專利名稱：：用于部分響應信道的結構化集合劃分和多層編碼的制作方法
技術領域：
：本發明一般涉及編碼和解碼用于通過部分響應信道傳送的數據，尤其但不限于編碼和解碼通過數據存儲信道傳送的數據。
背景技術：
：數據通信信道一般包括在通過通信介質之前對數據的編碼，以及在數據已通過通信介質之后對數據的解碼。數據編碼和解碼例如用在數據存儲設備中，用于編碼寫到存儲介質上的數據并解碼從存儲介質讀取的數據。應用編碼是為了將數據轉換成與存儲介質的二進制特性兼容的形式，并可包括諸如添加糾錯碼、交叉存取、turbo碼、帶寬限制、放大的過程，以及許多其它眾所周知的編碼過程。解碼過程一般是編碼過程的逆函數。編碼和解碼增大所再現數據的可靠性。對高數率通信系統和高密度數據存儲設備的遞增需求已導致對提供低誤碼率(BER)、高速、低功率編碼和解碼、以及低成本的編碼和解碼的實現問題的高度關注。在設計編碼器和解碼器時，有保持隨技術進步變化的復雜設計折衷方案。由于數據存儲設備的其它部件中更高速和更低功耗改進方面的性能，需要改進數據通信信道中編碼和解碼的設計，從而編碼/解碼性能不會限制新設計的數據存儲設備的整體性能。本發明的各個實施例提供對這些和其它問題的解決方案，并提供其它優于現有技術的優點。
發明內容所公開的是一種編碼和解碼用戶數據的裝置和方法。編碼包括接收用戶數據塊和提供無DC編碼的數據塊。編碼包括基于結構化集合劃分執行無DC編碼數據塊的1級逆映射，以提供中間數據序列。編碼包括基于該中間數據序列使用多層編碼器(MLC)生成冗余位。編碼包括并置冗余位和無DC編碼數據，并將該結果傳送至部分響應信道。解碼包括檢測從二進制介質中接收的編碼數據，并提供所估算的MLC編碼的用戶數據輸出。解碼包括解碼MLC編碼數據，并生成MLC解碼數據輸出。解碼包括無DC解碼MLC解碼數據，以提供經解碼的用戶數據輸出。在閱讀以下詳細說明書并參閱附圖之后，表征本發明的各個實施例的其它特征和優點將變得顯而易見。圖1A示出盤片驅動器的斜視圖。圖1B示出用于PR信道[11112]的第一層集合劃分。圖2示出用于PR信道[11112]的W0的第二層集合劃分。圖3示出用于PR信道[11112]的W1的第二層集合劃分。圖4示出用于PR信道[11112]的W0，0的第三層集合劃分。圖5示出用于PR信道[11112]的三層結構化集合劃分。圖6示出使用一般多層編碼的三層結構化集合劃分。圖7示出使用結構化集合劃分的多層編碼和解碼。圖8示出對其它受限碼編碼干擾最小的SSP/MLC編碼器。圖9示出對應于圖8編碼器的SSP/MLC和RLL/DCF的解碼器。圖10示出對經SSP/單奇偶校驗編碼的信道位的序列檢測。圖11示出用于大多數PR目標的SSP解碼，其中奇偶校驗檢查方程對之有效的第一位與信道存儲器中的第m位無關。圖12示出使用ECC和RLL/DCF編碼的SSP/MLC編碼系統。具體實施例方式本文中公開的是一種對記錄信道和其它部分響應信道應用有用的信道編碼的方法和裝置。所提出的信道編碼方法經由結構化集合劃分(SSP)連同多層編碼(MLC)實現，并提供優于在誤碼率(BER)水平以及扇區故障率(SFR)水平具有可比復雜性的常規編碼方案的性能增益。集合劃分和多層編碼(MLC)共同地最優化調制(信號映射)和編碼，從而該代碼在歐幾里得空間中而非使用傳統的漢明距離最優化。自由歐幾里得距離而非漢明距離限定系統性能，特別是在實踐中感興趣的SNR區域上的系統性能。對于典型傳輸信道上的集合劃分和MLC工作，可使用多層/相位信號群。然而，對于磁性記錄信道，二進制飽和記錄是僅有的實用信道信令方法。在這種二進制飽和信道中，集合劃分和/或MLC的實現通過有意地引入符號間干擾(ISI)來模擬。來自ISI的信道輸出可方便地由格柵(trellis)來表征，而該格柵則便于集合劃分和/或MLC實現。圖1A是本發明各個實施例在其中有用的盤片驅動器100的軸測視圖。盤片驅動器100包括帶有底座102的外殼和頂蓋(未示出)。盤片驅動器100還包括通過盤片夾108安裝在主軸馬達(未示出)上的盤片包106。盤片組106包括多個單獨盤片，它們安裝成繞中心軸109一起旋轉。各個盤片表面具有安裝到盤片驅動器100用于與該盤片表面通信的相關聯盤片磁頭滑動器110。在圖1所示示例中，滑動器110由懸桿112支承，而該懸桿112又連接到驅動器116的磁軌存取臂114。圖1所示的致動器是稱為旋轉移動線圈致動器的類型，并包括一般如118處所示的音圈電機(VCM)。音圈電機118使具有附加磁頭110的驅動器116繞樞軸120旋轉，以沿著盤片內徑124和盤片外徑126之間的弓形路徑122將磁頭110定位于期望數據磁軌上。磁頭110包括耦合到用作二進制飽和通信介質的期望數據磁軌的寫磁頭和讀磁頭。音圈電機118基于由磁頭110和宿主計算機(未示出)產生的信號由伺服電子儀器130驅動。磁性記錄信道被近似為由具有整數(或實數)系數的多項式f(D)＝f0+f1D+f2D2+…+fmDm給出的部分響應(PR)信道。PR信道的輸出字y＝(y1，y2，…，yN)被定義為所輸入的長度為N的經編碼(或未經編碼)字x＝(x1，x2，…，xN)(其中x1＝1或-1)和系數(f0，f1，…，fm)的線性卷積yi=Σj=0mfjxi-j]]>方程式1其中i＝1，2，…，N，i＜1，且Xi根據信道狀態來確定。輸入和輸出字之間的關系可由具有2m個狀態的格柵描述，s∈{0，1}m，其中si根據以下方程式相關于xixi＝2si-1方程式2給出狀態Si＝(si，0，si，1，…，si，m-1)方程式3在i＝1，2，…，N-1時，下一狀態被定義為Si+1＝(si，1，si，2，…，si，m-1，si，m)方程式4Si和Si+1之間界線的標記是由方程式1定義的信道輸出符號yi。