專利名稱：通過容量進行多輸入多輸出ofdm鏈路自適應的方法
技術領域：
本發明涉及多發多收正交頻分復用MIMO-OFDM系統中，一種鏈路自適應的方法。
背景技術：
隨著無線通信中日益增長的帶寬要求，近年來正交頻分復用多載波傳輸OFDM系統正得到十分廣泛的關注。
OFDM系統具有頻譜利用率高、受ISI和窄帶干擾影響較小、正交調制/解調運算易于實現等諸多優點；多天線技術的引入，更使得系統容量和性能得到有效改善。但是，由于無線信號固有的多徑傳播和多普勒效應，MIMO-OFDM系統仍然會受移動無線信道時間和頻率選擇性的影響和制約。
在一定的無線鏈路質量下，高數據速率和低誤碼率之間存有矛盾。根據無線鏈路質量和數據速率的要求，動態地對無線通信系統的傳輸模式進行調整，以實現在保有一定糾錯能力前提之下最大的數據吞吐量，即是進行鏈路自適應的主要目的。當網絡傳輸質量較好時，采用較高速的編碼調制方式，反之則采用較低速但糾錯能力更好的編碼調制方式。
在第二、三代無線移動通信技術中，均包含了鏈路自適應的方法。比如2G的GPRS標準定義了四種數據速率不同的編碼方案CS-1～CS-4，CS-1具有最高的糾錯能力和最低的速率，而CS-4沒有糾錯能力卻可提供最高的速率；2.5G的EDGE技術的核心就是鏈路自適應，與GPRS不同的是，不僅編碼方案可以選擇，調制方式也在GMSK的基礎上增加了8PSK；3G的CMDA2000也有不同碼率的PSK或QAM方案用于鏈路自適應。
鏈路自適應技術已經廣泛地應用到各種無線通信系統領域，隨著各項技術的發展，鏈路自適應技術必將成為各種無線通信系統的標準配置，用于保障資源的合理利用和提供給用戶高質量的服務。在MIMO-OFDM系統的鏈路自適應方法中，物理層傳輸模式的選擇策略是核心算法，其選擇受發送接收相關矩陣和信噪比等因素綜合影響。為了減小反饋信息量，系統在接收端做出最佳傳輸模式判決，后將其通過反向鏈路傳回發送端，在下一起始時刻應用新的模式進行傳輸。準確高效的選擇算法是該技術得以成功運用的關鍵。本發明的主要內容即在于如何選擇合適的物理層傳輸模式。
發明內容
本發明提出的通過計算各種不同模式瞬時容量來進行鏈路自適應的方法，可以在保證誤碼率足夠低的情況下，盡可能大的提高系統數據吞吐率。
本發明的特征在于，針對MIMO-OFDM的傳輸系統，在接收端依次按以下步驟用一塊數字集成電路芯片計算在各種模式下的信道容量，并以此為依據實現相應的物理層傳輸模式的選擇步驟(1)設定系統有Nt跟發送天線，Nr根接收天線，系統物理層支持Q種不同的傳輸模式，用MOD(q)表示；系統通過選擇子流數Nm(q，a)、調制方式TA(q，a)和發送預編碼矩陣F(q，a)來進行鏈路自適應，發送框圖如圖1所示，其中q代表不同的傳輸模式編號，a代表OFDM符號編號，q＝1，2...Q，a＝0，1，2....；步驟(2)在接收機端，計算出各個子載波頻點處大小為Nr*Nt的信道傳輸矩陣H(a，k)，k＝0，1..Ncarrier-1，Ncarrier為一個OFDM符號內用于鏈路自適應計算的傳輸矩陣的個數；步驟(3)在接收機端，計算出單根接收天線上的平均歸一化噪聲功率σ2(a)，步驟(4)針對Q種不同的物理層傳輸模式，分別計算其在設定檢測方式下的滑動平均信道容量CAve(q，a)，其中q代表不同的傳輸模式編號，a代表OFDM符號編號，q＝1，2...Q，a＝0，1，2....，其步驟依次如下步驟(4.1)針對Q種不同的物理層傳輸模式，分別計算其在設定檢測方式下各個自載波的相應支路的等效信噪比γ(q，a，k，l)，k代表子載波編號，l代表支路編號，k＝0，1....Ncarrier-1，l＝0，1..Nm(q)-1；步驟(4.2)通過設定的支路信噪比-支路容量曲線，分別計算在所述Q種不同傳輸模式下，各支路不同子載波上的瞬時容量值C(q，a，k，l)，其中q代表不同的傳輸模式編號，a代表OFDM符號編號，k代表子載波編號，l代表支路編號，步驟(4.3)分別計算在Q種不同的物理層傳輸模式下，當前的信道容量的平均值CNOW(q，a)；CNOW(q,a)=1Ncarrier×Σk=0Ncarrier-1Σl=0Nm(q)-1C(q,a,k,l)]]>步驟(4.4)對于Q種不同物理層傳輸模式，分別求取信道容量的滑動平均值CAve(q，a)，CAve(q，a)＝αCNOW(q，a)+(1-α)CNOW(q，a-1)
