專利名稱：把復數帶通信號轉變為數字基帶信號的裝置的制作方法
技術領域：
本發明涉及把復數帶通信號轉變為數字基帶信號的裝置。本發明還涉及發射/接收裝置和帶有這樣的裝置的集成電路。
本發明處于遠程通信領域。具體地說，它們處于數字遠程通信系統領域，其中大量的發射/接收裝置按照多址方法在一定的頻帶上或者其一部分上運行。這里在每個發射/接收裝置的接收單元中，在可以檢測由其他發射/接收裝置產生的包含于其中的數據值之前，把帶通信號，例如，通過天線所接收的無線電信號或由此產生的中頻信號轉換為數字基帶信號。
盡管本發明可以應用于任意無線或者有線數字遠程通信系統，但是本發明以及以其為基礎的問題都是參照IEEE 802.15.4的″ZigBee″通信系統解釋。
背景技術：
為了在相對較短的距離(約10m)內無線傳遞信息，可以采用所謂″無線個人區域網絡″(WPAN)。與″無線局域網″(WLAN)相反，WPAN傳輸數據只需要很少或者甚至不需要基礎設施，使得可以在一個寬闊的應用范圍內實現小巧、簡單、能效高的和成本低廉的裝置。
標準IEEE 802.15.4規定低速率WPAN，毛數據速率達250千比特/秒，應用于工業監測和控制的固定或移動裝置，在傳感器網絡中，在自動化以及計算機外圍設備范圍內和適用于交互式游戲。除了該裝置可以非常簡單和成本低廉地實現以外，對于能耗極低的裝置具有決定性的意義。于是，采用該標準電池壽命力求達到幾個月至幾年。
在物理層的平面上，IEEE 802.15.4規定在幾乎世界范圍內可供使用的ISM-頻帶(工業、科技、醫療)約2,4GHz，總共16個(載波頻率)信道，信道幀頻(Kanalraster)為5MHz。對于250千比特/秒的毛數據速率，在這些信道中符號速率為62,5千符號/秒，以fC＝2兆時隙/秒的時隙速率進行擴頻以及設置偏移-QPSK調制(四相移相鍵控)。
在ISM-頻帶中傳輸的帶通無線電信號在接收方首先轉換(亦即，變換)為數字基帶信號。盡管只有在同步成功之后才必須激活接收單元的其他電路單元，但是把帶通信號轉換為基帶用的裝置必須當對前置序列的所謂監聽階段(″Rx監聽模式″)時已經激活。因此，這種裝置的能耗對于整個發射/接收裝置的能耗非常重要。
已知的把帶通信號轉換為數字基帶信號用的裝置要求兩個模數轉換器來把在基帶或中頻范圍偏移的復數信號的實部和虛部數字化。這里的缺點是實現要求高和運行能耗增大。為此常常采用算術單元，諸如濾波器等。為了完成時間離散的算術運算，如加法和/或乘法，不僅在相應發射/接收裝置的實現要求方面，而且在運行能耗上都有缺點。
發明內容
在這個背景下，本發明的任務在于，提出一種把復數帶通信號轉換成數字基帶信號用的裝置，它既不要求用兩個模數轉換器，又不要求用算術單元來進行時間離散的算術運算，并使簡單的和成本低廉地實現發射/接收裝置和運行節能成為可能。
按照本發明，這個任務通過帶有權利要求1、11或12的特征的裝置、發射/接收裝置和集成電路解決。
按照本發明的裝置具有下列單元a)模擬濾波單元，形成來這樣地對復數帶通信號進行濾波，抑制有用頻帶之外的信號部分，由濾波后的信號只形成實部，準備實數帶通信號，b)只有一個與模擬濾波單元連接的模數轉換器，形成來把實數帶通信號轉換為帶有一位寬的采樣值的數字信號，c)與該模數轉換器連接并作為查閱表構成的數字濾波單元，形成來準備復數濾波后的信號，其中該數字信號借助于復數FIR-濾波進行濾波，抑制有用頻帶之外的信號部分，d)與該數字濾波單元連接的采樣速率降低單元，形成來降低復數濾波后的信號的采樣速率，并準備速率降低后的信號，和e)與該采樣速率降低單元連接的混頻單元，形成來把速率降低后的信號轉換為數字基帶信號。