輸入和輸出關系可被寫成更緊湊的矩陣形式。指示X-＝(xi-m，…，xi-2，xi-1)且其二進制版本S-＝(si-m，…，si-2，si-1)。矢量X-和S-是信道在時刻i的狀態。給定格柵狀態S-和長度為L的二進制輸入塊S＝(si，si+1…，si+L)，輸出可被寫成為Y＝f(S-◇S)＝X×F方程式5其中X是矢量S-◇S的雙極性表示，◇是并置運算符，而F是由以下方程式給出的(m+L)×L的矩陣F=fm0···0fm-1fm···0············f0f1···fm0f0···fm-1············00···f0]]>方程式6與長度為L的輸入矢量和信道狀態S-(長度為m)相對應的輸出是長度為L的矢量。在L維歐幾里得空間S內的信道輸出序列Y中，各輸入序列S連同信道狀態S-對應于L維空間S中的信號點。映射規則根據方程式5來定義。現在，在信號群空間S中，集合劃分通過采用在“ChannelCodingwithMulti-level/phasesignals”(使用多層/相位信號的信道編碼)(IEEETrans.Inform.Theory，卷IT-28，第55-67頁，1982)中描述的規則來設計。該空間中的一個信號點表示一系列信道輸出。但是，由于擴展性的信道存儲器，這種集合劃分過程比使用常規的多層/相位信令的無存儲器信道更為復雜。在多個子集之間實現好的距離屬性常常通過強制計算機搜索來實現。特別地，給出長度為L的信道狀態S-和輸入S，信號點y＝(yi，yi+1，…，yi+L-1)和y′＝(yi′，y′i+1，…，y′i+L-1)之間的平方歐幾里得距離被計算為d(y,y′)=Σi=0L-1(yi-y′i)2]]>方程式7在劃分過程中，算法需要計算相關聯子集中每一對信號點之間的距離。因而，蠻力計算復雜性隨著劃分層的數量和信道存儲器長度而呈指數增長。結構化集合劃分(SSP)的系統方法如下使用多個嵌入線性子空間及其陪集來描述。設EL是具有組分0和1的長度為L的所有二進制字的集，T(S-)＝{Y＝F(S-◇S)，S∈EL}方程式8且T是T(S-)在S-上的并集，即方程式9因而，T(S-)表示源自信道狀態S-的信號點(在L維信號空間S中)的集合，它是表示長度為L的所有信道輸出的信號集的T(S)的子集。因為從Em+L信號集T(S)的映射是確定性并且是一對一的，所以集合劃分可在線性空間Em+L上執行。正式地，劃分執行如下1.第一層劃分在整個線性空間Em+L上，選擇k(1)維的子空間V，并且構建L(1)＝2k-k(1)-1個陪集W1，W2，...，WL(1)。特別地，陪集W1，W2，...，WL(1)的陪集前導分別為a1，...aL(1)。換言之，Wi＝Vai方程式10i＝1，...，L(1)。基礎子空間V是平凡陪集W0，并對應于陪集前導a0＝{0，...，0}∈V。設Ti＝{y＝f(s)，s∈Wi}方程式11并且d12=mini,j,i≠jminy,zd(y∈Ti,z∈Tj)]]>方程式12其中d(y，z)是如方程式7中定義的y和z之間的平方歐幾里得距離。為了查看Ti是T的劃分，注意如果d12>0,]]>則對于所有的i≠j，Ti∩Tj＝0。此外，它保持T＝∪Ti。2.第二層劃分對于第一層劃分的每個陪集Wi，在Wi中選擇k(2)＜k(1)維的一個新子空間Vi。隨后，構建Vi的L(2)＝2k(1)-k(2)-1個陪集Wi，1，Wi，2，...，Wi，L(2)，它們分別對應于陪集前導ai，1，...，ai，L(2)。類似地，通過定義Ti，j＝{y＝f(s)，s∈Wi，j}，j＝0，...，L(2)方程式13以及d22=miniminj,h,j≠hminy,zd(y∈Ti,j,z∈Ti,h)]]>方程式14Ti，j是Ti和T的劃分。該劃分可根據上述類似操作進一步實現到更多層。例如，第二層上的子空間Wi，j可進一步劃分成Wi，j，1，Wi，j，2，...，Wi，j，L(3)，其中L(3)是Wi，j所包含的子空間的數量，并且它使L(3)＝2k(2)-k(3)-1且k(3)是第三劃分層上子空間的維數。一旦集合劃分樹完成，從輸入位到所傳輸信道位的映射(或SSP編碼)就可通過將劃分樹的分支地址標簽相應地分配給輸入位來實現。作為一特定示例，假設一種在長度為m+1＝3的ISI信道上構建的三層雙向劃分，即L＝3，L(1)＝L(2)＝L(3)＝1。給定信道狀態s-＝(si-2，si-1)以及長度為3的輸入u＝(ui，ui+1，ui+2)塊，且輸入序列可被編碼成ui表示具有最小平方歐幾里得距離d12的最低有效位，而ui+2表示具有最小平方歐幾里得距離d32的最高有效位。這通過遍歷劃分樹并將分支標簽分配給輸入位來成為可能。具體地，它可用以下方式實現。給定輸入(ui，ui+1，ui+2)，首先選擇陪集Wui，ui+1，ui+2。因為在第三層上有正好8個陪集Wi，j，k，所以總是可進行i＝ui，j＝ui+1和k＝ui+2的分配。在每個陪集中，有對應于4個不同信道狀態s-的4個二進制字(si-2，si-1，si，si+1，si+2)。信道狀態s-＝(si-2，si-1)現在唯一地確定映射輸出(si，si+1，si+2)。這還定義了下一個輸入位塊的信道狀態。在映射之后，對應于輸入塊(ui，ui+1，ui+2)的(無噪聲)信道輸出具有以下屬性1.如果ui≠ui′，三維輸出信號空間中的最小平方歐幾里得距離至少是對應于輸入(ui，ui+1，ui+2)和(ui′，u′i+1，u′i+2)的信號輸出的d12；2.