用于干擾抵消的聯合空時最優濾波器的制作方法

專利名稱：：用于干擾抵消的聯合空時最優濾波器的制作方法
技術領域：
：本發明涉及無線通信系統，例如蜂窩通信系統，更具體地，本發明涉及對接收到的無線信號進行濾波以減小有害干擾。
背景技術：
：已經對干擾抵消匹配濾波器(ICMF)和聯合解調(JDM)進行研究，以滿足第三代移動通信系統和第三代伙伴計劃(3GPP)所標準化的下行鏈路高級接收機性能(DARP)的需求。在下面的文章和文獻中提出了一些建議。1.Liangetal.,ATwo-StageHybridApproachforCCI/ISIReductionwithSpace-TimeProcessing,IEEECommunicationLetterVol.1，No.6，Nov.1997.2.Piponetal,，MultichannelReceivesPerformanceComparisonInthePresenceofISIandCCI,199713thIntl.Conf.onDigitalSignalProcessing,July1997.3.Spagnolini，AdaptiveRank-OneReceiverforGSM/DCSSystems,IEEETrans,onVehicularTechnology,Vol.51,No.5，Sept.2002.4.FeasibilityStudyonSingleAntennaInterferenceCancellation(SAIC)forGSMNetworks,3GPPTR45.903Version6.0.1,Release6，EuropeanTelecommunicationsStandardsInstitute,2004.5.RadioTransmissionandReception(Release6)，3GPPTS45.005Version6.8.0;EuropeanTelecommunicationsStandardsInstitute,2005.Stoicaetal"MaximumLikelihoodParameterandRankEstimationinReduced-RankMultivariateLinearRegressions,IEEETrans.OnSignalProcessing,Vol.44，No.12，Dec.1996.Kristenssonetal"BlindSubspaceIdentificationofaBPSKCommunicationChannel,Proc.30thAsilomarConf.OnSignals,SystemsandComputers,1996.Golubetal.,MatrixComputations,3rdEdition,1996.Trefethenetal.，NumericalLinearAlgebra,1997.Pressetal.，NumericalRecipesinC，2ndEdition,1992.當前的全球移動通信系統(GSM)蜂窩系統必須解決移動臺(MS)側的同信道干擾(CCI)，并解決DARP需求。一些單信道結構和預濾波器用于幫助抵消干擾，并提供某種信道沖激響應(CIR)估計。此外，一些系統使用信噪比的最大值來聯合地設計單信道空時濾波器和單信道的CIR估計。其他系統使用均方誤差的約束最小值來設計單信道空間濾波器。其他系統使用通過ML信道估計的一階近似所設計的單信道空間濾波器。這些系統的目標應用是其中包括多個天線的物理天線陣列可用的基站。
發明內容本發明大體上可概括如下。一種無線通信設備可包括無線發射機和無線接收機。更具體地，無線接收機可包括用于在通信接收機內減小同信道干擾的濾波器。該濾波器可以包括多信道空時濾波器電路，用于通過聯合地估計空時濾波器權重和多信道沖激響應(CIR)，對從通信信號中分割出的信號部分進行濾波。該濾波器還可包括多信道匹配濾波器電路，從多信道空時濾波器電路接收多信道信號，并具有由空時濾波器電路的信道沖激響應估計所提供的濾波器響應。在一個方案中，多信道空時濾波器電路包括每一個均接收n個信號部分的多個乘法器和延遲電路。乘法器和延遲電路可基于空時濾波8.9.10器權重來操作。更具體地，并行連接的兩個乘法器電路和與乘法器電路之一的輸入相連的延遲電路可用于每個信號部分。每個乘法器和延遲電路可具有大約一個符號延遲。聯合最優濾波器權重和信道估計器可操作地與多信道空時濾波器電路相連，并接收訓練序列(TS)符號和定時不確定性數據，并產生用于多信道空時濾波器電路的空時濾波器權重。求和電路針對每個信道，對來自乘法器和延遲電路的數據進行求和。均衡器電路可與多信道匹配濾波器電路一起操作。