專利名稱：小區間天線循環延遲分集方法及發射接收設備的制作方法
技術領域：
本發明涉及采用MIMO-OFDM技術的單頻網系統中的天線發射技術，尤其是多天線系統中循環延遲分集(CDD)的發射分集方法及相應的使用該方法的發射接收設備。
背景技術：
在多天線系統中，發射分集技術是保證接收性能的一種有效的方法。當采用正交頻分復用(OFDM)傳輸方式時，CDD是一種簡單有效的發射分集方案，其通過在不同天線上對符號進行不同的循環延遲后發射，將數據符號經歷的等效信道的頻率選擇特性變強，通過覆蓋在多個頻點上的同一信道編碼塊來獲得頻率分集增益。
在CDD發射分集技術的使用中，為使接收端結構簡單和開銷較小，多根發射天線可以使用公共導頻，這里導頻符號與數據符號的循環延遲值是相同的。這種CDD發射分集技術的框圖見圖1。
這種基于CDD技術的公共導頻方法的缺陷在于，為獲得更大的性能增益，CDD的循環延遲需要設置的很大。而信道估計時需要進行頻域插值，其估計誤差會隨著CDD使用的循環延遲設置值的增大而增大。這使得信道估計誤差和分集增益產生的矛盾。圖2表明了CDD的循環延遲設置對性能的影響。圖2的實施例中所用的導頻都位于第一個OFDM符號，頻域間隔為2。使用了信道估計的CDD發射分集方案的誤幀率性能隨著循環延遲的增大會呈現先下降后上升的趨勢(圖2)。這樣，CDD方案會存在一個最優的循環延遲設置，而這個最優循環延遲設置與實際信道等因素有關，必須使用大量的驗證才能獲得。從以上的分析和圖2的實施結果可以看出，現有CDD發射分集技術和性能對循環延遲參數的設置很敏感，而且分集增益的獲得和信道估計的準確度對延遲設置的要求是相反的，而且最優的循環延遲參數需要通過具體環境中的大量仿真獲得。
發明內容
本發明的目的在于提供一種應用于采用MIMO-OFDM技術的單頻網系統中的基于CDD技術的發射方法和相應的導頻處理方法，以保證在信道估計的準確性的同時獲得較大的分集增益。
為了達到上述目的，本發明提出了一種小區間天線循環延遲分集的發射分集方案，該方案包括在1個共有M+N個符號的OFDM幀內，其中M和N是正整數第一步，將公共導頻放置在M個OFDM符號上作為導頻符號，而其余的N個OFDM符號是數據符號；第二步，在發射時對M個導頻所在符號與數據符號在不同發射天線組使用不同的循環延遲，同時對插有導頻的M個OFDM符號在不同發射天線組也使用不同的循環延遲設置；第三步，通過發射天線發射；第四步，通過接收天線接收；第五步，通過M個符號上的等效信道估計值計算出其他沒有插導頻的N個數據OFDM符號上的等效信道。
其中插有導頻的OFDM符號在不同天線組使用的循環延遲設置互不相同且取值較小，這樣可以保證在頻域進行線性插值時的誤差較小。放置數據的OFDM符號在不同天線組的循環延遲設置可以相差很大，這樣可以獲得更大的頻率分集。
本發明的另一目的在于提供一種使用基于CDD技術的發射接收設備，將所有參與分集傳輸同一數據流的發射天線分為M組，發射設備均由IFFT單元、循環延遲單元、加循環前綴單元及1根發射天線順次連接組成，接收端的接收設備包括有若干根接收天線及信道估計單元，其中所有發射設備的延遲單元均使用了本發明中的循環延遲分集方法，以保證該設備在信道估計的準確性的同時獲得較大的分集增益。在接收端，信道估計單元通過M個符號上的等效信道估計值計算出其他沒有插導頻的N個數據OFDM符號上的等效信道。
由于在不同的OFDM符號上使用了不同的循環延遲設置，在下面的具體實施方式
部分描述中，我們將這種方案稱為分別的循環延遲分集，簡稱為SCDD(separate cyclic delaydiversity)。
本發明的有益效果在于SCDD方案對不同的循環延遲設置的魯棒性很好，而且性能都很接近CDD最優參數設置方案。CDD方案的最優參數設置需要通過大量驗證才能確定，而且與實際信道環境等因素有關，SCDD的使用則不存在這樣的問題。