如果ui＝u′i，但ui+1≠u′i+1，三維輸出信號空間中的最小平方歐幾里得距離至少是對應于輸入(ui，ui+1，ui+2)和(u′i，u′i+1，u′i+2)的信號輸出的d22；3.如果ui＝u′i，ui+1＝u′i+1，但ui+2≠u′i+2，三維輸出信號空間中的最小平方歐幾里得距離至少是對應于輸入(ui，ui+1，ui+2)和(u′i，u′i+1，u′i+2)的信號輸出的d32。4.此外，它還保持d12<d22<d32.]]>用于SSP設計的奇偶檢驗碼對于實際應用，L(i)＝1，i＝1，2，...。換言之，在每個劃分層上子空間被平分成2個更小的子空間。這在一方面簡化了劃分過程；另一方面，當集合劃分與多層編碼組合時它便于應用二進制組成碼，如下所述。為了劃分線性空間Em+L，可使用簡單的奇偶校驗碼用于連續劃分。各子空間Wi通過奇偶校驗方程式劃分。Wi中的元素取決于該元素是否滿足該劃分層上所實施的特定奇偶校驗方程式來分類成兩個子空間。該劃分過程通過以下示例來最佳地示出。圖1B示出對具有目標響應[11112]的PR信道的第一層集合劃分。對部分響應目標[11112]進行3層結構化的集合劃分。圖1B示出第一層劃分的過程，其中在頂部框152中給出奇偶校驗方程式，而陪集前導154、156在相應分支中標記。PR信道具有長度為m＝2的存儲器，該存儲器指示長度為2的信道狀態，即S-∈E2。對于三層劃分，輸入被分組成長度為3的塊，即S-∈E3。因此，對整個空間E5進行劃分。奇偶校驗方程式h1＝[10001]將空間E5分成分別由W0、W1指定兩個子集158、160。通過使用上述標記，第一層劃分的基礎子空間V(即W0)包含所有滿足奇偶校驗方程式的二進制矢量即，W0＝{S*|h1·S*＝0}方程式15因為W1的陪集前導由a1＝給出，第一層劃分上的其它陪集是W1={S*|h1·S*=h1·a1T}]]>方程式16計算驗證對應于W0和W1的信號點之間的平方歐幾里得距離至少為4。即，d12=miny,zd(y∈T0,z∈T1)≥4]]>方程式17其中T0＝{y＝f(s)，s∈W0}且T1＝{z＝f(s)，s∈W1}方程式18下一層劃分涉及進一步從W0開始，將W0和W1劃分成子集。取決于奇偶校驗結果選擇奇偶校驗方程式h2，0＝，將W0分成兩個子集。使用陪集概念，空間W0，0中的矢量除了滿足方程式15之外還滿足W0，0＝{S*|h2，0·S*＝0}方程式19對于子集W0，1，它變成除了滿足方程式15之外還滿足W0,1={S*|h2,0·S*=h2,0·a2T}]]>方程式20為便于編碼/解碼，最好以系統格式構建一組奇偶校驗方程式。為了實現整個，必要時在集合劃分構建期間采用高斯消去。在該情形中，h1和h2，0已經是系統形式，并且不需要高斯消去。圖2示出對PR信道[11112]的202處的第二層劃分W0。圖2示出對W0的兩個等效劃分形式204、206。圖2的下半部分(206處)包含兩個奇偶校驗方程式以及相關聯陪集前導，以從E5到達208處的W0，0和210處的W0，1。圖3示出對PR信道[11112]的302處的第二層劃分W1。下劃分304是系統形式的上劃分306的等效表示。類似地，W1可被分成兩個子集308處的W0，1和310處的W1，1，如圖3所示。與W0劃分的唯一不同是與W0的全零矢量相比，對應于W1的陪集前導a1為。定義Ti，j＝{y＝f(s)，s∈Wi，j}，i，j＝0，1方程式21它保持d22=miniminj,h,j≠hminy,zd(y∈Ti,j,z∈Ti,h)≥408]]>方程式22子集間平方歐幾里得距離從第一層上的d12=4]]>增大成第二層上的d22=408,]]>從而為多層編碼提供了良好的距離范圍，如下更詳細地描述。圖4示出對PR信道[11112]的402處的第三層劃分W0，1。下劃分404是系統形式的上劃分406的等效表示。這是以上過程的直接重復，以進一步將子集W0，1、W1，0和W1，1分成更小的子集。以下描述應用于W0，0的劃分。奇偶校驗方程式及其用于劃分W0，0的等效形式如圖4所示。取決于s*是否滿足奇偶校驗方程式h3·(S*)T＝0方程式23子空間W0，0被分成W0，0，0和W0，0，1，其中W0，0，1＝W0，0，0a4方程式24其中h3＝且a4＝。因此，等效的奇偶校驗矩陣變成H3,0=Δ|h3h2h1|=|011000101010001|]]>方程式25W0，0，1的相關聯陪集前導為a4＝。W0，1、W1，0的劃分與W0，0相同。然而，W1，1是不同的。相應的奇偶校驗方程式改為h′3·(S*)T＝0方程式26且相關聯陪集前導保持為a4＝。圖5示出對PR信道[11112]的三層結構化集合劃分500。設Ti，j，h＝{y＝f(s)，s∈Wi，j，h}，i，j，h＝0，1方程式27以及d32=mini,jming,h,g≠hminy,zd(y∈Ti,j,g,z∈Ti,j,h)]]>方程式28可示出，對于完整的3層劃分500，它保持d32≥1064>d22≥328>d12=4]]>方程式29因此，{d12=4,d22=328,d32=1064}]]>是對三層集合劃分500的最小平方歐幾里得距離的分層結構。給定信道狀態S-＝s-1，s-2和長度為3的輸入塊u＝(ui，ui+1，ui+2)，輸入序列可被編碼成ui表示具有最小平方歐幾里得距離d12的最低有效位，而ui+2表示具有最小平方歐幾里得距離d32的最高有效位。這通過分別將圖5中SSP的第一層502、第二層504和第三層506上的分支標簽分別分配給u0，u1，u2來成為可能。