在結合附圖考慮下面詳細的說明時，各種目的、特征和優點將顯而易見，附圖中-圖1是根據本發明實施例的、基于聯合空時最優濾波器的具有下行鏈路高級接收機性能(DARP)能力的接收機的框圖2是圖1所示的聯合空時最優濾波器和多信道匹配濾波器的更詳細框圖2A是根據本發明的方法的框圖3是示出了在各種DARP測試情況下基于聯合空時最優濾波器的具有DARP能力的接收機的性能的圖4是示出了根據本發明的、具有加性高斯白噪聲(AWGN)的聯合空時最優濾波器接收機性能在具有自動切換策略和不具有自動切換策略情況下的比較圖5是示出了根據本發明的、具有DTS-5的聯合空時最優濾波器接收機性能在具有自動切換和不具有自動切換的情況下的比較圖6是示出了在仿真中使用8比特SD限幅器的、根據本發明的單個和多個維特比(Viterbi)均衡器的性能的比較圖7是示出了根據本發明的、聯合空時最優濾波器接收機的性能和修改測試情況的圖8是可根據本發明的一個實施例使用的示范性模型無線通信設備的示意框圖；以及圖9是根據本發明的執行喬列斯基(Cholesky)、QR和SVD計算的三種方法的比較表。具體實施例方式下面參考附圖來詳細地描述多個非限制性實施例，在附圖中示出了優選的實施例。然而，這些實施例可以以多種不同的形式體現，并且不應該被理解為局限于這里所給出的實施例。而是，這些實施例被提供用于使本公開詳盡完善，并且向本領域技術人員完整地傳達本公開的范圍。在全文中，類似的標號指代類似的元件，并且使用下標來指示可選實施例中的類似元件。根據一個實施例，致力于當前的全球移動通信系統(GSM)中移動臺(MS)惻的同信道干擾(CCI)，并遵從第三代伙伴計劃(3GPP)的下行鏈路高級接收機性能(DARP)標準的需求。圖1所示的示范實施例提供了一種多信道預濾波器，該多信道預濾波器可操作用于自適應且最優地抵消千擾并提供信道沖激響應(CIR)估計。在一個非限制性示例中，該預濾波器可使用兩個主要組件(1)基于多輸入多輸出(MIMO)的聯合空時最優濾波器(JSTOF);以及(2)基于多輸入單輸出(MISO)的多信道匹配濾波器。如本領域技術人員所公知的，在使用單個可用天線的典型移動臺中，可通過過采樣的組合和接收采樣的實部和虛部的分離，在內部配置虛擬天線陣列。在一個非限制性實施例中，將來自虛擬天線陣列的信號饋送到JSTOF，在JSTOF中估計基于MIMO的干擾抵消濾波器的最優權重。同時，聯合地估計所希望信號的多信道CIR。JSTOF的輸出可以對干擾進行濾波，并將其饋送到基于MISO的多信道匹配濾波器。由JSTOF的CIR估計提供匹配濾波器的濾波器響應。多信道匹配濾波器的輸出經過維特比均衡器，該均衡器去除符號間干擾(ISI)，并提供針對進一步處理的軟判決。均衡器所需的單信道響應可由來自JSTOF的巻積CIR的組合而形成。該預濾波器還可在AWGN占主導地位的情況下，自動地切換到傳統接收機中的傳統或標準濾波器；并在干擾占主導地位的情況下，切換回基于JSTOF的接收機。這種自動切換能力降低了在AWGN占主導地位的情況下的損耗。基于JSTOF并且具有DARP能力的接收機的預濾波器或干擾抵消濾波器的示例在圖1中的IO處示出，其中，過采樣率是2，虛擬天線的數目是4(Af=4)，由AW至X/W表示。在整個說明書中，可將預濾波器10稱為干擾抵消濾波器或JSTOF濾波器，并且用作DARP兼容接收機中的預濾波器。可將包括該濾波器10的接收機稱為如圖1中11處的虛線所示的JSTOF接收機。圖1示出了用于濾波器10的各種電路模塊的示例。輸入信號被接收到解旋電路12中。解旋輸出信號被分割，一部分進入包括2:1開關16的傳統接收機的濾波器14，其輸出進入匹配濾波器18和互相關電路20，互相關電路20接收截短的訓練序列(TS)符號。2:l開關16可操作用于在濾波器14和基于JSTOF且具有DARP能力的預濾波器IO之間實現切換。來自解旋電路12的輸出信號的另一部分被分為偶采樣和奇采樣，作為虛擬天線24的一部分，并再次被分為實信號和虛信號，以形成JSTOF電路30的各個輸入信號&^)至A，JSTOF電路30也被稱為多信道空時濾波器電路。應該注意，不需要在所有實施例中使用虛擬天線布置。也就是說，濾波器18可用于對直接來自一個或多個物理(實際)天線的信號進行濾波，例如在相移鍵控(PSK)應用(例如8PSK)中。JSTOF電路的輸出信號進入多信道匹配濾波器電路32，并且多信道匹配濾波器電路32的輸出信號進入重新縮放電路34，然后進入復用器電路36，作為數據(山)。復用器電路36還接收信道(c!)響應。在連接傳統濾波器14時，復用器36從匹配濾波器電路18和互相關電路20接收數據(d2)和信道(c2)響應。這些信號作為軟判決輸出進入維特比均衡器38。圖2示出了JSTOF和多信道匹配濾波器的其他細節，其中，JSTOF電路中使用的時延采樣的數目是2(7V=2)。各種輸入JOW至AW被接收到JSTOF中，已詳細示出。JSTOF電路30包括信道乘法器(也稱為混合器)40、42;延遲單元44和求和器46，其輸出被輸入到針對四個示出的信道中的每一個的多信道匹配濾波器48，并且來自匹配濾波器的信號進入求和器50。聯合最優濾波器權重和信道估計器電路52接收TS符號和定時不確定性信號，以產生用于混合器40、42的權重(WoPT)。