號Sl的電壓值Vdetl。正交信號S2通過信號路徑1106傳導至檢測器1107。檢測器1107被布置用于檢測正交信號S2的電壓值Vdet2。控制單元 1108被布置用于至少部分地根據同相信號Sl的電壓值Vdetl來確定用于同相放大器級的供應電壓Vsl的值，并至少部分地根據正交信號S2的電壓值Vdet2來確定用于正交放大器級的供應電壓Vs2的值。控制單元1108可以根據以上并借助于圖3-9所描述的均衡功率放大器的控制單元中的任意一種。所檢測的電壓值Vdetl (Vdet2) 可以表示同相(正交)信號與接地電勢之間的最大電勢差，同相(正交)信號與接地電勢之間的最小電勢差，或者同相(正交)信號的 ac分量的振幅。可控供應單元1103可以包括用于產生如圖3所示的單獨供應電壓Vsl和Vs2的裝置，或者用于產生例如如圖5所示的公共供應電壓Vsl=Vs2=Vs的裝置。放大器模塊可以進一步具有控制接口 1113，通過該接口外部控制信號可以被輸送給控制單元1108。外部控制信號可以包括例如放大器模塊輸出信號的期望電平的指示。圖12示出了根據本發明實施方式的、用于對具有同相放大器級和正交放大器級的均衡功率放大器的效率進行優化的方法的流程圖。階段1201包括檢測同相信號的電壓值Vdetl并檢測正交信號的電壓值Vdet2。所檢測的同相(正交)信號的電壓值可以表示同相 (正交)信號與接地電勢之間的最大電勢差，同相(正交)信號與接電地勢之間的最小電勢差，或者同相(正交)信號的ac分量的振幅。階段1202包括至少部分地根據檢測到的同相信號Sl的電壓值Vdetl來確定第一供應電壓值Vsl,并至少部分地根據檢測到的正交信號S2的電壓值Vdet2來確定第二供應電壓值Vs2。階段1203 包括將同相放大器及的供應電壓設定為第一供應電壓值Vsl，并將正交放大器級的供應電壓設定為第二供應電壓值Vs2 。當通過模擬組件來實現該供應電壓的控制時，如圖5所示，以時間連續的方式來執行該處理，從而階段1201-1203發生重合。當通過以時間離散方式執行操作的組件來實現供應電壓的控制時，如圖9中的DSP911,在 1204，以期望的步調重復該處理，從而跟隨同相信號和正交信號的電平改變。該處理還終止在1205。在根據本發明實施方式的方法中，所檢測到的同相信號的電壓值基本是同相信號ac分量的振幅，而所檢測到的正交信號的電壓值基本上是正交信號ac分量的振幅。在根據本發明實施方式的方法中，根據下列的最大值來確定第一供應電壓值和第二供應電壓值二者所檢測的同相信號ac分量的振幅以及所檢測的正交信號ac分量的振幅。在根據本發明實施方式的方法中，第一供應電壓值和第二供應電壓值二者#:確定為預定裕度加上所述最大值。對于本領域技術人員明顯的是，本發明及其實施方式不限于上述例子，而是可以在獨立權利要求的范圍中有所變化。
權利要求
1.一種具有同相放大器級和正交放大器級的均衡功率放大器，包括-第一檢測器，被布置用于檢測同相信號的電壓值，所述同相信號是所述同相放大器級的輸出信號，-第二檢測器，被布置用于檢測正交信號的電壓值，所述正交信號是所述正交放大器級的輸出信號，-可控供應單元，被布置用于產生供應電壓，以對所述同相放大器級進行供能，并對所述正交放大器級進行供能，以及-控制單元，被布置用于至少部分地根據所述同相信號的所述電壓值來確定用于對所述同相放大器級進行供能的供應電壓值，并至少部分地根據所述正交信號的所述電壓值來確定用于對所述正交放大器級進行供能的供應電壓值。
2. 根據權利要求1所述的均衡功率放大器，其中，所述同相信號的所述電壓值基本上是以下項中的一項所迷同相信號ac分量的振幅、所述同相信號與接地電勢之間的最大電勢差以及所述同相信號與所述接地電勢之間的最小電勢差；并且，所述正交信號的所述電壓值基本上是以下項中的一項所述正交信號ac分量的振幅、所述正交信號與所述接地電勢之間的最大電勢差以及所述正交信號與所述接地電勢之間的最小電勢差。
