用于dqpsk調制信號的光纖傳輸系統、發射機和接收機及方法

專利名稱：用于dqpsk調制信號的光纖傳輸系統、發射機和接收機及方法
技術領域：
本發明涉及用于生成DQPSK(差分四相相移鍵控)調制光信號的發射機，其包括用于將光載波信號分為第一和第二分支的分路器；分別在第一和第二分支中的第一和第二Mach-Zehnder干涉儀，每一個Mach-Zehnder干涉儀都利用電調制信號工作；在分支之一中的移相器，生成π/2的標稱相移；以及用于組合該兩路分支的光輸出信號的合路器。
本發明還涉及用于解調DQPSK調制光信號的接收機，其包括用于將光信號分為第一和第二分支的分路器，該每個分支包括在差分干涉儀之后的平衡接收機，該每個差分干涉儀包括在該差分干涉儀相應的分支中布置的延時器和移相器，該移相器生成絕對值為π/4的標稱相移。
本發明進一步涉及用于DQPSK調制光信號的光纖傳輸系統，其包括用于通過生成兩個電調制信號來對數據比特序列進行預編碼的預編碼器，用于從該電調制信號生成DQPSK調制光信號的發射機，用于傳輸該DQPSK調制光信號的光纖線路，以及用于解調通過該光纖線路所傳輸的該DQPSK調制光信號的接收機。
最后，本發明涉及使用于DQPSK調制光信號的光移相器穩定的方法，該光移相器優選地安裝于上述種類的發射機或接收機中。
背景技術：
差分四相相移鍵控(DQPSK)是一種先進的新的調制格式，其作為用于可在高速傳輸(43Gbit/s或更高)中操作的高頻譜效率光網絡的有前途的備選方案，受到了極大的關注。然而，由于需要生成一些反饋信號來分別穩定發射機或接收機，DQPSK信號的生成和接收相當復雜。
在下文中，將給出對于該DQPSK生成和接收的要點概覽以便更好地理解本發明，首先解釋PSK(相移鍵控)以及QPSK(四相相移鍵控)調制方案。
相移鍵控(PSK)是一種用于通過對參考信號(載波)的相位進行調制來傳輸數據的數字調制方案。為每個相位分配二進制比特的唯一模式，在下文中稱作“符號”，代表該特定相位。在QPSK中，這些符號在復平面內繞一個圓圈等距地布置，每個符號對應兩比特的一個模式(雙比特“00”、“10”、“01”以及“11”)，如圖2a所示。在差分相移鍵控(DPSK)中，并非直接以該符號的相位而是以它們的相位差對信息進行編碼。因此，在DQPSK調制方案中，分別以π/4、3π/4、-3π/4，-π/4的脈沖相位差對圖2a的符號進行編碼。
盡管QPSK(以及因此的DQPSK)可被視為四相調制，但其更易被視為兩個獨立調制的正交載波。偶數(奇數)比特繼而被用于調制該載波中的同相分量，而該奇數(偶數)比特被用于調制該載波的正交相位分量。因此，為了生成DQPSK信號，需要將二進制比特流分為分別對應于同相分量和正交相位分量的兩個序列，從而DQPSK調制信號的生成相比于例如通斷鍵控(OOK)的標準調制方案更困難。
圖1中所示的用于DQPSK調制光信號的光纖傳輸系統1具有預編碼器2，該預編碼器2用于通過生成上文所述的兩個序列并且形成兩個對應的電調制信號，來對二進制比特流進行預編碼。這些被提供給發射機3，用于從中生成DQPSK調制光信號。該光信號隨即經由光纖線路4被傳輸給接收機5，該接收機5通過重構同相分量和正交相位分量，來對該DQPSK調制光信號進行解調。
下文的描述將著重于發射機3和接收機5，因為在預編碼器2中所執行的預編碼與本發明的關聯性較小并且其執行方式對于本領域技術人員是公知的。