因此，如上所述，通過添加與圖i所示的傳統匹配濾波器平行的預濾波器分支，可以將預濾波器功能集成到傳統GSM接收機中。可以原樣使用傳統軟件/硬件維特比均衡器38。在一個非限制性示例中，在DARP測試情況下，通過仿真來測試集成的具有DARP能力的接收機，該測試表明接收機在一個AMR通話信道的誤幀率(FER)方面高于規定性能1.6dB至6.9dB。圖2a是示出了與上述系統相關聯的高層方法的流程圖，其中各個步驟被示為非限制性示例。各個步驟開始于附圖標記100。進入的通信信號被解旋(框IOO)，并進入虛擬天線。通信信號被分為偶和奇采樣(框102)，然后每個偶和奇采樣被分為實和虛信號部分(框104)。來自虛擬天線的通信信號進入JSTOF電路，在JSTOF電路中，對通信信號進行相乘和延遲(框106)，然后求和(框108)，所有信號都作為第一多輸入多輸出(MIMO)聯合空時最優濾波器(JSTOF)的一部分。在求和之后，求和的信號進入多信道多輸入單輸出(MISO)匹配濾波器電路(框IIO)，然后求和(框112)，并作為單輸出信號進入維特比均衡器(框114)，在維特比均衡器114中，進行軟判決(框116)。在操作中，解旋電路12可對GMSK調制信號和作為信令協議的一部分的頻率偏移量進行操作。在任何解旋之前，信號星座圖是動態的，在解旋之后，信號星座圖變為靜態的，即任意符號典型地集中在0。和180°，符號關于這兩個點旋轉。因此，可將GMSK信號當作典型的二元相移鍵控(BPSK)信號。由于過采樣率，針對偶和奇采樣在前端使用解旋是有用的。例如，在傳統接收機中，采樣率典型地具有速率l，即每個符號一個采樣。虛擬天線24可按照從基帶濾波器幵始的串行方式，將采樣率增加為每個符號兩個采樣，以形成偶和奇兩個分離信道。在該過程之前，順序地將奇/偶采樣交織。然后，進一步將這些信號分為實和虛信號部分，以形成虛擬天線的四個獨立信道。應該注意，本領域技術人員可以認識到，在一些實施例中，可以使用其他數目的虛擬天線/信道(例如，一個或更多個)。如圖2所示，這些信號然后進入乘法器40、42和單位延遲電路44(例如一個符號延遲)，因此如兩個乘法器40、42和一個延遲電路44所示，對信號進行相乘和延遲，之后是乘法操作。該操作之后是如圖所示的求和器46的求和。系統的該部分可用作多信道二維濾波器。一維是由于時間的延遲，另一維是由虛擬天線引入的，即上述空間維度，因此這二維形成了空時濾波器。顯然，每個進入信號被結合其他信道使用，并與來自聯合最優濾波器權重和信道估計器52的接收權重相乘。來自聯合最優濾波器權重和信道估計器52的權重進入乘法器。在一個非限制性示例中，權重也是8x4維矩陣，即32個權重。關于輸入聯合最優濾波器權重和信道估計器52的訓練序列符號，在一些非限制性示例中，典型地存在大約26個已知符號，并且已知分組包含哪個訓練序列。在非限制性示例中，可以使用+/-3或7位置搜索來找到定時。可以使用多信道匹配濾波器的沖激響應(h。pt)，使得系統與信道響應匹配，并且使得匹配濾波器之后的信號更強。如圖1所示，重新縮放可以以硬件或軟件實現，盡管這并不一定需要。作為非限制性示例，該重新縮放電路34允許維特比均衡器38的4比特或5比特輸入的較大運算。可以重新調節信號的動態范圍，使得信號可以發送到4比特或5比特電路。如上所述，復用器36可選取作為傳統濾波器接收機14的數據和信道響應的信號(12和c2，，或者選取作為JSTOF接收機10的數據和信道響應的信號d,和d，以允許在兩者之間切換。如果沒有千擾，即只是純粹的白噪聲，則JSTOF接收機會引入一些損耗。在這種情況下，可以使用傳統接收機14，并且傳統接收機14足以工作。因此，電路可切換回傳統濾波器，而沒有JSTOF接收機及其電路所引入的損耗。切換是基于SINRouT減去SINRxNp的估計的。如果該量小于閾值，則系統確定存在極少的干擾，并且不需要JSTOF接收機的干擾抵消。因此，通過切換2:1開關16，使用傳統接收機14的濾波器。該電路可工作在波束形成系統和其他系統中。這種系統還允許提高信噪比，并提高誤碼率(BER)。這對使用這些電路的頂層協議和電話呼叫以及其他通信事務有影響。在一個實施例中，使用基于JSTOF的濾波器10的多信道結構，并且基于MIMO的JSTOF電路30提供與現有解決方案不同的空時濾波器權重和信道估計。該電路提供對于同步和異步干擾均能夠有效地抗干擾的能力，并且產生高性能。一些仿真表明，一些現有技術中的解決方案均不能夠在DARP測試情況下提供所需的性能。該基于MISO的多信道匹配電路32具有通過避免使用多信道維特比均衡器而提高整體錯誤率性能并減少均衡器的復雜度的特征。內建的基于JSTOF的接收機和傳統接收機之間的自動切換減少了AWGN情況下的損耗。可以使用適當的接收機結構來滿足DARP需求。干擾抵消匹配濾波器(ICMF)可以使用上述虛擬天線的示例，并使用波束形成來對抗干擾。該電路對所希望信號的信道沖激響應(CIR)的估計誤差敏感。