設H=Δ|011000101010001|=[Hs,I]]]>方程式30HS=|010110|]]>方程式31H=Δ001000101010001=[H'S,I]]]>方程式32H'S=000110]]>方程式33A=Δa1a2a3=000010001000100=]]>方程式34AS=001010100]]>方程式35注意A的各行為劃分的第一、二和三層上的陪集前導。從圖5中，從{u0，u1，u2}到信道位{s0，s1，s2}的編碼可證實為采取以下形式[s0s1s2]=[s-2s-1]·HsT⊕[u0u1u2]·As]]>如果方程式36以及[s0s1s2]=[s-2s-1]·Hs′T⊕[u0u1u2]·As]]>如果u0&u1＝1方程式37方程式36、37的編碼可被簡化為方程式38s1＝s-1u1方程式39s2＝s-2u0方程式40相應地，解碼器可通過以下邏輯實現u0＝s-2s2方程式41u1＝s-1s1方程式42方程式43對于給定示例，編碼調制的編碼和解碼是非常簡單的。一般而言，當目標長度變長(＞3)且劃分層次增多時，編碼和解碼邏輯會變得越來越復雜。在這樣的情形中，編解碼器(endec)可經由表格查尋實現。表1示出編碼和解碼查尋表的一種可能結構。編碼可執行如下1.從作為最后一個輸入塊的結果的編碼器輸出中找到當前信道狀態S-；2.在ENDEC表中定位與信道狀態S-相對應的入口；3.在ENDEC表中找到其“用戶位”列包含當前輸入數據塊的行；4.編碼輸出是“信道位”下的入口。解碼操作可用相似方法進行。僅有的差異在于“輸入”為“信道位”而輸出變成“用戶位”。表1ENDEC查尋表<tablesid="table1"num="001"><tablewidth="591">信道狀態S-用戶位(u0，u1，u2，…)信道位(s0，s1，s2，…)00...000...001......000...101......01...000......010......10...000......100......11......000......110...............</table></tables>在編碼后，輸入塊(u0，u1，u2)的(無噪聲)信道輸出具有以下屬性1.如果u0≠u0′，對于輸入(u0，u1，u2)和(u′0，u′1，u′2)的信號輸出，三維輸出信號空間中的最小平方歐幾里得距離d12至少是4；2.如果u0＝u′0，但u1≠u′1，對于輸入(u0，u1，u2)和(u′0，u′1，u′2)的信號輸出，三維輸出信號空間中的最小平方歐幾里得距離d22至少是408；3.如果u0＝u′0，u1＝u′1，但u2≠u′2，對于輸入(u0，u1，u2)和(u′0，u′1，u′2)的信號輸出，三維輸出信號空間中的最小平方歐幾里得距離d32至少是1064。使用SSP對PR信道多層編碼經由適當的集合劃分，用戶信息位可包含不同的有效水平。例如，對于三層SSP，如果SSP除外沒有使用外部編碼器，則用戶位塊(u0，u1，u2)具有三個不同的誤差概率水平。在SSP之后，第一位u0為最低有效并且它比u1和u2更易于有誤差。最后位u2為最高有效并且它比u0和u1更不易于有誤差。多層編碼的要旨在于經由各個二進制碼Ci根據其有效性來不同地保護每個位ui。圖6示出使用一般多層編碼的三層結構化集合劃分600。編碼位602按列地傳送給信道。在這種編碼結構中，有三種不同的代碼(分別標示為C0、C1和C2)，它們分別用于編碼第一層(U0)、第二層(U1)和第三層(U2)中的位。所生成的冗余位Uc0、Uc1和Uc2分別用信息位U0、U1和U2串聯。隨后，通過如圖6中箭頭604、606、608所示依次從(U0，Uc0)、(U1，Uc1)和(U2，Uc2)中取一位，來形成一個三位塊。該三位塊現在根據SSP邏輯編碼，其結果被傳送至記錄電路。如上所述，由于SSP，(U0，Uc0)、(U1，Uc1)和(U2，Uc2)中的位在傳送期間具有單調遞增的可靠性；然而，不同劃分層上不相等的誤差概率經由施加在(U0，Uc0)、(U1，Uc1)和(U2，Uc2)上的不同外部碼而得到平衡。從系統層中，可將組合的SSP和MLC過程視為代碼C，它對信息位U0、U1和U2的塊進行運算。代碼C的編碼率由以下方程式給出R＝(r0+r1+r2)/3方程式44其中r0、r1和r2分別是代碼C0、C1和C2的編碼率。一般而言，對于L層的SSP和MLC，整體編碼率由以下方程式給出R＝(l(0)k0+l(1)k1+…+l(L-1)kL-1)/N方程式45在此，21(i)，i＝0，...，L-1是第i層上源自第i-1層上單個子空間的子空間的數量；ki，i＝0，...，L-1是代碼Ci的第qi＝21(i)個信息符號的數量；N是代碼字的總數。代碼C的最小距離可有以下較低邊界。如果結構化的集合劃分具有最小的平方歐幾里得距離范圍d02<d12D<...<dL-12,]]>則L層并置碼C的最小平方歐幾里得距離滿足下邊界d2(C)≥min{d02D0,d12D1,...,dL-12DL-1}]]>方程式46其中Di是第i層代碼Ci，i＝0，...，L-1的最小漢明距離。圖7示出使用結構化集合劃分的多層編碼和解碼。用于使用SSP的MLC的編碼器702和解碼器704被視為耦合到二進制飽和通信介質706，諸如盤片驅動器的數據存儲盤。710處的用戶數據首先通過串行到并行變換器718轉換成L個平行分支712、714、…、716。各數據分支712、714、…、716由分量編碼器Ci在720、722、724處的編碼。