按照本發明的發射/接收裝置和按照本發明的集成電路帶有各自一個這樣的裝置。
本發明的本質在于，為了求出實數帶通信號(中頻信號)，只用一個分辨率為每個采樣值只有一位的模數轉換器進行數字化。在所得到的數字(中頻)信號轉換為基帶之前，借助于一個作為查閱表構成的數字濾波單元進行復數FIR-濾波。此外，在最后借助于混頻單元轉換為數字基帶信號之前，降低該復數濾波后的信號的采樣速率。一個這樣的裝置既不需要兩個模數轉換器，又不需要算術單元來進行時間離散的乘法或者加法，使簡單而成本低廉地實現發射/接收裝置，而且運行節能成為可能。因為按照本發明基本上只有實現該輸入/輸出關系，所以免去了不然就會出現的與算術單元，諸如″加法器樹″相聯系的信號行程時間(延遲時間)，這在數據速率非常高時特別有利。
從從屬權項以及參照附圖的描述將得知本發明的有利的配置和擴展。
在一個有利的配置中，形成該模擬濾波單元，借助于Butterworth-濾波對復數帶通信號進行三階濾波。這樣一個模擬濾波單元足夠好地抑制鄰近信道和噪音信號，此外實現簡單，而且運行時節能，從而使簡單而成本低廉地實現發射/接收裝置和運行時節能成為可能。
在另一個有利的配置中，形成該模擬濾波單元，用以形成實數帶通信號，其中放大濾波后的信號的實部值并將其限制在一個最大值上。因此，模數轉換器的輸入可以覆蓋一個較大動態范圍。因為只放大濾波后信號的實部值，亦即，只放大實數信號，有利地達到較低的能耗以及降低實現要求。
最好形成該模數轉換器，以16Msps采樣速率對實數帶通信號進行采樣。通過這個采樣速率，以8倍的時隙節拍做到，一方面在一位的分辨率下接收靈敏度足夠高，而另一方面，特別是該數字濾波單元實現簡單。
在一個有利的配置中，該數字濾波單元是一個與模數轉換器連接的二進制移位寄存器和一個與該二進制移位寄存器和該采樣速率降低單元連接的存儲器。這里最好形成二進制移位寄存器，存儲該數字信號5個值，而同時最好形成存儲64個復數值的存儲器。該數字濾波單元的這種實現特別簡單的和運行時節能。
在另一個有利的配置中，形成混頻單元，更換速率降低后的信號的數值的實部和/或虛部的符號。以此該混頻單元可以非常簡單地實現和節能運行。
在一個推薦的擴展中，形成該采樣速率降低單元，使復數濾波后的信號采樣速率降低一半。這里形成該混頻單元，交換速率降低后的信號數值的實部和虛部，和/或更換該數值的實部和/或虛部的符號。這樣，濾波后的信號簡單而又節能地變換為基帶。所得到的數字基帶信號具有一個對應于4倍時隙節拍的速率，使得發射機和接收機振蕩器之間的頻率偏差造成的時間漂移有利地較好，而且不用附加的內插濾波器即可平衡。
在另一個有利的擴展中，形成采樣速率降低單元，使該復數濾波后的信號的采樣速率降為1/4。在這種情況下形成該混頻單元，對速率降低后的信號每隔一個數值交換實部和虛部的符號。用這樣的方法，濾波后的信號簡單而又節能地變換為基帶。
該復數(并因而還有實數)帶通信號呈現基本上2MHz的中頻。這樣一個(較低)的中頻數值對發射/接收裝置的實現要求和能耗上起積極的作用。
下面根據在附圖的示意圖中給出的實施例對本發明作了較詳細的說明。附圖中圖1是帶有按照本發明的發射/接收裝置的按照IEEE 802.15.4的″無線個人區域網絡″(WPAN)的一個示例；圖2是按照IEEE 802.15.4的帶有按照本發明的裝置的發射/接收裝置的接收單元的實施例；和圖3是圖2第一實施例中不同信號的頻譜功率密度。