聯合解調(JD)對于各種測試情況均表現出良好的性能。除了對抗異步干擾的難度之外，在找出千擾的CIR中所涉及的計算復雜度也很大。在一個實施例中，虛擬天線24可進行自適應空時濾波，允許使用聯合空時最優濾波器(JSTOF)電路30。與ICMF的一個不同在于，在JSTOF中，聯合地估計和優化用于抑制干擾的空時濾波器權重和所希望信號的CIR估計，而在ICMF中，獨立地估計這兩者。JSTOF電路30可以是利用空時建立中所希望的CIR矩陣的秩虧(deficiency)性質的多輸入多輸出(MIMO)電路。仿真示出了對于各種DARP測試情況令人滿意的性能。假定定點的喬列斯基因數分解和EVD/SVD是可行的，則認為計算負荷可以接受。該方法在一定程度上得到了簡化，并具有低計算復雜度。由于系統對千擾源做出了較少的假設，因此該方法也是魯棒的。此外，該系統可以繼續使用已有的均衡器結構，因為該解決方案被集成為對輸入數據的預處理步驟。這使得該系統可以使用HW均衡器加速器(如果有的話)。為了支持該技術的評估，對系統級塊誤差率(BLER)仿真器進行擴展，以支持3GPPDARP規范所使用的所有干擾模型/場景。下面說明使用JSTOF電路的DARP測試情況的仿真性能。應該理解，在基站中使用了聯合干擾減少和信道估計的空時處理，其中M個天線的陣列可用。假定單個希望用戶的等效信道響應可建模為L抽頭有限沖激響應(FIR)濾波器，則接收到的基帶信號的瞬態采樣可表達為xW=gc(/)s",+v(A:)=Hs(A)+v(yt)(1)其中x(k)是表示天線輸出的Mxl矢量，H是包含對天線陣列的信道響應的MxL矩陣，s(k)是所發送的相應符號的Lxl矢量，v(k)是包括AWGN和干擾的Mxl矢量。公式(1)的空時擴展可以通過按照如下方式將x(k)的N個時延版本堆疊為更高的MNxl矢量I("而獲得i("=|y(it),xr(A:-l)，...,xr(A:—W+l)了=H￥(fc)+V(A:)(2)其中fi是H的塊托普利茨(Toeplitz)版本的畫x(L+N-l)矩陣，并且0t)+t，^,，...A—。可以收集與訓練序列相對應的釆樣，又=x(矢+1)，..，x(矢+;_l)〗=fig+V(3)其中p=P-L-N+2，P是訓練序列的符號數，文是MNxp矩陣，S=[￥WJ0fc+l),..J("p-1)]是訓練符號的(L+N-l)xp巻積矩陣。聯合優化是要找到空時濾波器的非平凡MNxl的權重矢量w以及濾波后的非平凡(L+N-l)xl信道估計矢量h，使得濾波器的輸出干擾殘留最小，也就是解決以下的優化問題<formula>formulaseeoriginaldocumentpage14</formula>(4)w，hIII可以找到最優權重是<formula>formulaseeoriginaldocumentpage14</formula>(5)并且最優信道估計h。p,是與矩陣R,,R:R^Rw的最小特征值相對應的特征矢量，其中<formula>formulaseeoriginaldocumentpage14</formula>(6)<formula>formulaseeoriginaldocumentpage15</formula>(7)<formula>formulaseeoriginaldocumentpage15</formula>(8)假定方程式(3)的空時模塊中的噪聲加上干擾分量V不再是白噪聲，而是近似具有未知協方差矩陣R,的高斯分布，則信道fi的最優估計是最大似然(ML)估計，這是以下量的最小化<formula>formulaseeoriginaldocumentpage15</formula>(9)在該非限制性的空時模型中，獨立信道的數目總是小于或等于M,并且錢通常是秩虧的，艮卩ra")t(H):r〈min(蕭，丄+iV—l)。秩虧ML問題可用于空時濾波器的秩-1近似。在一個實施例中，JSTOF電路可以使用不同的方法來找到濾波器權重和信道估計的聯合最優解。可以找到F的ML估計。該估計可以分解為<formula>formulaseeoriginaldocumentpage15</formula>(10)其中^(層xA/)是fi的空間矩陣的估計，+l)xM)是fi的時間矩陣的估計。它們可通過下式獲得<formula>formulaseeoriginaldocumentpage15</formula>(ii)<formula>formulaseeoriginaldocumentpage15</formula>(12)其中R,-RfRf。是喬列斯基因式分解，V^包括與矩陣D的前M個特征值相對應的M個特征矢量。<formula>formulaseeoriginaldocumentpage15</formula>(13)在下一步驟中，空時濾波器的最優權重可以通過下式獲得<formula>formulaseeoriginaldocumentpage15</formula>(14)并且最優信道估計是<formula>formulaseeoriginaldocumentpage15</formula>(15)然后，可以將方程式(14)中的最優空時濾波器應用于來自天線陣列24的采樣。