對本發明的具體應用方法將在具體實施方式
部分中以多媒體廣播多播業務(MBMS)系統為例進行說明。
圖1 現有技術中M＝3天線CDD發射方案框2 現有技術中實際信道估計情況下，CDD性能與循環延遲設置的關系比較3 MBMS系統中將所有小區分為M＝3組的示意4 MBMS系統中將所有小區分為M＝3組，每個基站(BS)一根發天線時的公共導頻設計5 SCDD中3天線發射方案框6 SCDD中循環延遲操作示意7 3天線CDD發射方案框8 SGDD接收機框9 3×1情況下CDD與SCDD的比較10 3×1情況下CDD和SCDD隨循環延遲設置的誤幀率性能變化11 兩個數據流，6根發射天線時的SCDD導頻方案圖12 天線配置為6×2，MBMS實施環境圖13 兩個數據流，6根發射天線時的CDD發射方案圖14 兩個數據流，6根發射天線時的SCDD發射方案圖15 天線配置為6×2時，CDD方案和SCDD方案在對應圖11的A點的比較具體實施方式
下面結合附圖來說明本發明在MBMS系統中的一個實施例。
圖3表示了將所有小區分為3組(M＝3)的情況，圖中白色、陰影色塊及明暗線色塊分別代表屬于同一組的基站。
圖4是在每個基站的發射天線數為1時的公共導頻設計實例，導頻符號位于三個OFDM符號上。所有基站的天線上的導頻圖樣是一樣的。
圖5是所有小區分為三組，每個基站一根發天線時的發射方案，其中X代表數據，方括號中的數字表示對應每個OFDM符號的循環延遲。數據在從頻域通過IFFT變換到時域后的一個OFDM符號可以表示為[x0，x1，x2，L，xNc-2，xNc-1]，其中Nc是IFFT點數。對其循環延遲d(單位采樣點)后的表達為[zNc-d，xNc-d+1，L，xNc-1，x0，x1，L，xNc-d-2，xNc-d-1]。
圖6是對循環延遲操作的圖示，在第2個小區的天線上每個OFDM符號的循環延遲是不一樣的，在第3個小區的天線上的操作類似。可以看出，SCDD方案相對于CDD方案只是在不同的OFDM符號上采取不同的循環延遲。由于循環延遲的操作(見圖6)是每個OFDM符號分開進行的，相比于CDD的方案，SCDD的使用并沒有增大發射端的復雜度。
插有導頻的3個OFDM符號在不同組小區天線上的循環延遲差是不一樣的，如圖5所示，第1個OFDM符號在三組小區天線上的循環延遲都是0，第3個OFDM符號在三組小區天線上的循環延遲分別是0、1、2，第5個OFDM符號在三組小區天線上的循環延遲分別是0、2、4(單位抽樣點)，所以這3個OFDM符號經歷的等效信道是不一樣的。
圖8是接收機的框圖，其中信道估計模塊與普通OFDM接收機不同。
信道估計的具體方法如下不同天線組插有導頻的OFDM符號使用的循環延遲設置值之差小于不同天線組在數據符號使用的循環延遲設置值之差，以保證在頻域進行線性插值時的誤差較小即信道估計的準確性，同時還可以獲得高的頻率分集增益；第i個插有導頻的OFDM符號在第j組發射天線上使用的循環時延是dijp，1≤i≤M，1≤j≤M，第i個數據符號在第j組發射天線上使用的循環延遲是dijd，1≤i≤N，1≤j≤M；滿足行列式e-j2πNckd11pe-j2πNckd12pLe-j2πNckd1Mpe-j2πNckd21pe-j2πNckd22pLe-j2πNckd2MpMOOMe-j2πNckdM1pe-j2πNckdM2pLe-j2πNckdMMp≠0]]>