具體實施例方式
在這些圖中，相同的和功能相同的元件和信號，只要不特別指出，都標以相同的引用符號。
圖1表示按照IEEE-標準802.15.4的″無線個人區域網絡″(WPAN)10的一個例子。它包括三個發射/接收裝置(收發機，TRX)11-13，采取固定或者移動裝置的形式，借助于無線電信號進行無線信息交換。發射/接收裝置11是一個所謂全功能裝置，它承擔WPAN-協調器的功能，而同時發射/接收裝置12，13涉及所謂部分功能裝置，它從屬于該全功能裝置11，而且只可以與之交換數據。除了圖1所表示星形網絡拓撲以外，其中雙向的數據傳輸只有在各自部分功能裝置12，13和全功能裝置11之間才進行，而在部分功能裝置12，13之間不可以進行，該標準還規定所謂″點到點″拓樸，此時所有全功能裝置都可以與各自所有其他全功能裝置通信。
該發射/接收裝置11-13包括各自一個天線14、與該天線連接的發射單元(發射機，TX)15、與該天線連接的接收單元(接收機，RX)16和與該發射和接收單元連接的控制單元(控制單元，CTRL)17，用以控制該發射和接收單元15，16。此外，發射/接收裝置11-13各自包含圖1中沒有示出電池形式的電源單元，用以向單元15-17以及其他組件，諸如傳感器、執行器等供電。
下面將因此出發，在2,4GHz下在ISM-頻帶(工業、科技、醫療)中進行數據傳輸。
每個發射/接收裝置的發射單元15按照IEEE 802.15.4把各自要發射的數據流轉變為要通過其天線14輻射的無線電信號，其中各自要發射的數據流(毛數據速率250千比特/秒)首先轉化為4位寬度的符號(符號速率62,5千符號/秒)，并將其轉變為一個接一個的由符號值規定的由各自32個時隙組成的PN-序列(偽噪音)(時隙速率fC＝2兆時隙/秒)。因而，該擴頻增益(擴頻增益)等于8。接著，該一個接一個的PN-序列用半正弦脈沖成形偏移QPSK-調制(四相移相鍵控)，把頻譜移入ISM-頻帶的16個信道中的一個，最后為傳送而放大。
每個發射/接收裝置的接收單元16都把從它們天線14接收的和由按照IEEE 802.15.4的發射/接收裝置的發射單元產生的無線電信號盡可能無差錯地轉換為所發射的數據，其中對所接收的無線電信號還進行濾波，變換為基帶，進行解調并檢測數據(判決)。除了有效信道部分，亦即，第二發射/接收裝置在要求的信道傳輸的發射信號以外，還有所接收的鄰近信道部分，亦即，頻譜中相鄰的信道傳輸的如第三發射/接收裝置發射的信號。
這里發射/接收裝置的發射單元15和接收單元16都是集成電路，例如，ASIC(專用集成電路)或者ASSP(專用標準產品)的一部分(在圖1中沒有示出)，而同時控制單元17用微控制器(同樣沒有示出)實現。該發射/接收裝置最好只呈現為一個集成電路(例如，制作為ASIC或者ASSP)，它完成發射單元15、接收單元16和控制單元17的功能。
圖2表示帶有按照本發明的把復數帶通信號轉換為數字基帶信號用的裝置20的接收單元(RX)16的方框圖。圖3示意地表示來自圖2不同的信號的頻譜功率密度。
按照圖2該接收單元16包含一個與該天線14連接的放大/混頻單元21，接在該放大/混頻單元21后面的按照本發明的裝置20以及接在該裝置20之后的數據檢測單元27。根據由該放大/混頻單元21準備的復數帶通信號xIFc，該裝置20產生一個同樣的復數數字基帶信號xBB，其后在數據檢測單元27中進行解調和檢測(判決)，以便恢復原來發射的數據值。傳遞復數信號用的復數信號或電路連接在這些圖中用雙線箭頭表示。