3. 根據權利要求1所述的均衡功率放大器，其中，所述同相信號的所述電壓值基本上是所述同相信號ac分量的振幅，并且所述正交信號的所述電壓值基本上是所述正交信號ac分量的振幅。
4. 根據權利要求3所述的均衡功率放大器，其中，所述控制單元被布置用于確定用于對所述同相放大器級進行供能的供應電壓的值，其基本上是第一預定安全裕度加上所述同相信號ac分量的振幅；以及，確定用于對所述正交放大器級進行供能的供應電壓的值，其基本上是第二預定安全裕度加上所述正交信號ac分量的振幅。
5. 根據權利要求4所述的均衡功率放大器，其中，所述可控供應單元包括第一開關模式電源，被布置用于產生用于對所述同相放大器級進行供能的供應電壓；以及，第二開關模式電源，被布置用于產生用于對所述正交放大器級進行供能的供應電壓。
6. 根據權利要求3所述的均衡功率放大器，其中，所述控制單元被布置用于根據下列項的最大值來確定用來對所述同相放大器級進行供能的供應電壓的值以及用來對所述正交放大器級進行供能的供應電壓的值所述同相信號ac分量的所述振幅，以及所述正交信號ac分量的所述振幅。
7. 根據權利要求6所述的均衡功率放大器，其中，所述控制單元被布置用于確定用來對所述同相放大器級進行供能的供應電壓的值以及用來對所述正交放大器級進行供能的供應電壓的值，其基本上是所述最大值加上預定安全裕度。
8. 根據權利要求6所述的均衡功率放大器，其中，所述可控供應單元包括開關模式電源，其被布置用于產生用來對所述同相放大供應電壓。
9. 根據權利要求1所述的均衡功率放大器，其中，所述控制單元包括用于外部控制信號的輸入，并且所述控制單元被布置用于部分地根據所述外部控制信號來確定用于對所述同相放大器級進行供能的供應電壓的值，并部分地根據所述外部控制信號來確定用于對所述正交放大器級進行供能的供應電壓的值。
10. 根據權利要求1所述的均衡功率放大器，其中，至少部分地根據所述同相信號的所述電壓值來控制所述同相放大器級的偏置；以及至少部分地根據所述正交信號的所述電壓值來控制所述正交放大器級的偏置。
11. 根據權利要求1所述的均衡功率放大器，其中，所述控制單元包括參考元件，其被布置用于產生參考信號，以至少部分地消除溫度變化對用來對所述同相放大器級進行供能的供應電壓的值以及用來對所述正交放大器級進行供能的供應電壓的值所產生的影響。
12.根據權利要求1所述的均衡功率放大器，其中，所述第一檢測器是二極管包絡檢測器，以及所述第二檢測器是二極管包絡檢測器。
13. —種移動通信終端，包括-第一放大器級，被布置作為均衡功率放大器的同相放大器級；以及第二放大器級，被布置作為所述均衡功率放大器的正交放大器級，-第一檢測器，被布置用于檢測同相信號的電壓值，所述同相信號是所述同相放大器級的輸出信號，-第二檢測器，被布置用于檢測正交信號的電壓值，所述正交信號是所述正交放大器級的輸出信號，-可控供應單元，被布置用于產生供應電壓，以對所述同相》文大器級進行供能，并對所述正交放大器級進行供能，以及-控制單元，被布置用于至少部分地根據所述同相信號的所述電壓值來確定用于對所述同相放大器級進行供能的供應電壓值，并至少部分地根據所述正交信號的所述電壓值來確定用于對所述正交放大器級進行供能的供應電壓值。
14. 根據權利要求13所述的移動通信設備，其中，所述同相信號的所述電壓值基本上是所述同相信號ac分量的振幅，并且所述正交信號的所述電壓值基本上是所述正交信號ac分量的振幅。
15. 根據權利要求14所述的移動通信設備，其中，所述控制單元被布置用于根據下列項的最大值來確定用來對所述同相放大器級供應電壓的值所述同相信號ac分量的所述振幅，以及所述正交信號ac分量的所述振幅。
16. 根據權利要求15所述的移動通信設備，其中，所述控制單元被布置用于確定用來對所述同相放大器級進行供能的供應電壓的值以及用來對所述正交放大器級進行供能的供應電壓的值，其基本上是所述最大值加上預定安全裕度。