在圖3a中更為詳細地示出了圖1的DQPSK發射機3，該DQPSK發射機3包括用于生成光載波信號的激光源6(激光二極管)；用于將光載波信號分成具有相等強度的第一和第二分支8a、8b的光分路器7；在第一分支8a中的第一Mach-Zehnder調制器(MZM)9；在第二分支8b中的第二Mach-Zehnder調制器10和π/2光移相器11；以及用于從兩個分支8a、8b的光信號產生單一DQPSK輸出信號的信號合路器7’。該第一和第二MZM 9、10作為相位調制器而操作并且其中每個均利用對應于上文所述的同相和正交相位序列的電調制信號UK、VK來驅動。這些電信號均提供有20Gbit/s的數據速率，帶來40Gbit/s的光信號的總數據速率。
在發射機3中，指出了兩處不完善用作相位調制器的Mach-Zehnder調制器9、10的偏置偏差(bias deviation)以及π/2移相器11的相移誤差，這兩者將在下文中得以更詳細的描述。
為了利用電調制信號UK、VK調制光載波信號，利用電驅動電壓驅動作為簡單的兩波干涉儀的Mach-Zehnder調制器9、10，導致圖4中所示的正弦傳遞函數。當正常工作時，在干涉儀透射最小處將MZM 9、10的偏置電壓設定成使得對于+/-Vπ的電驅動分別對應于兩個相鄰的最大透射點，正如圖4的實線曲線情形。于是應用高比特率的信號，其集中于0V并具有2Vπ的幅度。然而，如果未適當調整該偏置電壓，則可能發生ΔV的偏置偏差，導致透射曲線的偏移，使得最大光透射不再在+/-VπV處獲得而是在更高的電壓處獲得，正如圖4中虛線曲線的情形。
該偏置偏差ΔV被定義為偏置電壓從其正確值的偏移，導致由于將符號從它們在復平面內的理想位置移開而引起符號星座圖的改變，如圖2b中的箭頭所示。第一分支8a的MZM 9中的偏置偏差水平地偏移符號，而包括π/2移相器11的第二分支8b的MZM 10中的偏置偏差豎直地偏移符號(圖2b中僅示出第一種情況)。相比于理想情況，在這兩種情況下符號互相更為靠近，使得背對背靈敏度降低。
由于該偏置偏差引起的該改變導致了在DQPSK調制信號中幅度的減小以及相位誤差，因為調制相位不等于0或π/2，見圖10a的對具有等于π/10的偏置偏差的光信號的時域表示，其中光功率的幅度以及相位分別由實線和虛線所表示。改變的信號的幅度電平相比于理想情況被減小，因為來自兩個分支8a、8b的信號在圖3a的合路器7’中的干涉并非完全相長。此外，某些偽像(尖峰信號等)出現在該相位和幅度曲線中，因為最大透射不是分別集中于電壓-Vπ和+Vπ處。
從圖11a可以得出由該偏置偏差引起了光傳輸系統性能降低，圖11a示出了以dB為單位度量的Q(品質)因子懲罰(實線)以及輸出功率偏差(虛線)與光信噪比(OSNR)為14.5dB的偏置偏差的依賴關系。從圖11a可以得出，即使系統性能并不強烈地受到低偏置偏差的影響，較高的偏差也會引起大的懲罰，導致對于0.6 rad的偏差的1dB的懲罰。因此，必須找到一種減小MZM 9、10中偏置偏差以用于穩定圖3a的發射機3的方式。
此外，圖3a的DQPSK發射機3需要關于由π/2移相器11所引起的減損而保持穩定。如果移相器11的相移不等于π/2，則光合路器7’中的干涉或在后續接收機的解調部分處的差分干涉并非是完全相長或相消的。正如可從示出了復平面內的DQPSK符號的圖2c中所得出的，相移誤差導致DQPSK星座圖中的不對稱，這造成了符號間距離的不同，因此導致在該發射機3中所生成的DQPSK光信號的幅度電平不同，正如從示出了光信號對于π/10的相移誤差的時域表示的圖10b中所得出的。該π/2相移誤差所致的主要減損是在圖3a的發射機3輸出處的光合路器7’中干涉的不理想。作為結果，除了第一(標稱的)功率幅度電平16，該DQPSK光信號中還存在第二幅度電平17(均在圖10b中以圓圈標出)，使得在圖1的接收機5處的檢測處于不利。這在使用差分干涉進行解調時尤為嚴重，因為連續脈沖之間不理想的干涉影響系統性能，如圖11b中所示，Q因子(實線)在發射機處由于相移誤差而處于不利，這樣使得對于0.3rad(對應于π/10)的相移誤差得到1dB的懲罰。