裝置20具有下列串聯連接的功能塊模擬濾波單元(CHSEL)22、模數轉換器(ADC)23、數字濾波單元(FIR)24、采樣速率降低單元25和混頻單元26。模擬濾波單元22在這里在輸入一側與放大/混頻單元21連接，而同時混頻單元26有一個與數據檢測單元27連接的輸出端。
形成數據檢測單元27，用以檢測要發射的數據值，有一個在輸入側與該裝置20的混頻單元26連接的解調單元28、一個接于其后的相關單元29和一個接在相關單元29之后的檢波單元30。
從天線14接收的實數無線電信號xRF，如正如上面參照圖1所描述的，也許可以呈現一個或者多個頻譜上隔開的鄰近信道部分，在放大/混頻單元21中首先借助于低噪音放大器(LNA)放大并通過多相濾波器分解為同相分量(I)和正交分量(Q)。接著，借助于兩個混頻器把這樣形成復數接收信號(帶有實部I和虛部Q)轉變為約2MHz的中頻范圍，形成中頻信號xIFc(IF，中頻)。中頻信號xIFc是一個復數帶通信號。該中頻信號xIFc的頻譜功率密度(功率譜密度)PSD示意地表示于圖3。從圖3a可以看出，由于中頻范圍內的轉換，在中頻fIF＝2MHz的情況下有效信道部分(陰影線表示)的中頻和頻譜上處于左鄰的鄰近信道部分(不用陰影線表示)的中頻由于5MHz的信道幀頻而處于fIF-5MHz＝-3MHz。由于與載波頻率(約2，4GHz)相比2MHz中頻fIF較低的值，在圖2中所示接收單元16稱為″低IF″接收單元。
形成模擬濾波單元(CHSEL)22，以便求出實數帶通信號xIFr，其中對復數帶通信號xIFc進行濾波，抑制有用頻帶，亦即有用信道頻帶之外的信號部分，并從濾波后的信號形成實部。濾波單元22一方面用來選擇要求的信道(有用信道)或抑制相鄰信道，而另一方面限制噪音信道。為此在濾波單元22中借助于復數三階Butterworth-濾波把復數帶通信號xIFc的帶寬限制在約2MHz。一個這樣的濾波單元22實現簡單而且運行時節能。接著，濾波后的信號實部的值在濾波單元22借助于所謂限幅放大器放大，并將其限制在一個最大值上，使實部在數值不超過該最大值。
因為只形成并進一步處理濾波后的信號的實部(xIFr)，在圖2中所示的接收單元16稱為″實數低IF″接收單元。通過該實部形成簡化了以下功能塊的結構，從而基本上簡化整個接收單元。特別是以下進一步加工只需要一個模數轉換器，這是有利的。
在圖3b中，示意地表示實數帶通信號xIFr的頻譜功率密度。通過該實部形成，給出一個共扼的直線頻譜，從而給出一個對頻率f＝0對稱的頻譜功率密度。
實數帶通信號xIFr最好用采樣速率為16Msps(兆樣本/秒)或采樣頻率為16MHz的模數轉換器23進行采樣(亦即，中頻fIF整數倍)并以只有一位的位寬N進行量化。由于中頻范圍數字化，圖2所示的接收單元16也稱為″數字低IF″接收單元。申請人的模擬已經表明，由于N＝1位進行量化，與無限精度(分辨率)的量化的理論情況相比，接收靈敏度只略微惡化。所得到的數字IF-信號xD的頻譜功率密度作為歸一化圓頻率的函數Ω＝2π*(f/fS)示意地示于圖3c，其中數值Ω＝π是一個未歸一化的頻率對應于f＝fS/2＝8MHz。因為數字信號xD也是實數值，所以它在這里也給出對Ω＝0對稱的(″直的″)頻譜功率密度。除了陰影線表示的有效頻帶分量以外，約Ω＝±π/4或f＝±fS/8＝±fIF＝±2MHz在圖3c中可以看出只用一位(N＝1)量化造成的無陰影線的干擾分量。