分量編碼器Ci720、722、724由集合劃分邏輯726映射，用于信號調制。最后，映射數據728被轉換回串行形式X并被傳送到介質706。解碼器704中的解碼操作按編碼的逆序進行。用于SSP之后多層編碼的分量碼的選擇是重要的。一個重要方面是將編碼率分配到各個編碼層。基于各個劃分層上各個等效信道的各個信息理論參數，諸如容量和編碼指數，建立各種設計規則。對于部分響應信道，最相關的設計規則是平衡距離規則。該規則規定，分量碼可選擇成方程式47其中di2是如前面定義的陪集之間的平方歐幾里得距離，而Di是在第i劃分層上分量碼的漢明距離。為了限制解碼和實現的復雜性，該示例被限制為簡單的奇偶校驗碼。然而，也可使用其它更為復雜的碼。用于噪聲預測信道的SSP磁性記錄信道會遭受電噪聲和介質噪聲，以及許多其它的系統干擾。當信道標準化密度較低時，適當選擇的一般化PR(GPR)目標因為信道均衡而能實現具有最小噪音增強的接近最優性能。GPR系統還可被實現為噪聲預測最大可能性(NPML)。與直接GPR實現相比，NPML便于均衡和維特比檢測(或像后處理的其亞最優變體)的電路實現。為了解決已知為數據相關的中等噪聲，NPML檢測可被擴展成是數據相關的，從而引起所謂模式相關的噪聲預測(PDNP)檢測。PDNP檢測器利用數據相關噪聲白化濾波器，來解決維特比檢測期間介質噪聲的數據相關性。盡管它需要比NPML檢測器更大的復雜性，但PDNP檢測器在介質噪聲變得顯著時提供優于NPML的有效性性能改進。對于SSP，噪聲預測檢測提供另一個優點。特別地，編碼調制系統的可實現距離范圍與特定信道響應，即標稱目標緊密相關。通過采用PDNP或NPML檢測，可獲得選擇具有對結構化集合劃分具有良好距離范圍的前端均衡目標時的靈活性。然而，應當指出如果涉及噪聲預測則均衡目標并非是用于維特比檢測的有效目標。實際上，使用噪聲白化濾波器將有效目標轉換成均衡目標的卷積并非是困難的。對于PDNP檢測器，有效目標變成數據相關。然而，為了設計用于數據相關目標的最優SSP，它變成不能計算并對該問題幾乎沒有助益。在此，使用一種特殊的方法，其中各種“經擴展”目標用SSP測試，且隨后獲取并比較BER和SFR結果，以便于找到“好”的SSP。為PDNP檢測器找到好SSP的方法如下所述1.在期望操作點，找到用于給定前端均衡目標的噪聲白化濾波器。2.卷積均衡目標和噪聲白化濾波器并獲得有效檢測目標。3.現在選擇接近于SSP設計的有效檢測目標的“實驗目標”。4.經由迭代過程找到實驗目標的好SSP，其中對于預定義的距離范圍由計算機執行對SSP的窮盡性搜索。該窮盡性搜索因為對于實際應用尺寸受限于可管理范圍(例如6)的事實而成為可能。如果對于預定義距離范圍可找到SSP，則距離范圍被進一步增大直到不能發現SSP。然后可將最后可用的劃分及相關聯范圍用于SSP編碼。使用奇偶多層編碼的SSP記錄信道承受幾乎與R2成比例的信噪比退化，而其它通信信道則有與R成比例的信噪比退化。在此，R是整體編碼率。因此，高速率編碼有利于記錄信道應用。如果采用了SSP/MLC，則在各個劃分層都存在對分量碼的各種選擇。在此的詳細描述限于作為分量碼的簡單奇偶校驗碼。特別地，單個奇偶檢驗碼用于作為SSP的結果具有最小平方歐幾里得距離的比特。該組比特因為相應陪集之間的最短距離而最易于有誤差。與較低劃分層相對應的比特保留為不編碼。采用這種編碼結構的原因可總結如下1.單奇偶檢驗碼適于在不引起符號間干擾信道的有效復雜性增大的情況下的最大可能性(ML)序列檢測。對于塊奇偶碼，各附加奇偶檢驗方程式表示使ML檢測的格柵的大小翻倍。因此，單奇偶檢驗塊用于實際實現。2.單奇偶檢驗碼可具有極高的編碼率。對于編碼率敏感的記錄信道，高編碼率常常是較佳的。此外，從扇區故障率角度看，單奇偶檢驗碼的錯誤統計常常更兼容于外部Reed-Solomon碼。為了將SSP/MLC應用于記錄信道，有需要正確處理的許多其它問題。一個重要問題是SSP映射與用諸如游程長度受限(RLL)碼、無DC(DCF)碼等等的其它信道編碼的兼容性。這些受限編碼對于所讀取信道系統正常工作是必要的。初看時，SSP與其它信道碼相沖突，因為SSP需要改變輸入序列屬性的比特映射。然而，如下所述，SSP可經由稱為“逆向編碼”的技術與其它信道編碼共存。其次，為便于實現和使用SSO的良好距離范圍，通常對ISI信道期望多達4層的集合劃分。當SSP與信道存儲器相組合時，格柵的大小常常顯著地增大，從而使得SSP對于實際應用而言吸引力較小。然而，如下所述，在大多數情況下SSP可利用現有的擴展格柵，因為噪聲預測并不需要進一步增大格柵。經由逆向編碼SSP與其它受限編碼的共存圖8示出SSP/MLC編碼器802，它導致對編碼器804上諸如ECC&RLL/DCF編碼的其它受限碼編碼的最小干擾。在圖8中，用于編碼用戶數據801的編碼器800包括無DC編碼器809，它接收用戶數據塊801并提供無DC編碼數據輸出塊803。該編碼器800包括接收無DC編碼輸出塊803的1級映射器806(也稱為SSP解碼器806)。1級映射器806基于結構化的集合劃分執行逆向映射，并提供中間數據序列808。該編碼器800包括接收中間數據序列808、并基于該中間數據序列808生成冗余位812的多層編碼器810。該編碼器800包括多路復用器816，它將冗余位812與無DC編碼數據輸出塊803并置在一起。多路復用器816提供經編碼以便通過二進制介質818傳送的編碼器輸出817。無DC編碼器804最好包括游程長度受限編碼器。1級映射器806按行列將無DC編碼數據輸出塊排列成第一矩陣形式，并生成排列為第二矩陣的中間數據序列。