除了已在上文做出描述的由于發射機3引起的圖1傳輸系統1的減損，還存在由于圖5a中更詳細示出的接收機5引起的進一步的減損。
接收機5包括分路器30，用于將所接收的DQPSK光信號分為兩個相等部分，這兩部分中的每一部分被引入兩個分支31a、31b之一。在下文中，將僅詳細描述在第一分支31a中的分量，第二分支31b的類似分量被指定基本參考標號。第一分支31a包括用于使兩路連續脈沖共同干涉的差分干涉儀32，并且其后是平衡接收機33。該差分干涉儀32將光信號分成第一和第二分支36a、36b，其中第一分支包括延時器34，其中第二分支包括具有+π/4標稱相移的移相器35。兩個分支在該干涉儀32的輸出處被重新組合并且在被分別引入差分接收機33相應分支中的光電二極管之前被再次分離，將光電二極管的兩個光輸入信號變換為一個電輸出信號。
第二分支31b與第一分支31a的不同之處僅在于，移相器35’生成-π/4而不是+π/4的標稱相移。兩個移相器35和35’之間π/2的總相位差是第一分支31a的平衡接收機33對DQPSK光信號的同相分量IK進行解碼而第二分支31b的平衡接收機33’對正交相位分量QK進行解碼的原因。
在上文所描述的DQPSK接收機5中的主要減損包括不等于π/4的相移，其導致多電平眼圖以及較低的檢測靈敏度。這種相移誤差可以是由于以下原因所致的激光器失調，來自π/4移相器的不理想，或不等于一比特時間T的延時T。
所有原因可以累加為相位項ΔφΔφ＝Δπ/4shift+2πΔvlaserT+2πΔTv0，其中
Δπ/4是移相器不匹配，Δvlaser是來自其中心波長v0的激光器失調，ΔT是比特延時誤差。
在下文中，術語“相移誤差”表示由上文所描述的所有不理想所引起的相位項Δφ。
如發射機具有相移誤差的情況那樣，在接收機處的相移不匹配也導致不理想的干涉并從而導致4電平眼圖，即，4個不同的幅度電平。針對理想情況(實線)和相移誤差等于π/10(虛線)的情況，在圖10c中示出了電信號在平衡接收機33輸出處的標稱電壓幅度的時域表示。值得注意的是，相對于理想信號的變化為標稱強度值的大約50％，使得在這種情況下出現四個截然不同的電平而不是當接收機得到優化后的兩個電平。因此，本應以標稱幅度電平1.0編碼的邏輯“1”被編碼為兩個不同幅度電平，第一個幅度電平18等于0.7，第二個幅度電平19等于1.2。
正如所預期的那樣，圖11c示出在接收機側作為Q因子懲罰(以dB為單位)而度量的相移誤差的容錯能力非常低對于±π/40獲得1dB(實線)。作為對照，等于π/40的相移對應Δvlaser＝500MHz。關于激光源，通常波長不穩定性在0.01nm左右，即1.2GHz。
總而言之，需要使發射機和接收機穩定以便抵銷上文所述的減損。出于這樣的目的需要尋找反饋信號，通過其可以生成用于Mach-Zehnder調制器和移相器的適當的偏置信號。最佳的現有技術解決方案是通過使用比特誤碼率(BER)作為反饋信號來設置調制器(發射機)和解調器(接收機)。這種解決方案的思路是通過最小化BER來尋找最優設置。然而這種解決方案對于發射機和接收機設置的缺點在于BER監測的成本，是一種相當復雜的算法。此外，在接收機側監測BER，該接收機可以定位于遠離發射機幾百公里處。

發明內容
本發明的第一目的是提供上述種類的DQPSK發射機，用于通過以特別簡單且成本有效的方式所生成的偏置信號來穩定Mach-Zehnder調制器，還優選地穩定π/2移相器。