di，jp，di，jd，0≤di,jp,]]>di,jd≤Nc2,]]>其中Nc是系統FFT點數，|di1,j1p-di1,j2p|<|di2,j3d-di2,j4d|,]]>i1，i2，j1，j2，j3，j4，0≤i1，i2，j1，j2，j3，j4≤M，j3≠j41.假設三組發天線與一根收天線之間在第k個子載波上的未加循環延遲的實際信道分別為H1(k)、H2(k)和H3(k)。循環延遲的使用相當于在實際信道值上乘以一個旋轉相位。用e1(k)、e3(k)和e5(k)表示在第k個子載波上第1、3、5個符號的等效信道估計值。e1(k)、e3(k)和e5(k)可以用H1(k)、H2(k)和H3(k)表示e1(k)＝H1(k)+H2(k)+H3(k)e3(k)=H1(k)+H2(k)·e-j2πNck+H3(k)·e-j2πNc2k]]>e5(k)=H1(k)+H2(k)·e-j2πNc2k+H3(k)·e-j2πNc4k]]>2.通過上三式構成的方程組可以解出H1(k)、H2(k)和H3(k)(k為插導頻的頻點)。分別通過頻域插值，可以獲得三組小區的三個導頻符號上所有子載波的信道值H1(k)、H2(k)和H3(k)(k＝1，...，Nc)。
3.通過中間變量H1(k)、H2(k)和H3(k)可以推出接收天線上所有符號上的等效信道。第k個子載波的第1個符號(第1個導頻符號)上的信道為H1p(k)=H1(k)·e-j2πNckd1,1p+H2(k)·e-j2πNckd1,2p+L+HM(k)·e-j2πNckd1,Mp]]>=H1(k)+H2(k)+H3(k)]]>第3個符號(第2個導頻符號)上的信道為H2p(k)=H1(k)·e-j2πNckd2,1p+H2(k)·e-j2πNckd2,2p+L+HM(k)·e-j2πNckd2,Mp]]>=H1(k)+H2(k)·e-j2πNck+H3(k)·e-j2πNc2k]]>第5個符號(第3個導頻符號)上的信道為H3p(k)=H1(k)·e-j2πNckd3,1p+H2(k)·e-j2πNckd3,2p+L+HM(k)·e-j2πNckd3,Mp]]>=H1(k)+H2(k)·e-j2πNc2k+H3(k)·e-j2πNc4k]]>而數據符號(第2、4、6個符號)的等效信道Hid(k)=H1(k)·e-j2πNckd1,1d+H2(k)·e-j2πNckd1,2d+L+HM(k)·e-j2πNckd1,Md]]>=H1(k)+H2(k)·e-j2πNckm+H3(k)·e-j2πNc2km]]>由于循環時延差設置都比較小，在插有導頻的OFDM符號上的等效信道的頻選特性相比于實際信道變化不大。由于信道估計在頻域插值時造成的誤差較小，數據符號上的循環延遲m可以有很大的取值范圍。
由于在插有導頻的OFDM符號上循環延遲的設置很小，同處于這些符號的數據符號(如圖4中的第1，3，5個OFDM符號中的白色塊表示的數據符號)可以獲得的頻率分集增益并不大。而數據OFDM符號(如圖4中的第2，4，6個OFDM符號)上的循環延遲可以很大，可以獲得很大的頻率分集增益。這兩部分數據符號都是屬于同一個編碼塊，而且后者的比例大一些。綜合來看，整個編碼塊可以獲得的頻率分集增益還是增大了。
下面用實施結果表明這種方案在保證信道估計準確性的同時可以獲得很大的分集增益，而且性能對循環延遲設置有很好的魯棒性。
這部分的實施是在MBMS業務中只考慮了三個基站，每個基站發天線數為1，用戶設備(UE)收天線數為1，傳統CDD和SCDD進行比較。這樣的天線配置構成了一個3發1收的系統。當需要考慮更多的基站時，我們可以將基站分為3組，每組內的發射符號相同，這樣增加的基站在接收端表現為信道多徑數的增加，我們同樣可以使用一個3發1收的模型來描述這樣的情況。
假設UE位置距離3個基站的距離相同，符號到達時間一樣。傳統CDD的發射方法如圖7所示，使用最小二乘(LS)信道估計和線性頻域插值，導頻的頻域間隔為2，導頻只位于第一個OFDM符號，開銷為 SCDD使用圖4中的導頻結構，導頻的頻域間隔為8，導頻開銷也為 其他實施參數見下表