該1級映射器806使用符號間干擾信道的信號的結構化集合劃分，并生成在通過噪聲符號間干擾信道傳送之后具有差異可靠性的具有行和列的第二矩陣。結構化集合劃分最好包括線性空間的多層劃分，以及在各個劃分層上將空間分成兩個子空間的劃分，其中各子空間是同一劃分層上另一子空間的陪集。多層編碼器生成符合中間數據序列的行和列的差異可靠性的冗余位，從而產生符號間干擾信道的輸出序列之間的優化最小歐幾里得距離。并置器816將來自多個無DC編碼數據輸出塊的冗余位并置到冗余位序列中，并將該冗余位序列附加到多個無DC編碼數據輸出塊，隨后將輸出817傳送給介質818。SSP映射基本上是將輸入位映射到信道位使輸入位具有有序誤差概率的1級編碼器。該有序(單調遞增的塊間)可靠性然后經由分層分量碼得到均衡。從不同角度看，只要分量碼對具有有序可靠性的位進行運算，就可實現具有MLC的SSP。這種解釋提供了如圖8所示的SSP/MLC編碼方案。在編碼期間，用戶位首先由諸如RLL、DCF編碼器804的其它受限碼編碼器編碼。所編碼的位然后由SSP解碼器806“解碼”。因為RLL/DCF編碼位序列被直接傳送給信道，所以808上的SSP解碼位(“中間位”)具有有序可靠性。換言之，這些中間位可被視為之前的用戶位{ui}，它們是SSP編碼的并被按序傳送到信道。因此，由MLC編碼器810提供的MLC分量碼可對中間位序列808進行運算，以均衡各個劃分層上的誤差概率。由MLC編碼器810生成的冗余位(奇偶檢驗位)812由并置器816附加在經編碼位序列814上，以便于傳送給介質818。經由這種編碼方案，可從SSP/MLC“編碼”中得到最小干擾，且位序列仍將滿足RLL/DCF限制，該限制因為奇偶檢驗位的插入而可稍微放松一些。實際上，經由圖8中的編碼器結構，沒有困難地將RLL/DCF和SSP/MLC編碼器結合于一個實體中是可能的。該技術在此稱為“逆向編碼”，其中編碼實際上經由信道位的偽解碼操作來實現。圖9示出用于SSP/MLC和RLL/DCF的解碼器的框圖。相應編碼器在圖8中示出。所接收的(均衡的)噪聲信號首先由信道序列檢測器902處理，然后所檢測到的位序列904由穿孔器(puncturer)906從在MLC編碼期間產生的任何奇偶檢驗位中穿孔。經穿孔的收縮位序列908隨后由RLL/DCF解碼器910解碼，隨后是在ECC解碼器912上的ECC解碼。如果將單奇偶校驗碼用于MLC，則信道序列檢測器嵌有SSP解碼器，因為奇偶校驗是對經解碼的中間位計算的。解碼器900包括提供經編碼用戶數據輸出904的信道檢測器902。該解碼器900包括接收經編碼用戶數據輸出904的穿孔器906。該穿孔器去除奇偶校驗位，并提供經穿孔的數據輸出908。解碼器900包括接收經穿孔的收縮數據輸出908的無DC解碼器910。該無DC解碼器910去除無DC編碼，并提供用戶數據輸出。解碼器900包括接收經解碼的用戶數據輸出、去除誤差、并提供經誤差校正的用戶數據輸出的誤差校正碼解碼器912。圖10示出對經SSP/單奇偶校驗編碼的信道位的序列檢測。該奇偶校驗方程式對SSP解碼序列(中間數據序列)進行運算。在示圖950中，示出整體編碼率為63/64的單奇偶校驗位MLC編碼的一個示例。SSP層為4，且僅對第一劃分層的地址位運算單個奇偶校驗。一旦序列檢測器達到奇偶校驗方程式的邊界，就檢查競爭路徑以查看它們是否屬于代碼字。這可經由通過內置SSP解碼器將路徑位轉換成解碼位，然后檢查奇偶校驗方程式來實現。不滿足奇偶校驗方程式的競爭路徑在與奇偶校驗邊界重合的檢查點952、954、956上去除。示圖950中的其它運算與常規的維特比算法相似，其不同之處在于還可嵌入噪聲預測以便于分支度量計算。用于ISI信道的復雜性降低的SSP考慮用L層SSP分級的長度為m+1的ISI信道。相應的信號空間具有m+L維，其中進行集合劃分。因此，SSP編碼和解碼需要一次收集m+L個用戶或信道位以便于適當運算。這種要求對信號檢測和ML解碼提出了相當的挑戰。由于ISI以及SSP存儲器的出現，與解碼格柵相關聯的轉換必須收集m+L個信道位，以用于無判定反饋的最大可能性檢測。結果，用于解碼格柵的狀態數量至少為2m+L-1。除了ISI和SSP之外，MLC編碼要求增加另外的格柵。特別地，使用單奇偶校驗編碼，解碼格柵的大小是原始大小的兩倍，即具有2m+L個狀態。在典型的運算條件下，這對解碼格柵而言總計是128個狀態，從而使得SSP/MLC對于實際高速實現有較少的吸引力。以下描述在實現期間可利用的SSP編碼/解碼的經驗觀察。圖11示出SSP解碼期間的過程。奇偶校驗方程式對之有效的第一位對大多數PR目標而言與信道存儲器中的第m個位無關。該解碼格柵因而僅需要2m+L-1個狀態用于ML解碼。作為MLC的分量碼的單奇偶校驗碼是優選的，盡管可使用其它更復雜的編碼。特別地，單奇偶校驗對與第一劃分層上的地址位相對應的位進行運算，因為這些位更易于出錯。在大多數實際應用中，可經由計算機驗證第一劃分層上的位的SSP解碼結果與存儲器中的第m位無關。該關系如圖11所示，圖11示出具有m個ISI存儲器m和L個劃分層的SSP解碼運算。該SSP解碼通過簡單地定位與信道位相對應的陪集、并找到該陪集的相應地址位來實現。有關SSP解碼的感興趣屬性是對于大多數PR目標，SSP解碼后的第一位與信道存儲器中第m位無關，兩者在圖11中均加有陰影。因為奇偶校驗方程式僅對第一位有效，這表示實際上僅需要收集存儲器中除第m位之外的m+L-1位來進行ML解碼。因此，解碼格柵僅需要長度為m+1的ISI信道的L層SSP劃分的2m+L-1個狀態，而不是2m+L個狀態。