本發明的第二目的是提供上述種類的DQPSK接收機，用于通過以特別簡單且成本有效的方式所生成的偏置信號來最小化相移誤差。
本發明的第三目的是提供一種用于DQPSK調制光信號的光纖傳輸系統，其具有分別關于相移誤差和偏置偏差而穩定的發射機和接收機。
本發明的第四目的是提供一種使用可有效生成的偏置信號來使用于DQPSK調制光信號的光移相器穩定的方法。
根據本發明的第一方面，通過上述種類的發射機實現本發明目的，該發射機包括反饋電路，該反饋電路生成用于調整至少第一和第二Mach-Zehnder干涉儀的偏置的至少第一和第二偏置信號，該反饋電路包括用于從在合路器之后的光信號中提取的采樣信號生成至少第一和第二反饋信號的檢測器；以及針對每個偏置信號的本地振蕩器，用于生成在預定義頻率下調制偏置信號的輔助信號；鎖定檢測器，用于確定反饋信號與輔助信號之間的相位差；以及偏置電路，用于從該鎖定檢測器的輸出信號生成偏置信號，其中輔助信號的預定義頻率彼此不同并且優選地為彼此的非整數倍。
與根據在接收機輸出處的判決門之后所度量的BER來生成偏置信號的現有技術形成對比，本發明的發射機根據基于發射機光輸出信號的反饋信號來生成偏置信號。本發明的基本理念是使用反饋信號作為用于鎖定檢測的輸入信號，以使得反饋信號相對于標稱值的偏差最小化的方式調整提供給Mach-Zehnder調制器的偏置信號(并優選地進一步調整提供給移相器的偏置信號)。優選地，針對第一和第二Mach-Zehnder調制器以及移相器中的每個生成獨立的反饋信號，盡管也可以向這些分量之一提供并非以上述方式生成的偏置信號。用于穩定單個Mach-Zehnder調制器的鎖定檢測的原理同樣是已知的，參見例如US 6278539 B1，此處通過參考將其全部內容引入。可以理解到，根據本發明的偏置信號的調制可以在反饋電路中執行，或可以在Mach-Zehnder調制器中執行，并且存在不同的調制可能性，在上文引用的文獻中已詳細描述。
在本申請中，通過從共同采樣信號生成兩個獨立反饋信號來執行對兩個Mach-Zehnder調制器的穩定。為了能夠在合路器輸出處從采樣信號生成獨立反饋信號，將輔助信號的預定義頻率選擇為彼此不同。而且當把這些頻率選擇為彼此的非整數倍時，可以抑制這些頻率之間的干涉。
在發射機的優選實施例中，檢測器包括平均功率檢測單元，用于生成指示采樣信號的平均功率的反饋信號。合路器之后的光信號的平均功率在Mach-Zehnder調制器的偏置偏差最小時達到最大，參見針對功率偏差與偏置偏差的依賴關系的圖11a的虛線曲線。平均功率隨偏置偏差的增大而降低，符合當偏置偏差增大時星座圖上的電平更靠近的事實。因此，通過生成使反饋信號最大化的偏置信號，可以獲得Mach-Zehnder調制器的最優設置。
在進一步優選的實施例中，檢測器包括峰值功率檢測單元，優選為二次檢測器，用于生成指示采樣信號的功率超過閾值的反饋信號。二次檢測器的帶寬大約為20GHz(對應于DQPSK的符號速率，其中一個符號包括兩個比特)。如此生成的反饋信號被用于針對移相器生成偏置信號。被用于生成Mach-Zehnder調制器反饋信號的采樣信號的平均功率不能被用于這種情況，因為不管相移如何，平均功率均是恒定的。不過，正如上文已描述的，相移誤差使得DQPSK調制信號生成在標稱電平之上和之下的幅度電平18、19，如圖10c中所示。因此，當給DQPSK調制信號的標稱幅度電平設置閾值時(在圖10c中等于1.0)，基于超過標稱電平的峰值功率來生成反饋信號并且隨后將反饋信號最小化，導致幅度電平的均衡化，使得可以將在標稱電平之上和之下的幅度電平18、19進行重組。對于反饋信號與相移誤差的這種依賴關系，可參見圖11b的虛線曲線。