圖9和圖10表明了SCDD方案與傳統CDD方案的比較結果。可以看到，在循環延遲逐漸變大時，傳統CDD的性能呈下凸函數的形狀，而SCDD保持了良好的魯棒性，并沒有因為等效信道的頻選特性變強而影響信道估計的準確性，并進一步影響接收性能。
下面用CDD和SCDD在6×2的環境(三個小區，每個BS兩根天線，每個移動臺兩根天線，小區內是復用天線方案，發射兩個數據流)中的實施進一步說明SCDD的優點。
圖11是兩個數據流，6根發射天線時的導頻方案，導頻開銷1/9。
圖14是對應的發射方案設計，其中X1、X2分別代表2個數據流。由于兩個數據流的導頻在頻域上相互正交，其信道估計的方法與前述是一樣的。
在這部分的實施中考慮三個基站同時發射兩個數據流，如圖12所示。與之前的描述一樣，當需要考慮更多的基站時，將所有基站分為三組，每組內的發射符號是一樣的，增加的基站表現為信道多徑數的增加。這樣，兩個數據流的情況我們都可以使用6×2的模型來描述。
實施中每個基站兩根發射天線，UE端有兩根接收天線。比較在A點的接收性能。實施參數見下表
圖15是CDD方案和SCDD方案在噪聲功率假設為-86dBm時的誤幀率比較。從圖15可以看出，隨著人為延遲m從0開始增加，CDD方案的性能呈現下凸函數的形狀，在m＝40左右達到谷底，之后急速上升。而SCDD方案的性能隨延遲增大波動不明顯。
結論是SCDD方案對循環延遲的設置的魯棒性很好，而且性能都很接近CDD最優參數設置方案。CDD方案的最優參數設置需要通過大量驗證才能確定，而且與實際信道環境等因素有關，SCDD的使用則不存在這樣的問題。
以上的實施例都是在MBMS環境下的分析比較，SCDD方案同樣可以使用于小區內的多天線發射分集方案，使用方案與在多個基站時一樣。
權利要求
1.小區間天線循環延遲分集方法，可以應用于同一基站的多根發射天線，也可應用于多個小區內發射同一數據流的多根發射天線上，它是基于循環延遲分集的導頻設計和發射接收方法，在1個共有M+N個OFDM符號的幀內，其中M和N是正整數，其特征在于該方法包括以下步驟，將公共導頻放置在該幀的M個OFDM符號上作為導頻符號，其余的N個OFDM符號是數據符號；對M個導頻所在OFDM符號與N個數據OFDM符號在不同組的發射天線使用不同的循環延遲，同時對插有導頻的M個OFDM符號在不同組的發射天線也使用不同的循環延遲設置；發射；接收；通過M個導頻所在OFDM符號上的等效信道估計值計算出其他沒有插導頻的N個數據OFDM符號上的等效信道。
2.根據權利要求1所述的小區間天線循環延遲分集方法，其特征在于插有導頻的OFDM符號使用的循環延遲設置值小于數據OFDM符號使用的循環延遲設置值，以保證在頻域進行線性插值時的誤差較小和信道估計的準確性，以及獲得高的頻率分集增益。
3.一種發射接收設備，將所有參與發射同一數據流的天線分為M組，屬于同一組的發射設備操作完全一致，每組發射天線的行為可以由組內的一根天線代表，所有發射設備均由IFFT單元、循環延遲單元、加循環前綴單元及1根發射天線順次連接組成，接收端的接收設備包括有若干根接收天線及信道估計單元，其特征在于所有發射設備的延遲單元均使用了循環延遲分集方法，即在1個共有M+N個符號的OFDM幀內，其中M和N是正整數，在IFFT單元之前將公共導頻放置在M個OFDM符號上，而其余的N個OFDM符號是數據符號；不同組的發射天線在延遲單元對M個導頻所在符號與數據符號使用不同的循環延遲，同時對插有導頻的M個OFDM符號也使用不同的循環延遲設置；通過發射天線發射；通過接收天線接收；在接收端的信道估計單元通過M個插有導頻的OFDM符號上的等效信道估計值計算出其他沒有插導頻的N個數據OFDM符號上的等效信道。