17. 根據權利要求13所述的移動通信設備，其中，所述移動通信設備包括可控增益單元，其被布置用于至少部分地補償所述均衡功率放大器增益的變化；所述增益的變化由所述均衡功率放大器的輸出級晶體管的操作點的變化所引起。
18. 根據權利要求13所述的移動通信設備，其中，所述移動通信設備是移動電話。
19. 一種放大器模塊，包括-信號輸入端子和信號輸出端子，-第一放大器級，其耦合在所述信號輸入端子和所述信號輸出端子之間，并被布置作為均衡功率放大器的同相放大器級，-第二放大器級，其耦合在所述信號輸入端子和所述信號輸出端子之間，并被布置作為所述均衡功率放大器的正交放大器級，-第一檢測器，被布置用于檢測同相信號的電壓值，所述同相信號是所述同相放大器級的輸出信號，-第二檢測器，被布置用于檢測正交信號的電壓值，所述正交信號是所述正交放大器級的輸出信號，-可控供應單元，被布置用于產生供應電壓，以對所述同相》丈大器級進行供能，并對所述正交放大器級進行供能，以及-控制單元，被布置用于至少部分地根據所述同相信號的所迷電壓值來確定用于對所述同相放大器級進行供能的供應電壓值，并至少部分地根據所述正交信號的所述電壓值來確定用于對所述正交放大器級進行供能的供應電壓值。
20. 根據權利要求19所述的放大器模塊，其中，所述同相信號的所述電壓值基本上是所述同相信號ac分量的振幅，并且所述正交信號的所述電壓值基本上是所述正交信號ac分量的振幅。
21. 根據權利要求20所述的放大器模塊，其中，所述控制單元被布置用于根據下列項的最大值來確定用來對所述同相放大器級進行供能的供應電壓的值以及用來對所述正交放大器級進行供能的供應電壓的值所述同相信號ac分量的所述振幅，以及所述正交信號 ac分量的所述振幅。
22. 根據權利要求21所述的放大器模塊，其中，所述控制單元被布置用于確定用來對所述同相放大器級進行供能的供應電壓的值以及用來對所述正交放大器級進行供能的供應電壓的值，其基本上是所述最大值加上預定安全裕度。
23. 根據權利要求19所述的放大器模塊，其中，所述控制單元包括用于外部控制信號的輸入，并且所述控制單元被布置用于部分地根據所述外部控制信號來確定用于對所述同相放大器級進行供能的供應電壓的值，并部分地根據所述外部控制信號來確定用于對所述正交放大器級進行供能的供應電壓的值。
24. —種用于對具有同相放大器級和正交放大器級的均衡功率放大器的效率進行優化的方法，該方法包括-檢測同相信號的電壓值，所述同相信號是所述同相放大器級的輸出信號，-檢測正交信號的電壓值，所述正交信號是所述正交放大器級的輸出信號，-至少部分地根據所述同相信號的所述電壓值來確定第一供應電壓值，-至少部分地根據所述正交信號的所述電壓值來確定第二供應電壓值，以及-將所述同相放大器級的供應電壓設定為所述第一供應電壓值，并將所述正交放大器級的供應電壓設定為所述第二供應電壓值。
25. 根據權利要求21所述的方法，其中，檢測同相信號的所述電壓值是檢測所述同相信號ac分量的振幅，而檢測所述正交信號的所述電壓值是檢測所述正交信號ac分量的振幅。
26. 根據權利要求22所述的方法，其中，根據下列項中的最大值來確定所述第一供應電壓值和所述第二供應電壓值所述同相信號ac分量的振幅以及所述正交信號ac分量的振幅。
27.根據權利要求23所述的方法，其中，將所述第一供應電壓值和所述第二供應電壓值二者確定為預定裕度加上所述最大值。
全文摘要
本發明涉及對發射器的功率放大器的效率進行優化。通過以下解決方案來實現本發明在每個放大器級(301，302)的信號輸出處檢測(305，306)放大器級輸出信號的電壓電平，并且所檢測的信息用于控制每個放大器級的供應電壓，使得可以避免不必要的高電平供應電壓，由此改進功率放大器的效率。
文檔編號H04B7/005GK101297475SQ200680039728
公開日2008年10月29日申請日期2006年11月9日優先權日2005年11月10日
發明者R·韋薩南申請人:諾基亞公司

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