在進一步高度優選的實施例中，檢測器進一步包括偏置T型器(bias tee)，其作為這樣的組件用于傳送RF信號，但允許改變用于生成峰值功率檢測單元的可調閾值的信號的連續波(CW)電平。該偏置T型器生成采樣信號幅度的補償，從而可以將閾值設置在DQPSK調制信號的標稱電平處。
優選地，二次檢測單元為二極管。二極管提供高于某一電壓閾值(例如0.7V)的二次特性并且因此理想地適合作為峰值功率檢測單元。
在進一步優選的實施例中，在檢測器的輸出處布置至少一個濾波器。在二次檢測器輸出處的信號接近于CW信號(在KHz的范圍內以輔助信號的頻率進行調制)，并且濾波器是以輔助信號的預定義頻率為中心頻率的帶通濾波器。
根據本發明的第二方面，通過上述種類的接收機實現本發明目的，該接收機包括反饋電路，該反饋電路生成用于調整至少移相器之一的偏置的至少一個偏置信號，該反饋電路包括至少一個檢測器，用于從提取自相應平衡接收機輸出信號的采樣信號生成反饋信號，該檢測器包括優選為二次檢測器的峰值功率檢測單元，用于生成指示采樣信號的功率超過閾值的反饋信號；至少一個本地振蕩器，生成用于在預定義頻率下調制偏置信號的輔助信號；至少一個相位比較器，用于確定反饋信號和輔助信號之間的相位差；以及至少一個偏置電路，用于從相位比較器的輸出信號生成偏置信號。
在根據本發明的接收機中，可以通過以與結合發射機的移相器所述的相同方式針對移相器生成偏置信號，來將上文所述的相移誤差Δφ最小化，見圖11c針對反饋信號偏差與相移誤差的依賴關系的虛線曲線。盡管為了減小接收機的相位誤差，取代鎖定檢測器，使用眼監測器(eye monitor)，后者具有使用雙DFF、XOR等的復雜且昂貴的結構，但使得本發明所提供的解決方案簡單得多并且成本大大減小。在進一步優選的實施例中，檢測器進一步包括用于生成峰值功率檢測單元(優選為二極管)的可調閾值的偏置T型器和/或包括在檢測器輸出處的至少一個濾波器。
根據本發明的第三方面，通過一種用于DQPSK調制光信號的光纖傳輸系統實現本發明目的，該光纖傳輸系統具有根據本發明第一方面的發射機以及根據本發明第二方面的接收機，從而降低由上文所述減損所致的Q因子懲罰。
根據本發明的第四方面，通過一種使用于DQPSK調制光信號的光移相器穩定的方法實現本發明目的，該方法包括如下步驟從移相器的輸出提取采樣信號，通過度量超過代表DQPSK調制信號標稱電平的閾值的采樣信號功率來生成反饋信號，以及生成用于移相器的偏置信號，優選地通過鎖定檢測使反饋信號最小化，從而使移相器的相移誤差最小化。
從描述和附圖中可以得到進一步的優點。上文和下文中所涉及的特征可根據本發明被獨立或以任何組合共同地使用。所涉及的實施例不應被認為是窮盡的列舉而應認為是示例性地用于說明本發明。


圖1示出了用于DQPSK調制光信號的光纖傳輸系統，圖2a至圖2c示出了針對理想情況(a)、具有偏置偏差(b)以及相移誤差(c)的DQPSK符號在復平面內的表示，圖3a和圖3b示出了根據現有技術的用于DQPSK調制信號的發射機(a)和根據本發明的具有反饋電路的發射機(b)，該反饋電路提供在不同頻率下調制的偏置信號，圖4示出了Mach-Zehnder調制器的光透射與電驅動信號的依賴關系，圖5a和圖5b示出了現有技術的接收機(a)以及根據本發明的包括用于生成偏置信號的反饋電路的接收機的細節(b)，圖6示出了用于針對集成在圖3b的發射機中的Mach-Zehnder調制器生成偏置信號的反饋電路，圖7示出了用于使用二次檢測器來針對圖3b的π/2移相器生成偏置信號的反饋電路，