顯然，濾波器30的輸出仍然具有M個信道，并且是MIMO系統。方程式(15)中的最優信道估計可用于多信道匹配濾波器32。然后，在重新縮放電路34中將匹配濾波器的輸出組合(求和)，并重新縮放至已修改的希望的等級。最終輸出是單信道采樣流，并且可以饋入維特比均衡器38。還要注意，與JSTOF之前建模的信道抽頭數L相比，JSTOF之后的信道抽頭數變為L+N-l。通過仿真觀察到，在純粹的AWGN的情況下，與使用傳統濾波器的傳統接收機相比，JSTOF接收機引起了ldB的損耗。為了減小該損耗，形成了在JSTOF和傳統接收機之間自動切換的策略。該切換基于JSTOF的輸入SINR和輸出SINR之差的測量。當該差小于預定閾值時，關閉JSTOF接收機，并且打開傳統接收機。一旦在方程式(IO)中進行了fi的估計，則可以容易地計算輸入SNIR:<formula>formulaseeoriginaldocumentpage16</formula>tr(R,+HR,Hr-2Re{RHr})并且可以根據公式(14)和(15)計算出輸出SNIR:<formula>formulaseeoriginaldocumentpage16</formula>在移動臺側，如圖1所示，可以通過過采樣以及實部和虛部分離酌組合，來建立虛擬天線陣列。根據各種實施例，公式(14)和(15)中提出的聯合最優MIMO空時濾波器和信道估計增強了干擾抑制性能。基于公式(15)中的信道估計的MIMO多信道匹配濾波器32在減小維特比均衡器38的復雜度的同時改善了錯誤率性能。JSTOF和傳統接收機之間自動切換的策略減少了純粹AWGN情況下的損耗。就數值穩定性和計算復雜度而言，公式(6)(17)所定義的JSTOF可以以多種方式實現。主要差異在于計算自相關矩陣^的逆的方式和以減小的秩來估計信道6的方式。一個這種實現是基于喬列斯基分解的Ri逆矩陣和公式(13)中矩陣D的特征值分解。具體地，由于R,是對稱正定的，因此喬列斯基分解如下<formula>formulaseeoriginaldocumentpage16</formula>(18)D可以改寫為<formula>formulaseeoriginaldocumentpage17</formula>其中<formula>formulaseeoriginaldocumentpage17</formula>應該注意，實際上利用r,的平方根來執行逆，并且可以通過倒轉代換而避免逆的直接計算。此外，D是數字穩定的，因為其互相抵消的結構。仿真示出了D的條件數不大于300，因而驗證了該結論。本領域技術人員可以認識到，這表明，對D的特征值分解不需要典型應用的極其復雜的算法。實際上，該方法可能具有這里示出的方法的最小計算復雜度。可能數字上關注對r.的喬列斯基分解，因為其條件數可能相對較大，并且其正定屬性可能由于舍入誤差而在一定程度上有所偏移。然而，仿真表明，r《的條件數小于107，即使在極限情況下，例如在非常高和非常低的載波干擾(C/I)比的情況下。根據可選實施例，可以使用采樣域中的QR分解來避免直接計算R,的逆。由于公式(3)中的f列滿秩，所以其具有唯一的QR分解f-qr(21)其中q是具有正交列的pxMN矩陣，r是滿秩的MNxMN上三角矩陣。可以看出<formula>formulaseeoriginaldocumentpage17</formula>并且公式(13)中的D可以按照公式(19)的形式改寫，其中D,重新定義為d,=l，q(23)可以按照前一方法，利用對d的特征值分解，來執行縮減的秩的信道估計，并且(14)的最優濾波器權重矩陣可以縮減為<formula>formulaseeoriginaldocumentpage17</formula>該方法基本上是采樣域的喬列斯基分解的等效版本，因為有r=l;。以QR分解的較大復雜度(需要給定大小的矩陣的多數運算的近似兩倍的復雜度)以及較大的釆樣矩陣(在M-4、N-2和L-5的示例情況下近似為行數的3倍)為代價，提高了數值穩定性。上述兩種方法還需要計算三角矩陣的逆，盡管這可以通過倒轉代換來實現。現在轉向另一種可選方法，即奇異值分解(SVD)方法，可以避免矩陣的逆并且在一些應用中可以進一步提高數值穩定性。該方法以對公式(3)中的采樣矩陣的SVD開始X、UAV;(25)其中U,是具有正交列的pxMN矩陣，V,是MNxMN正交矩陣，E,是MNxMN對角矩陣，！^-力。g07,，…,c7^)，奇異值在對角線上。可以看出r:、va2v;(26)公式(13)中的D仍然具有公式(19)的形式，其中D,定義為d,-l;7^(27)可以通過對D,的SVD來獲得信道估計，并且濾波器權重矩陣可以寫為w。