數字濾波單元24借助于復數FIR-濾波(有限脈沖響應)對數字信號xD進行濾波，以便抑制有用頻帶之外的信號部分，例如，模數轉換時出現的量化造成的，準備一個復數濾波后的信號。數字濾波單元24作為查閱表實現并具有一個與ADC 23連接的二進制移位寄存器和一個與移位寄存器、ADC 23和速率降低單元25連接的存儲器，在其中保存濾波后的信號xF所有可能的數值。申請人的模擬表明，該FIR-濾波最好可以用6個濾波系數進行。在這種情況下形成各6個一個接一個的數字信號xD，一個地址，借此從該存儲器讀出剛好總共26＝64個貯存的復數值，并作為濾波后的信號xF的值準備。該地址由xD各自實際上的位值和各自以前的5個位值組成，它中間存儲在長度為5的二進制移位寄存器中。。采用這樣的絲毫不要求算術運算的濾波，數字信號xD的帶寬被限于約2MHz，并達到約20dB的衰減。濾波后的信號xF的頻譜功率密度作為歸一化圓頻率的函數Ω示意地表示于圖3d。因為該濾波后的信號xF是復數，所以給出對Ω＝0不對稱的的頻譜功率密度。除了陰影線表示的有效頻帶分量以外，在圖3d中約為Ω＝+π/4或f＝fS/8＝fIF＝2MHz，示意地根據無陰影線的范圍看出，量化干擾分量被該濾波衰減。
形成采樣速率降低單元25，以便把復數濾波后的信號的采樣速率以一個因數M≥2降低，并準備一個速率降低了的信號xR。最后同樣是復數的速率降低了的信號xR借助于混頻單元26在頻譜上移到基帶(向左移動了2MHz)，并產生復數數字基帶信號xBB。
按照第一推薦的實施例，濾波后的信號xF的采樣速率在采樣速率降低單元25以因數M＝2降為16Msps/2＝8Msps。以此使該混頻單元26可以非常簡單地實現。基帶混頻所要求的為帶有復數指數序列的乘法在第一實施例的情況下(采樣速率＝4*fC＝Msps)簡化為帶有時間可變的因數的乘法exp(-j*k*π/2)＝(-j)k(1)其中exp(*)標示復指數函數，而k是速率降低了的信號xR的數值的時間下標。根據下標k的值xR的附屬的復數值還可以乘一個{±1，±j}的值，使得混頻單元26在該情況下必須交換xR值實部和/或虛部的符號和/或用虛部換實部。這種運算不要求諸如加法和乘法算術運算。
數字基帶信號xBB的頻譜功率密度作為歸一化圓頻率的函數Ω′＝M′Ω＝4π*(f/fS)示意地示于圖3e，其中數值Ω′＝π對應于一個未歸一化的頻率f＝fS/M/2＝fS/4＝4MHz。因為該基帶信號xBB是復數，所以給出一個對Ω′＝0不對稱的頻譜功率密度。重新用陰影線表示的有效頻帶分量Ω′＝0(基帶)由于速率降低為M＝2分之一，即從Ω′＝-π/4降至Ω′＝+π/4。這對應于f＝-fS/16＝-1MHz至+1MHz的頻率范圍。
在第二實施例中，采樣速率降低單元25中濾波后的信號xF的采樣速率以因數M＝4降為16Msps/4＝4Msps，亦即，降為2倍時隙速率fC。在這種情況下該復數乘法簡化為與以下數值的乘法exp(-j*k*？)＝(-1)k(2)亦即，每隔一個xR數值交換實部和虛部的符號，亦即奇數下標k的數值。在這種情況下也不要求算術運算。
該數字基帶信號xBB以8Msps(第一實施例)或4Msps(第二實施例)呈現一個對應于4或2倍時隙速率fC(fC＝2兆時隙/秒)的速率。這個信號xBB引入解調單元28和在圖2沒有示出的同步單元。該同步單元借助于xBB與所謂數據框的前置序列的相關，總共4和或兩個采樣相位最優，從而該數字基帶信號xBB可以在該解調單元28中以最優相位以4或2分之一欠采樣。