圖8示出了二次檢測器的電流(以mA為單位)與電壓(以mV為單位)的依賴關系的特性圖，圖9示出了使用這樣的二次檢測器從采樣信號生成反饋信號，圖10a至圖10c示出了對于以下的時域表示具有(a)π/10的偏置偏差和(b)等于π/10的相移誤差的DQPSK發射機的光輸出信號，以及對于在相移誤差為π/10的DQPSK接收機輸出處的電信號的時域表示，以及圖11a至圖11c示出了反饋信號和Q因子懲罰(二者均以dB為單位)的偏差分別與(a)偏置偏差以及(b、c)相移誤差的依賴關系。
具體實施例方式
以下參考附圖詳細地描述本發明。在不同附圖中使用相同的參考標號來標識相同或相似的元件。
以下將解釋對圖3a中所示DQPSK發射機3的穩定。為了穩定該發射機3的Mach-Zehnder調制器9、10以及π/2移相器11，其包括在圖3b中所示的反饋電路12。由抽頭耦合器(tap coupler)14在合路器7’之后從發射機3的輸出提取采樣信號。該采樣信號被送至反饋電路12，該反饋電路12包括用于對采樣信號進行光電轉換的光電二極管13。該反饋電路12使用采樣信號來生成三個偏置信號15.1至15.3，它們中的每個以不同的預定義頻率f1到f3被調制，這三個信號被分別提供給Mach-Zehnder調制器9、10以及π/2移相器11。以使得MZM 9、10的偏置偏差以及移相器11的相移誤差最小化的方式來選擇偏置信號15.1至15.3。圖3b僅表示了反饋電路12的總體體系結構，而未描繪出生成偏置信號15.1至15.3所必需的組件，這些將在下文中結合圖6和圖7進行描述。
圖6示出了反饋電路12.1的針對第一Mach-Zehnder調制器9生成偏置信號所必需的組件。出于這個目的，該反饋電路12.1包括具有平均功率檢測單元26的檢測器21，用于生成指示采樣信號平均功率的反饋信號。在檢測器21中布置濾波器(未示出)，用于選擇采樣信號在接近預定義頻率f1的頻率范圍內的分量。本地振蕩器20生成輔助信號，用于以預定義頻率f1調制在偏置電路23中生成的偏置信號。該反饋信號和該輔助信號被引入到鎖定檢測器22，以確定它們之間的相位差。該鎖定檢測器的輸出經濾波并被提供給偏置電路23，用于生成DC偏置信號，以本領域技術人員公知的方式將來自檢測器21的反饋信號最大化，這與采用鎖定檢測時相似(例如在US6278539中所詳細描述的)。正如上文所描述的，發生器3輸出處平均功率的最大化導致了Mach-Zehnder調制器9的偏置偏差的最小化。在圖6中所示出的相同分量也可被用于針對第二Mach-Zehnder調制器10生成反饋信號，區別僅在于本地振蕩器20在不同頻率f2下生成輔助信號，用于避免在偏置信號的調制頻率之間發生干涉。
圖7示出了用于針對移相器11產生偏置信號的反饋電路12.2的組件，其與圖6的反饋電路12.1的不同之處僅在于，檢測器21’包括作為峰值功率檢測單元的二次檢測器29，而不是平均功率檢測單元26。以這種方式，可以度量超過代表DQPSK調制信號標稱電平的閾值的采樣信號功率，并將其用作反饋信號，這將在下文中更詳細地描述。通過將如此生成的反饋信號最小化，可以將由于移相器11引起的相移誤差最小化，并且因此可獲得光信號幅度電平的均衡化。
將圖6所示的反饋電路12.1和圖7的反饋電路12.2二者集成到圖3b所示的反饋電路12中，用于分別針對兩個Mach-Zehnder調制器9、10以及移相器11提供偏置信號。當然，可以將反饋電路12.1和12.2中的相同組件布置在圖3b的反饋電路12的公共物理單元中，以便提供進一步的成本降低。