4.根據權利要求3所述的發射接收設備，其特征在于不同天線組插有導頻的OFDM符號使用的循環延遲設置值之差小于不同天線組在數據符號使用的循環延遲設置值之差，以保證在頻域進行線性插值時的誤差較小即信道估計的準確性，同時還可以獲得高的頻率分集增益；第i個插有導頻的OFDM符號在第j組發射天線上使用的循環時延是dijp，1≤i≤M，1≤j≤ M，第i個數據符號在第j組發射天線上使用的循環延遲是dijd，1≤i≤N，1≤j≤M；滿足行列式e-j2πNckd11pe-j2πNckd12pLe-j2πNckd1Mpe-j2πNckd21pe-j2πNckd22pLe-j2πNckd2MpMOOMe-j2πNckdM1pe-j2πNckdM2pLe-j2πNckdMMp≠0]]>di，jp，di，jd，0≤di,jp,di,jd≤Nc2,]]>其中Nc是系統FFT點數，|di1,j1p-di1,j2p|<|di2,j3d-di2,j4d|,]]>i1，i2，j1，j2，j3，j4，0≤i1，i2，j1，j2，j3，j4≤M，j3≠j4。
5.根據權利要求3或4所述的發射接收設備，其特征在于其接收端信道估計單元的信道估計方法包括以下計算步驟，其中k為插有導頻的子載波序號，H1、H2...HM、e1、e2...eM均是k的函數，Nc是系統FFT點數，第一步，假設M組發天線與1根收天線之間在第k個子載波上的未加循環延遲的實際信道分別為H1(k)、H2(k)...HM(k)，循環延遲的使用相當于在實際信道值上乘以一個旋轉相位，用e1(k)、e2(k)...eM(k)表示在第k個子載波上第1、2、...M個導頻符號上的等效信道估計值，e1(k)、e2(k)...eM(k)可以用H1(k)、H2(k)...HM(k)表示e1(k)=H1(k)·e-j2πNckd11p+H2(k)·e-j2πNckd12p+L+HM(k)·e-j2πNckd1Mpe2(k)=H1(k)·e-j2πNckd21p+H2(k)·e-j2πNckd22p+L+HM(k)·e-j2πNckd2MpLLeM(k)=H1(k)·e-j2πNckdM1p+H2(k)·e-j2πNckdM2p+L+HM(k)·e-j2πNckdMMp]]>第二步，通過上M個方程構成的方程組解出插有導頻的子載波上的H1(k)、H2(k)...HM(k)，分別通過頻域插值獲得M組小區的M個導頻符號上所有子載波的信道值；第三步，通過中間變量H1、H2...HM推出接收天線上所有符號上的等效信道，第i個插有導頻的OFDM符號的第k個子載波的等效信道Hip(k)=H1(k)·e-j2πNckdi,1p+H2(k)·e-j2πNckdi,2p+L+HM(k)·e-j2πNckdi,Mp]]>，而第i個數據OFDM符號在第k個子載波上的等效信道可以由Hid(k)=H1(k)·e-j2πNckdi,1d+H2(k)·e-j2πNckdi,2d+L+HM(k)·e-j2πNckdi,Md]]>推算得出。
全文摘要
小區間天線循環延遲分集方法及發射接收設備，其設備使用的方法包括，在1個共有M+N個符號的OFDM幀內，其中M和N是正整數，將公共導頻放置在M個OFDM符號上作為導頻符號，而其余的N個OFDM符號是數據符號；對M個導頻所在符號與數據符號使用不同的循環延遲，同時對插有導頻的M個OFDM符號也使用不同的循環延遲設置；發射；接收；通過M個符號上的等效信道估計值計算出其他沒有插導頻的N個數據OFDM符號上的等效信道。其中插有導頻的OFDM符號使用的循環延遲設置互不相同且取值較小，這樣可以保證在頻域進行線性插值時的誤差較小。放置數據的OFDM符號的循環延遲設置可以很大，這樣可以獲得更大的頻率分集。
文檔編號H04B1/707GK1988408SQ200610144168
公開日2007年6月27日 申請日期2006年11月29日 優先權日2006年11月29日
發明者龍航, 王文博 申請人:北京郵電大學