接著，所得到的時隙采樣信號在解調單元28中借助于MSK-解調器解調并通過相關單元29進行相關，亦即，用PN-序列相關。最后該發射的數據在該檢波單元30中檢波(判決)，其中求出相關結果，相應數據(符號)值的最大相關結果或所分配的相應的數據位。
盡管上面已經根據實施例描述了本發明，但是它們不限于此，而是可以以各種各樣的改變。這樣本發明限于，例如WPAN按照IEEE802.15.4的WPAN或那里規定擴頻、調制和多址方法、頻帶、位、符號時隙速率和分級性，仍舊限于所給出的中頻值、采樣頻率、濾波頻帶寬度、類型和階次等。本發明可以更確切地說最好用于不同的無線或者有線的數字通訊系統。
標號表10按照IEEE-標準802.15.4的數據傳輸系統/無線個人區域網絡(WPAN)11-13 發射/接收裝置(收發機，TRX)14 天線15 發射單元(發射機，TX)16 接收單元(接收機，RX)17 控制單元(CTRL)20 接收用的裝置21 放大/混頻單元22 模擬濾波單元(CHSEL)23 模數轉換器24 數字濾波單元(FIR)25 采樣速率降低單元26 混頻單元27 數據檢測單元28 解調單元(DEMOD)29 相關單元(COR)30 檢波單元(DET)ADC 模數轉換器BB 基帶
BP 帶通CHSEL 信道選擇COR 相關單元，去擴頻器CTRL 控制單元DEMOD 解調器DET 檢波器FIR 有限脈沖響應IF 中頻(中頻)ISM 工業、科技、醫療(2,4GHz下的頻帶)LNA 低噪音放大器Mchip/s 兆時隙/秒MSK 最小偏移鍵控Msps 兆樣本/秒PN 偽噪音PSD 功率譜密度，頻譜功率密度QPSK 四相移相鍵控RF 無線電頻率RX 接收單元TP 低通TRX 發射/接收裝置，收發機
TX 發射單元，發射機WPAN 無線個人區域網絡Ω*歸一化圓頻率Ω＝2π*(f/fS)Ω’ 歸一化圓頻率Ω＝M*Ω＝4π*(f/fS)d 數據符號/位exp(*) 復指數函數f 頻率fC 時隙速率；時隙節拍fIF 中頻fRF 無線電頻率fS 采樣頻率k 時間下標M 速率降低/欠采樣的因數xBB 復數數字基帶信號xD 實數數字信號xF 復數濾波后的信號xIFc 復數帶通/中頻信號xIFr 實數帶通/中頻信號xR 復數速率降低了的信號xRF 無線電信號
權利要求
1.把復數帶通信號(xIFc)轉換為數字基帶信號(xBB)的裝置(20)，包括a)模擬濾波單元(22)，形成來對該復數帶通信號(xIFc)進行濾波，以便抑制有用頻帶之外的信號部分，從濾波后的信號只形成實部并準備實數帶通信號(xIFr)，b)只有一個與該模擬濾波單元(22)連接的模數轉換器(23)，形成來把實數帶通信號(xIFr)轉換成帶有一位寬度采樣值的數字信號(xD)，c)與模數轉換器(23)連接并作為查閱表構成的數字濾波單元(24)，形成來準備濾波后的復數信號，其中該數字信號(xD)借助于復數FIR-濾波進行濾波，以便抑制有用頻帶之外的信號部分，d)與該數字濾波單元(24)連接的采樣速率降低單元(25)，形成來降低復數濾波后的信號(xF)的采樣速率并準備速率降低了的信號，e)與該采樣速率降低單元(25)連接的混頻單元(26)，形成來把該速率降低了的信號(xR)轉換為數字基帶信號(xBB)。