以下將結合圖5b描述對于圖5a的接收機5的穩定，圖5b示出了接收機5的第一分支31a，其具有如圖7中所示的反饋電路12.2。在接收機5中，第一平衡接收機33的電輸出信號被提供給D觸發器(DFF)以進一步處理該電信號，其中該D觸發器(DFF)鎖定到時鐘信號C。抽頭耦合器37用于在DFF之前提取電信號的部分，將其作為采樣信號提供到如圖7所示的反饋電路12.2，該反饋電路12.2包括在檢測器21’中的附加偏置T型器24，用于生成對采樣信號的補償，使得可以將該采樣信號的符號“1”的標稱幅度電平設置為作為二次檢測器29的二極管的閾值電壓。該偏置T型器24具有三個端口第一端口，來自抽頭耦合器37的RF信號被提供到該端口；第二端口，具有對應于該補償的CW電平；以及對兩個輸入端口求和的輸出端口。
在圖8中示出了實際的二次檢測器特性，表示在二極管輸出處的電流(以mA為單位)與電壓(以mV為單位)的依賴關系。該二次檢測器29的帶寬應被選擇為大約20GHz以便能夠檢測峰值功率。
現在結合圖9更詳細地描述當使用二次檢測器29時反饋信號的生成，其中圖9以更示意性的方式示出了圖8的二次檢測器特性。在發生相移誤差的情況下，二次檢測器29的輸入信號的電壓(即，來自平衡接收器33的采樣信號的電壓)為4電平信號。調整采樣信號的補償27，使得采樣信號的標稱幅度電平與二極管的閾值電壓相一致(例如0.7V)。二極管電流對在閾值之上的電壓的依賴關系具有二次特性，并且因此來自圖9中所示二次檢測器的方波輸出信號表示了超過閾值的電采樣信號的功率。來自二次檢測器的輸出信號近乎CW信號(在KHz范圍內的頻率f3下調制)，并且該輸出信號被提供給低通濾波器28，用于選擇接近于該調制頻率f3的波長。
在濾波器28輸出處的反饋信號繼而被提供給鎖定檢測電路，該鎖定檢測電路包括在圖7和圖5b中所示反饋電路12.2的鎖定檢測器22、偏置電路23以及本地振蕩器20，針對接收器5的第一分支31a的π/4移相器35生成適當偏置信號。當然，可以使用同樣的反饋電路12.2來穩定在接收機5的第二分支31b中的第二π/4移相器35’。重要的是需要注意，通過以上述方式生成偏置信號，不僅可以補償由移相器35、35’造成的相移誤差，而且可以補償由發射機末端處激光器中的頻率偏移造成的相移誤差，以及補償由延時器34、34’造成的相移誤差。
穩定的發射機3以及接收機5可有利地用于如圖1所示的光纖傳輸系統中，因此提供DQPSK調制信號的傳輸，而沒有由相移誤差或偏置偏差所引起的降級。因為本發明可以使用從明智選擇的反饋信號所得出的偏置信號，對反饋信號的最大化和最小化分別帶來對偏置偏差和相移誤差的避免。該最大化或最小化通過鎖定檢測來執行，使得本發明提供了一種簡單且成本有效的方式來生成用于以低懲罰傳輸DQPSK調制信號的偏置信號。
權利要求
1.一種用于生成DQPSK調制光信號的發射機，包括用于將光載波信號分為第一和第二分支的分路器；分別在所述第一和第二分支中的第一和第二Mach-Zehnder干涉儀，每一個Mach-Zehnder干涉儀都利用電調制信號進行操作；在所述分支之一中的移相器，生成π/2的標稱相移；用于組合所述兩路分支的光輸出信號的合路器；用于生成用來調整至少所述第一和第二Mach-Zehnder干涉儀的偏置的至少第一和第二偏置信號的反饋電路，所述反饋電路包括用于從在所述合路器之后的所述光信號中提取的采樣信號生成至少第一和第二反饋信號的檢測器，以及針對每個偏置信號的本地振蕩器，生成用于在預定義頻率下調制所述偏置信號的輔助信號；鎖定檢測器，用于確定所述反饋信號與所述輔助信號之間的相位差；以及偏置電路，用于從所述鎖定檢測器的輸出信號生成所述偏置信號，其中所述輔助信號的所述預定義頻率彼此不同，所述反饋電路進一步生成用于調整所述移相器的偏置的第三偏置信號，其中所述檢測器包括優選為二次檢測器的峰值功率檢測單元，用于生成指示所述采樣信號的功率超過代表所述采樣信號標稱幅度電平的閾值的反饋信號。