示例以下陳述用于垂直記錄讀取信道的SSP/MLC架構。為便于SSP/MLC的應用，以下限制根據復雜性和系統性能來實現1.ML解碼格柵架構大小落于合理范圍內，例如32個狀態或64個狀態；2.SSP/MLC與RLL和DCF編碼兼容；3.性能增益可在扇區故障率(SFR)水平上獲得。對用于記錄信道的SSP/MLC的調查提議L＝4層SSP通常對于性能和復雜性之間的平衡折衷是所期望的。使用長度為m＝3的前端均衡目標，這種配置提議2m+L-1＝64個狀態的格柵大小，除了因MLC導致的任何其它增加效果之外。然而，通過應用以下陳述的技術，當分量碼僅對第一劃分層上的位作運算時將狀態數量減至32個狀態是可能的。因此，通過將單奇偶校驗碼用作分量碼來將檢測格柵的狀態總量限制為64個狀態變為可能。為解決RLL/DCF限制，在此描述逆向編碼技術。使用逆向編碼，用直接方式并置SSP/MLC和RLL/DCF編碼器是可能的，盡管在一些情形中RLL/DCF限制會因為插入奇偶校驗位而有略微的變化。使用更為復雜的設計，結合SSP/MLC編碼和RLL/DCF是可能的。在以下陳述中，討論限于并置SSP/MLC與現有的RLL/DCF編碼器。RLL/DCF編碼器被視為“黑箱”，且SSP/MLC編碼器用并置方式來實現，而不管RLL/DCF編碼是如何實現的，這便于信道設計過程，因為可將RLL/DCF的設計與SSP/MLC分開，因此可利用許多現有的RLL/DCF編碼器。圖12示出具有ECC編碼1204和RLL/DCF編碼1206的SSP/MLC編碼系統1202。逆向編碼技術被用來保留RLL/DCF編碼序列。用戶位被ECC編碼并隨后進行RLL/DCF編碼。RLL/DCF編碼序列然后再次由SSP/MLC編碼器1202編碼。作為示例，示出SSP之后作為分量碼的單奇偶校驗的情形，其中每64個SSP解碼位附加一個單奇偶校驗。與前面一樣，單奇偶校驗僅對第一層位{s1}運算。所計算的奇偶校驗位{a}然后在插回RLL/DCF編碼序列，隨后該新形成序列被發送到信道用于記錄。在接收器側，1208處的SSP/MLC解碼用內置的模型相關噪聲預測經由更改后的維特比來實現。該維特比檢測器與圖10所示的相似。所檢測到的位序列然后進行穿孔，其中SSP奇偶校驗位被去除，且重新裝配的序列隨后通過RLL/DCF解碼器1210和ECC解碼器1212來解碼。對于以下陳述的模擬結果，使用編碼率為60/62的黑箱RLL/DCF編碼器。為了保留RLL/DCF代碼字邊界，對與各RLL/DCF代碼字的SSP解碼的前60位相對應的第一劃分層上的15位計算單SSP奇偶校驗，而剩下的2位直接進入奇偶校驗方程式。SSP設計的有效目標對于各種運算點都固定在[110133]上。盡管最優化各運算點的有效目標來獲得改進性能是可能的，但在SFR層可看到這種最優化提供有限的進一步性能改進。總之，上述信道解碼架構利用了結構化集合劃分(SSP)和也稱為編碼調制的多層編碼(MLC)。結構化集合劃分使用PR信道輸出的固有結構，并向標記集合劃分樹分支的地址位提供單調遞增的歐幾里得距離。憑借多層編碼，具有較小歐幾里得距離的多個位用較大漢明距離的分量碼編碼，從而分量碼可更為有效地采用。因此，可改進系統最小歐幾里得距離，并因此改進性能。對于磁性記錄信道，劇烈的ISI和顯著介質噪聲組成主要系統損害源。模式相關噪聲預測(PDNP)檢測是對高密度記錄信道的一種有效檢測方法。由于噪聲預測，有效目標變得與均衡目標不同，并且它們是數據相關的。而PDNP檢測的集合劃分變得更為棘手。獲取了作為均衡目標和噪聲白化濾波器的卷積結果的有效目標。隨后，根據有效目標的近似和刪減版本來設計SSP。盡管使用這種方法的設計規則看起來相當特別，但它在許多操作條件下提供了對系統性能的有效改進。為了實現最大可能性(ML)檢測，復雜性考慮限制了MLC連同SSP的分量碼選擇。示出了奇偶檢驗碼，盡管也可使用其它更為復雜的編碼。特別地，陳述單奇偶校驗方程式僅加于與集合劃分樹的第一層上的標簽相對應的位上的情形。這種編碼配置限制了ML檢測復雜性，同時向記錄信道提供與外部RS碼完好的兼容性。使用SSP和單奇偶校驗編碼，在單奇偶校驗編碼上獲得系統性能增益是可能的，其中在垂直記錄信道的扇區故障水平(SFR)上不涉及SSP。與編碼調制相關聯的主要問題是SSP與諸如游程長度受限(RLL)和無DC(DCF)編碼的其它信道受限編碼的兼容性。描述了一種反向編碼技術，以在不違反其它所加限制的情況下提供SSP/MLC編碼。反向編碼技術通過創建偽比特來獲得兼容性，這些偽比特是給定受限輸入數據序列進行SSP解碼的結果。分量碼對這些偽比特進行運算，且所生成的奇偶校驗位與給定輸入數據序列一起傳送，從而產生對現有限制的最小干擾。實際上，甚至結合經編碼調制編碼與RLL和DCF編碼也是可能的。這種結合的編碼器可生成滿足一給定期望限制的輸出位。通過觀察到SSP編碼位和一些存儲器位之間的獨立性在不引起任何系統性能損失的情況下收縮ML檢測格柵大小是可能的。特別地，在大多數感興趣情形中，與集合劃分樹的第一層上的標記位相對應的位與ISI存儲器中的“最老”位無關。結果，格柵大小可在不引起ML檢測的判定反饋的情況下減半。數字模擬表明可經由MLC以及SSP獲得系統性能增益，而對現有的信道架構僅有最小的更改。這對于以高線性密度操作、遭受顯著介質噪聲干擾的垂直記錄信道尤其準確。盡管本文討論限于用于代碼調制編碼的作為分量碼的簡單奇偶校驗碼，但通過結合SSP使用更為強大的分量碼，包括turbo碼、TPC、LDPC碼等，可預期多得多的靈活性和可實現增益，并且這些編碼可如本文所述地進行處理。