2.按照權利要求1的裝置，其特征在于，該模擬濾波單元(22)形成來借助于三階Butterworth-濾波對復數帶通信號(xIFc)進行濾波。
3.按照上列權項中一項的裝置，其特征在于，該模擬濾波單元(22)形成來形成實數帶通信號(xIFr)，其中把濾波后的信號實部的值限制在一個最大值上。
4.按照上列權項中一項的裝置，其特征在于，模數轉換器(23)形成來以16Msps的采樣速率對實數帶通信號(xIFr)進行采樣。
5.按照上列權項中一項的裝置，其特征在于，該數字濾波單元(24)有一個與模數轉換器(23)連接的二進制移位寄存器和一個與二進制移位寄存器和該采樣速率降低單元(25)連接的存儲器。
6.按照權利要求5的裝置，其特征在于，其中該二進制移位寄存器形成來存儲5個數字信號(xD)的數值，以及其中該存儲器形成來存儲64個復數值。
7.按照上列權項中一項的裝置，其特征在于，該混頻單元(26)形成來交換速率降低了的信號(xR)數值實部和/或虛部的符號。
8.按照上列權項中一項的裝置，其特征在于，其中a)采樣速率降低單元(25)，形成來把復數濾波后的信號(xF)的采樣速率減少一個因數(M)2，b)混頻單元(26)，形成來交換速率降低了的信號(xR)數值的實部和虛部，和/或交換該數值的實部和/或虛部的符號。
9.裝置按照權利要求1至7中的一項的裝置，其特征在于，其中a)采樣速率降低單元(25)形成來把復數濾波后的信號(xF)的采樣速率降低一個因數(M)4，b)混頻單元(26)形成來每隔一個數值交換速率降低了的信號(xR)的實部和虛部的符號。
10.按照上列權項中一項的裝置，其特征在于，其中復數帶通信號(xIFc)具有一個基本上為2MHz的中頻(fIF)。
11.發射/接收裝置(11-13)，特別是用于按照IEEE-標準802.15.4的數據傳輸系統(10)，包括a)天線(14)，b)一個與天線(14)連接的發射單元(15)，特別是用以按照IEEE-標準802.15.4發射數據；c)一個與天線(14)連接的接收單元(16)，帶有按照權利要求1至10中的一項的裝置，d)一個與發射單元(15)和接收單元(16)連接的控制單元(17)，用以控制該發射單元(15)和接收單元(16)。
12.集成電路，特別是按照權利要求11的發射/接收裝置用的集成電路，帶有一個按照權利要求1至10中的一項的裝置。
全文摘要
本發明涉及一種把復數帶通信號轉換為數字基帶信號用的裝置。按照本發明該裝置有a)模擬濾波單元，形成來對該復數帶通信號進行濾波，以便抑制有用頻帶之外的信號部分，由濾波后的信號只形成實部和準備實數帶通信號，b)只有一個與該模擬濾波單元連接的模數轉換器，形成來把實數帶通信號轉換為帶有一位寬度采樣值的數字信號，c)一個與該模數轉換器連接和作為查閱表構成的數字濾波單元，形成來準備復數濾波后的信號，其中該數字信號借助于復數FIR－濾波進行濾波，以抑制有用頻帶之外的信號部分，d)一個與該數字濾波單元連接的采樣速率降低單元，形成來降低復數濾波后的信號的采樣速率，并準備速率降低了的信號，和e)一個與該采樣速率降低單元連接的混頻單元，形成來把速率降低了的信號轉換為數字基帶信號。本發明還涉及發射/接收裝置和帶有這樣的裝置的集成電路。
文檔編號H04L25/02GK1941651SQ20061015181
公開日2007年4月4日 申請日期2006年9月5日 優先權日2005年9月28日
發明者德克·哈恩茨切爾, 托馬斯·哈努斯, 邁克爾·施密特 申請人:愛特梅爾(德國)有限公司