,WDV冊(28)其中V^包含D,的上M個右奇異向量。該方法中的SVD可能需要比在前兩種方法中使用的喬列斯基和QR分解更多的計算。作為上述三種方法(即喬列斯基、QR和SVD)的比較，圖9中的表列出了在M-4、N-2和L-5的示例下逐步的計算結果。為了找到突發脈沖的最優定時，JSTOF搜索多個定時假設，并且將與最小輸出殘留相對應的一個假設選作最優定時。輸出殘留定義為HK,-Mf(29)該搜索過程基本上重復了表中為每個假設所列出的運算，但是連續定時假設的輸入采樣矩陣由于添加和刪除列而稍有改變。附加和刪減算法也可應用于一些運算，并且可能減少整體運算負荷。假定文Ot)表示時刻A處的采樣矩陣。從公式(3)可分出,=[柳,義("1)](30)其中文(A+1)=+1)，.'.，S(/fe+;—1)〗(31)時間處的采樣矩陣可表示為X(Jt+l)=[XOt+l)，+(32)時間處的自相關矩陣具有以下形式<formula>formulaseeoriginaldocumentpage19</formula>(33)這是秩-1的刪減和秩-1的附加的組合。在Golub等的MatrixComputations,第3版，1996中提出了用于附加/刪減喬列斯基因數分解的、基于雙曲旋轉的算法。Golub等所公開的另一種可應用的附加/刪減算法是針對QR分解的，該方法基于吉文斯(Givens)旋轉。當然，本領域技術人員可以認識到，特定應用中使用的給定方法將取決于諸如可用處理資源、計算復雜度等因素。本領域技術人員也可以認識到，還可以使用其他方法。通過Matlab仿真，使用擴展的BLER仿真引擎，來估計基于JSTOF的接收機的性能。可以利用不同方案來設置基于JSTOF的接收機的參數。這些值的示例如下-1)可以選擇過采樣率(OSR)為2，在該非限制性示例中，對應于虛擬天線數目(M)為4，并且仿真表明，將OSR減為l將引起顯著的性能下降；2)可以選擇時延采樣數目(AO為2。然而，增加該數目并不總能提高性能；3)可以選擇信道響應矩陣的縮減秩為M。增加或減少秩并不一定會提高性能。4)自動切換閾值可以是4.75犯。5)可以以5比特寬度對軟判決輸出進行量化。將該寬度增加至8比特可稍微提高DTS-5的性能。可以啟用軟判決校正。可以使用AMR通話信道、TCH-AFS12.2來估計JSTOF在FER方面的性能。在整個仿真中可以假定傳播條件TU50km/h-1950MHz。對于每一種情況，仿真進行1000次(批)。圖3的圖表示出了相對于載波干擾(C/1)比的接收機的FER。在下表中列出了相對于所規定參考性能的余量。<table>tableseeoriginaldocumentpage19</column></row><table><table>tableseeoriginaldocumentpage20</column></row><table>圖4和5的曲線圖分別示出了接收機在純粹AWGN、DTS-5情況下、具有自動切換策略和沒有自動切換策略的性能。該策略將AWGN情況下的損耗減小了大約ldB(FER=10%)，并且對于DTS-5，幾乎沒有引起損耗。JSTOF接收機可包括多個維特比均衡器，其后跟隨多信道匹配濾波器，在均衡器之后組合了軟判決。圖6的曲線圖中示出了結果并與原始接收機進行了比較。可以利用修改的測試情況DTS-5R來估計性能，其中，可以配置異步干擾的延遲。圖7的曲線圖中示出了在突發脈沖長度的0、1/4、1/2和3/4處的性能。結果表明，JSTOF接收機的性能隨干擾的嚴重延遲而"緩慢"下降。上述接收機可有利地用于移動無線設備(例如蜂窩設備)以及例如蜂窩基站。在下面的示例中，參考圖8來進一步描述可用的移動無線通信設備1000的示例。設備1000示意地包括外殼1200、鍵盤1400和輸出設備1600。輸出設備被示為顯示器1600，該顯示器優選地為全圖形LCD。可選地，可以使用其他類型的輸出設備。處理設備1800被包含在外殼1200內，并且連接在鍵盤1400和顯示器1600之間。處理設備1800響應于用戶在鍵盤1400上激勵按鍵，控制顯示器1600的操作以及移動設備1000的整體操作。外殼1200可垂直拉長，或者可以具有其他尺寸和形狀(包括翻蓋式外殼結構)。鍵盤可包括模式選擇按鍵，或者用于在文本項和電話項之間切換的其他硬件或軟件。除了處理設備1800之外，圖8示意地示出了移動設備1000的其他部分。這些部分包括通信子系統1001;近距離通信子系統1020;鍵盤1400和顯示器1600,以及其他輸入/輸出設備1060、1080、1100和1120;以及存儲設備1160、1180和各種其他設備子系統1201。移動設備1000優選地是具有語音和數據通信能力的雙向RF通信設備。此外，移動設備1000優選地具有經由互聯網與其他計算機系統進行通信的能力。處理設備1800所執行的操作系統軟件優選地存儲在例如閃存1160等永久性存儲器中，但是也可存儲在例如只讀存儲器(ROM)或類似存儲元件的其他類型的存儲設備中。