2.根據權利要求1所述的發射機，其中所述檢測器包括平均功率檢測單元，用于生成指示所述采樣信號的平均功率的反饋信號。
3.根據權利要求1所述的發射機，其中所述檢測器進一步包括偏置T型器，用于生成所述峰值功率檢測單元的可調閾值。
4.根據權利要求3所述的發射機，其中所述二次檢測單元為在電壓閾值之上具有二次特性的二極管。
5.根據權利要求1所述的發射機，包括至少一個濾波器，布置在所述檢測器的輸出處。
6.一種用于接收DQPSK調制光信號的接收機，包括用于將所述光信號分為第一和第二分支的分路器，每個所述分支包括在差分干涉儀之后的平衡接收機，每個所述差分干涉儀包括在所述差分干涉儀相應分支中布置的延時器和移相器，所述移相器生成絕對值為π/4的標稱相移，由此反饋電路生成用于調整至少所述移相器之一的偏置的至少一個偏置信號，所述反饋電路包括至少一個檢測器，用于從在相應平衡接收機的輸出信號中所提取的采樣信號生成反饋信號，所述檢測器包括優選為二次檢測器的峰值功率檢測單元，用于生成指示所述采樣信號的功率超過代表所述采樣信號標稱幅度電平的閾值的反饋信號；至少一個本地振蕩器，用于生成在預定義頻率下調制所述偏置信號的輔助信號；至少一個鎖定檢測器，用于確定所述反饋信號和所述輔助信號之間的相位差；以及至少一個偏置電路，用于從所述鎖定檢測器的輸出信號生成所述偏置信號。
7.根據權利要求6所述的接收機，其中所述檢測器進一步包括偏置T型器，用于生成所述峰值功率檢測單元的可調閾值。
8.根據權利要求6所述的接收機，包括至少一個濾波器，布置在所述檢測器的輸出處。
9.根據權利要求6所述的接收機，其中所述二次檢測器為在電壓閾值之上具有二次特性的二極管。
10.一種用于DQPSK調制光信號的光纖傳輸系統，包括預編碼器，用于通過生成兩個電調制信號來對數據比特序列進行預編碼的；根據權利要求1的發射機，用于從所述電調制信號生成DQPSK調制光信號；光纖線路，用于傳輸所述DQPSK調制光信號；以及根據權利要求6的接收機，用于對通過所述光纖線路傳輸的所述DQPSK調制光信號進行解調。
11.一種使用于DQPSK調制光信號的光移相器穩定的方法，包括以下步驟(a)從所述移相器的輸出提取采樣信號，(b)通過度量超過代表所述DQPSK調制信號標稱幅度電平的閾值的所述采樣信號的功率來生成反饋信號，(c)生成用于所述移相器的偏置信號，使所述反饋信號最小化。
12.根據權利要求11所述的方法，其中通過執行鎖定檢測來實現對所述反饋信號的最小化。
全文摘要
一種用于生成DQPSK調制光信號的發射機(3)，包括分路器(7)；第一和第二Mach－Zehnder干涉儀(9、10)；移相器(11)；和合路器(7’)。還包括反饋電路(12)，用于生成調整至少第一和第二Mach－Zehnder干涉儀(9、10)的偏置的至少第一和第二偏置信號(15.1至15.3)，反饋電路(12)包括用于從在合路器(7’)之后的光信號中提取的采樣信號生成至少第一和第二反饋信號的檢測器；和針對每個偏置信號的本地振蕩器，生成用于在預定義頻率(f1、f2、f3)下調制偏置信號(15.1至15.3)的輔助信號；鎖定檢測器，用于確定反饋信號與輔助信號間的相位差；和偏置電路，用于從鎖定檢測器的輸出信號生成偏置信號(15.1至15.3)，其中預定義頻率(f1、f2、f3)彼此不同(f1≠f2≠f3)。
文檔編號H04B10/556GK1972161SQ20061014679
公開日2007年5月30日 申請日期2006年11月24日 優先權日2005年11月25日
發明者加布里埃爾·沙萊, 蒂博·福科尼耶 申請人:阿爾卡特公司