可以理解，盡管本發明各個實施例的許多特征和優點、連同本發明各個實施例的結構和功能的細節已在前面的描述中進行了闡述，但本公開僅僅是示例性的，并且可在本發明的原理內、直到由所附權利要求得以表達的術語的寬泛一般含義所指示的全部范圍，特別是對有關各部分的結構和排列詳細地進行改變。例如，特定元素可取決于編碼和解碼系統的特定應用來改變，同時在不背離本發明的范圍和精神的情況下保持基本上相同的功能。此外，盡管本文中所述的優選實施例涉及用于數據存儲設備的編碼和解碼系統，但本領域技術人員可以理解，本發明的示教可應用于其它二進制通信信道，而不背離本發明的范圍和精神。權利要求1.一種用戶數據的編碼器，包括無DC編碼器，它接收用戶數據塊并提供無DC編碼輸出塊；1級映射器，它接收所述無DC編碼輸出塊，基于結構化集合劃分執行逆向映射，并生成中間數據序列；多層編碼器，它接收所述中間數據序列、并基于所述中間數據序列生成冗余位；以及多路復用器，它將所述冗余位與所述無DC編碼輸出塊并置在一起，并提供為通過信道傳送而編碼的編碼器輸出。2.如權利要求1所述的編碼器，其特征在于，所述無DC編碼器包括游程長度受限編碼器。3.如權利要求1所述的編碼器，其特征在于，所述1級映射器按行列將所述無DC編碼輸出塊排列成第一矩陣，并生成排列為第二矩陣的所述中間數據序列。4.如權利要求3所述的編碼器，其特征在于，所述1級映射器使用符號間干擾信道的信號的結構化集合劃分，并生成在通過有噪聲的符號間干擾信道傳送之后具有有差異可靠性的行和列的第二矩陣。5.如權利要求4所述的編碼器，其特征在于，所述結構化集合劃分包括多個劃分層，其中下層劃分進一步將上層劃分的線性子空間和陪集劃分成更小的線性子空間和陪集。6.如權利要求4述的編碼器，其特征在于，所述多層編碼器生成與具有差異可靠性的中間位的矩陣的行和列相對應的冗余位，從而產生符號間干擾信道的輸出序列之間的優化最小歐幾里得距離。7.如權利要求1所述的編碼器，其特征在于，所述多路復用器將由多層編碼器從無DC編碼數據的中間位生成的冗余位并置到原始無DC編碼數據，隨后將它們傳送給信道。8.一種用戶數據的解碼器，包括信道解碼器，它接收均衡樣本，使用通過所述均衡樣本的多層解碼而添加的限制來提供對DCF解碼位的估算；以及無DC解碼器，它接收所述DCF解碼位的估算，所述無DC解碼器去除無DC編碼，并提供經解碼的用戶數據輸出。9.如權利要求8所述的解碼器，其特征在于，還包括序列檢測器，基于所接收的均衡樣本提供對中間位的估算；多層解碼器，執行對所述中間位的解碼；以及映射器，基于結構化集合劃分將所解碼的中間位映射到DCF解碼位。10.如權利要求9所述的解碼器，其特征在于，所述多層解碼器包括將所述中間位轉換成并行格式用于MLC解碼的串行到并行轉換器，以及將所述MLC解碼位從并行轉換成串行的并行到串行轉換器。11.如權利要求10所述的解碼器，其特征在于，所述多層解碼器包括多個MLC解碼器，所述多個MLC解碼器接收來自所述串行到并行轉換器的并行輸出，并將解碼的中間位輸出到并行到串行轉換器。12.如權利要求8所述的解碼器，其特征在于，所述信道解碼器包括對具有包括DCF編碼位的格柵狀態的信道格柵進行運算的序列檢測器，以及使用結構化集合劃分存儲從所述格柵狀態映射的中間位的存儲器。13.如權利要求12所述的解碼器，其特征在于，所述序列檢測器包括累加-比較-選擇塊，它將通過對中間位的多層編碼所施加的限制用于在信道格柵中選擇繼續存在的路徑。14.一種編碼用戶數據的方法，包括接收用戶數據塊和提供無DC編碼數據塊；基于結構化集合劃分執行無DC編碼數據塊的逆向的1級映射，并提供中間數據序列；基于所述中間數據序列生成冗余位；以及將所述冗余位和所述無DC編碼數據的并置提供至信道。15.如權利要求14的方法，其特征在于，還包括向所述無DC編碼數據提供游程長度受限限制。16.如權利要求14的方法，其特征在于，1級映射包括將所述無DC編碼數據塊按行和列排列成第一矩陣，并生成排列為第二矩陣的所述中間數據序列。17.如權利要求16的方法，其特征在于，逆向的1級映射包括使用符號間干擾信道的信號的結構化集合劃分，以及生成在通過有噪聲的符號間干擾信道傳送之后具有差異可靠性的行和列的第二矩陣。18.如權利要求14的方法，其特征在于，還包括通過以下步驟解碼用戶數據檢測從信道接收的無DC編碼數據，并提供估算的無DC編碼數據；以及解碼估算的無DC編碼數據輸出，并提供無DC解碼用戶數據。19.如權利要求18的方法，其特征在于，檢測無DC編碼數據包括使用序列檢測器接收來自信道的均衡樣本；在所述序列檢測器中去除與違反MLC限制的中間數據位相對應的路徑；以及輸出與所述序列檢測器的現存者相對應的估算的無DC編碼數據。20.如權利要求18的方法，其特征在于，檢測無DC編碼數據包括使用序列檢測器檢測所述無DC編碼數據，并提供估算的數據輸出；將所述估算的數據輸出映射到中間位；使用MLC解碼器解碼所述中間位；以及將解碼的中間位映射到估算的無DC編碼數據輸出。全文摘要一種用于信道編碼的方法和裝置對記錄信道和其它通信應用是有用的。所提出的信道編碼方法經由結構化集合劃分(SSP)和多層編碼(MLC)實現，并提供優于在比特誤差率(BER)水平以及扇區故障率(SFR)水平上具有可比復雜性的常規編碼方案的性能增益。文檔編號H04L1/00GK1983432SQ20061015985公開日2007年6月20日申請日期2006年10月30日優先權日2005年10月31日發明者楊學士,A·庫茲涅佐夫申請人:希捷科技有限公司