此外，系統軟件、專用設備應用程序或其部分可暫時加載到例如隨機存取存儲器(RAM)1180等易失性存儲器中。也可將移動設備所接收的通信信號存儲在RAM1180中。除了操作系統功能之外，處理設備18000還能夠在設備1000上執行軟件應用程序1300A1300N。可在制造期間將控制基本設備操作的諸如數據和語音通信1300A和1300B的預定應用程序組安裝在設備1000上。此外，可在制造期間安裝個人信息管理器(PIM)應用程序。PIM優選地能夠組織和管理數據項，例如電子郵件、日歷事件、語音郵件、約會和任務項。PIM應用程序還優選地能夠經由無線網絡1401發送和接收數據項。優選地，經由無線網絡1401，利用所存儲的設備用戶的相應數據項或與主機系統相關聯的數據項來無縫地整合、同步和更新PIM數據項。通過通信子系統1001，也可能通過近距離通信子系統來執行包括數據和語音通信的通信功能。通信子系統1001包括接收機1500、發射機1520和一個或多個天線1540和1560。此外，通信子系統1001還包括處理模塊，例如數字信號處理器(DSP)1580，以及本地振蕩器(LO)1601。通信子系統1001的具體設計和實現取決于移動設備1000意欲工作的通信網絡。例如，移動設備1000可包括設計用于工作在MobitexTM、DataTACTM或通用分組無線業務(GPRS)移動數據通信網絡中、且設計用于工作在例如AMPS、TDMA、WCDA、PCS、GSM、EDGE等的多種語音通信網絡的任何一個中的通信子系統1001。其他類型的數據和語音網絡(包括分離和集成的)也可與移動設備1000—起使用。移動設備1000還可以遵從例如3GSM、3GPP、UMTS等其他通信標準。網絡接入需求基于通信網絡的類型而變化。例如，在Mobitx和DataTAC網絡中，移動設備使用與每個設備相關聯的唯一個人標識號或PIN在網絡上注冊。然而，在GPRS網絡中，網絡接入與設備的訂戶或用戶相關聯。因此，GPRS設備需要通常被稱為SIM卡的訂戶身份模塊來在GPRS網絡上工作。當完成了所需的網絡注冊或激活過程時，移動設備1000可通過通信網絡1401來發送和接收通信信號。天線1540從通信網絡1401接收的信號被路由至接收機1500，接收機1500提供信號放大、下變頻、濾波、信道選擇等，并且還提供模數轉換。接收信號的模數轉換使得DSP1580可執行更加復雜的通信功能，例如解調和解碼。按照類似的方式，DSP1580處理(例如調制和編碼)要發送到網絡1401的信號，然后將其提供給發射機1520，以用于數模轉換、上變頻、濾波、放大，并經由天線1560發送到通信網絡1401(或多個網絡)。除了處理通信信號之外，DSP1580提供對接收機1500和發射機1520的控制。例如，可以通過DSP1580中實現的自動增益控制算法來自適應地控制應用于接收機1500和發射機1520中的通信信號的增。在數據通信模式中，通信子系統ioi處理接收信號，例如文本消息或網頁下載，并將其輸入處理設備1800。然后，處理設備1800進一步處理接收信號，以輸出到顯示器1600，可選地輸出到一些其他輔助I/O設備1600。設備的用戶還可以使用鍵盤1400和/或一些其他輔助I/O設備1060，例如觸摸屏、搖桿開關、拇指輪或一些其他類型的輸入設備，來編撰數據項，例如電子郵件消息。然后，經由通信子系統1001在通信網絡1401上發送所編撰的數據項。在語音通信模式中，除了接收信號被輸出到揚聲器1100、并且由麥克風1120產生用于發送的信號之外，設備的整體操作與數據通信模式基本類似。還可在設備1000上實現可選的語音或音頻I/O子系統，例如語音消息記錄子系統。此外，也可在語音通信模式中使用顯示器1600，例如用于顯示呼叫方的身份、呼叫的持續時間或其他語音呼叫有關信息。近距離通信子系統能夠在移動設備1000和其他臨近系統或設備之間實現通信，其他臨近系統或設備不一定是類似的設備。例如，近距離通信子系統可包括紅外設備以及相關電路和組件，或者藍牙TM通信模塊，以提供與具有類似能力的系統和設備的通信。本領域技術人員在上述說明書和相關附圖中給出的教導下，可以想到本發明的多種修改和其他實施例。因此，可以理解，本發明并不局限于所公幵的特定實施例，并且這些修改和實施例也被包括在本發明的范圍內。權利要求1.一種無線通信設備，包括無線發射機和無線接收機；所述無線接收機包括濾波器，用于在通信接收機內減小同信道干擾，所述濾波器包括多信道空時濾波器電路，用于通過聯合地估計空時濾波器權重和多信道沖激響應(CIR)，對已從通信信號中分割出的n個信號部分進行濾波；以及多信道匹配濾波器電路，用于從多信道空時濾波器電路接收多信道信號，并具有由來自空時濾波器電路的信道沖激響應估計所提供的濾波器響應。2.根據權利要求1所述的無線通信設備，其中所述濾波器還包括與所述多信道空時濾波器電路相連的虛擬天線電路，用于將通信信號分割為n個奇數和偶數采樣的實和虛信號部分。3.根據權利要求1所述的無線通信設備，其中所述多信道空時濾波器電路包括用于將每個信號部分與各自空時濾波器權重相乘的至少一個乘法器。4.根據權利要求3所述的無線通信設備，其中所述至少一個乘法器包括并行連接的一對乘法器；所述多信道空時濾波器電路還包括與所述一對乘法器之一的輸入相連的每個信號部分的各自延遲電路。5.根據權利要求4所述的無線通信設備，其中通信信號包括多個符號，并且所述乘法器和延遲電路中的每一個均具有與之相關聯的約一個符號延遲。6.根據權利要求3所述的無線通信設備，其中對于每個信道，所述濾波器還包括各自的求和電路，用于對乘法器的輸出進行求和。7.根據權利要求1所述的無線通信設備，其中所述濾波器還包括聯合最優濾波器權重和信道估計器，用于接收訓練序列符號和定時不確定性數據，并用于產生所述多信道空時濾波器電路的空時濾波器權重和所述多信道匹配濾波器電路的多信道沖激響應。8.根據權利要求1所述的無線通信設備，其中所述濾波器還包括位于所述多信道匹配濾波器電路下游的均衡器電路。9.一種無線通信設備，包括無線發射機和無線接收機；所述無線接收機包括濾波器系統，用于減小同信道干擾，所述濾波器系統包括聯合空時濾波器，包括多信道空時濾波器電路，用于通過聯合地估計空時濾波器權重和多信道沖激響應(CIR)，對已從通信信號中分割出的n個信號部分進行濾波；以及多信道匹配濾波器電路，用于從多信道空時濾波器電路接收多信道信號，并具有由來自空時濾波器電路的信道沖激響應估計所提供的濾波器響應；以及可選濾波器，在干擾水平低于預定閾值時工作，并包括匹配濾波器、互相關電路、以及用于將所述n個信號部分切換到所述匹配濾波器和所述互相關電路的切換機構。10.根據權利要求9所述的無線通信設備，其中所述聯合空時濾波器還包括與所述多信道空時濾波器電路相連的虛擬天線電路，用于將通信信號分割為n個奇數和偶數采樣的實和虛信號部分。11.根據權利要求9所述的無線通信設備，其中所述多信道空時濾波器電路包括用于將每個信號部分與各自空時濾波器權重相乘的至少一個乘法器。12.根據權利要求11所述的無線通信設備，其中所述至少一個乘法器包括并行連接的一對乘法器；所述多信道空時濾波器電路還包括與所述一對乘法器之一的輸入相連的每個信號部分的各自延遲電路。13.根據權利要求12所述的無線通信設備，其中通信信號包括多個符號，并且所述乘法器和延遲電路中的每一個均具有與之相關聯的約一個符號延遲。14.根據權利要求11所述的無線通信設備，其中對于每個信道，所述聯合空時濾波器還包括各自的求和電路，用于對乘法器的輸出進行求和。15.根據權利要求9所述的無線通信設備，其中所述聯合空時濾波器還包括聯合最優濾波器權重和信道估計器，用于接收訓練序列符號和定時不確定性數據，并用于產生所述多信道空時濾波器電路的空時濾波器權重和所述多信道匹配濾波器電路的多信道沖激響應。16.根據權利要求9所述的無線通信設備，其中所述聯合空時濾波器還包括位于所述多信道匹配濾波器電路下游的均衡器電路。17.—種用于在無線通信設備內減小同信道干擾的方法，包括為無線通信設備提供無線接收機，所述無線接收機包括多信道空時濾波器電路和多信道匹配濾波器電路；將接收的通信信號分割為n個信號部分；在多信道空時濾波器電路內，通過聯合地估計空時濾波器權重和多信道沖激響應(CIR)，對所述n個信號部分進行濾波；以及在多信道匹配濾波器電路內，從多信道空時濾波器電路接收多信道信號，所述多信道匹配濾波器電路具有由來自空時濾波器電路的信道沖激響應估計所提供的濾波器響應。18.根據權利要求17所述的方法，其中所述分割步驟包括將通信信號采樣為偶數和奇數采樣，并將偶數和奇數采樣分為實和虛信號部分。19.根據權利要求17所述的方法，還包括對匹配濾波器的輸出進行求和，并重新縮放至希望的電平。20.根據權利要求19所述的方法，還包括在重新縮放至希望的電平之后，對單個信道信號進行均衡。21.根據權利要求17所述的方法，其中所述無線接收機還包括可選濾波器；并且所述方法還包括在干擾水平低于閾值時，在可選濾波器內，對所述n個信號部分進行濾波。22.根據權利要求17所述的方法，還包括基于空時濾波器權重，對每個信號部分進行相乘。23.根據權利要求22所述的方法，還包括在相乘之后，對每個信道的信號部分進行求和。全文摘要一種無線通信設備，可包括無線發射機和無線接收機。所述無線接收機可包括濾波器，用于在通信接收機內減小同信道干擾。所述濾波器可以包括多信道空時濾波器電路，通過聯合地估計空時濾波器權重和多信道沖激響應(CIR)，對從通信信號中分割出的n個信號部分進行濾波。所述濾波器還可包括多信道匹配濾波器電路，從多信道空時濾波器電路接收多信道信號，并具有由空時濾波器電路的信道沖激響應估計所提供的濾波器響應。文檔編號H04Q7/32GK101297564SQ200680037720公開日2008年10月29日申請日期2006年5月25日優先權日2005年8月15日發明者佐爾坦·克門茲,歡吳,西恩·塞門斯申請人:捷訊研究有限公司