其中α∈(0，1]中取值；步驟(5)根據所述Q種不同傳輸模式的滑動平均信道容量CAve(q，a)，按以下步驟選取下次合適的物理層傳輸模式步驟(5.1)設定Q種不同的物理層傳輸模式對應的傳輸數據率有T個不同取值，其值對應的分別為R(1)，R(2)...R(T)，且有R(1)＞R(2)＞...＞R(T)，且有T個閾值G(1)G(2)....G(T)，令G(T)＝0，且T≤G；步驟(5.2)若對于所述的某種傳輸模式q，使得步驟(4.4)計算出的信道容量的滑動平均值CAve(q，a)≥G(1)，且q的傳輸數據率為R(1)，則選擇所述模式q作為下次合適的物理層傳輸模式；若有一個以上的傳輸模式計算出的CAve(q，a)≥G(1)且其傳輸數據率為R(1)時，則選擇CAve(q，a)較大的傳輸模式；步驟(5.3)若對于所述的任何一種傳輸模式q’，步驟(4.4)計算出的信道容量的滑動平均值CAve(q′，a)≥G(i-1)均不成立，然而對于所述的某種傳輸模式q，使得步驟(4.4)計算出的信道容量的滑動平均值CAve(q，a)≥G(i)，且q的傳輸數據率為R(i)，則選擇所述模式q作為下次合適的物理層傳輸模式，其中i＝2，3...T；若有一個以上的傳輸模式計算出的CAve(q，a)≥G(i)且其傳輸數據率為R(i)時，則選擇CAve(q，a)較大的傳輸模式。
本發明可根據需求設定門限值以達到誤塊率和系統吞吐率的最佳結合點，具有很強的使用價值。
圖1是發射機簡易框圖。
圖2是接收機簡易框圖。
圖3是本發明所提出的通過計算不同模式容量進行鏈路自適應的簡易硬件框圖。
圖4是接收機采用特定的最小均方誤差MIMO檢測時，本發明所提出的通過計算不同模式容量進行鏈路自適應的詳細硬件框圖。
圖5是16QAM調制時，預先設定的支路信噪比-支路容量曲線圖，橫坐標代表支路信噪比γ(q，a，k，l)，縱坐標代表支路信道容量。
圖6是QPSK調制時，預先設定的支路信噪比-支路容量曲線圖，橫坐標代表支路信噪比γ(q，a，k，l)，縱坐標代表支路信道容量。
圖7是在天線間無相關情況下，系統進行鏈路自適應后，系統誤包率曲線，橫坐標代表系統信噪比，縱坐標代表系統誤包率。
圖8是在天線間無相關情況下，系統進行鏈路自適應后，系統通過率曲線，橫坐標代表系統信噪比，縱坐標代表系統通過率。
圖9是在天線間存在特定相關性情況下，系統進行鏈路自適應后，系統誤包率曲線，橫坐標代表系統信噪比，縱坐標代表系統誤包率。
圖10是在天線間存在特定相關性情況下，系統進行鏈路自適應后，系統通過率曲線，橫坐標代表系統信噪比，縱坐標代表系統通過率。
圖11是在天線間相關性變化情況下，系統進行鏈路自適應后，系統誤包率曲線，橫坐標代表系統信噪比，縱坐標代表系統誤包率。
圖12是在天線間相關性變化情況下，系統進行鏈路自適應后，系統通過率曲線，橫坐標代表系統信噪比，縱坐標代表系統通過率。
具體實施例方式
下面結合附圖和實例，對本發明效果作具體介紹在本實施例中，收發采用MIMO-OFDM系統，每個OFDM符號有2048個子載波，發送天線數目Nt＝4，接收天線數目Nr＝4，可選擇模式一共有Q＝14種，數據吞吐率有100M、50M和25M三個檔位，步驟(5)中的閾值設定為10.2和5.2。發送框圖如圖1所示當采用第q種發送模式時，將Nm(q)個16QAM或QPSK調制后的獨立碼流分配相同的功率Pi，將其通過發端旋轉矩陣F(q)，得到序列Aj(q)，對每個子流序列Aj分別進行OFDM調制編碼后在Nt個天線上發出，其中i＝l，2...Nm(q)；j＝1，2...Nt，q＝l，2..Q。接收框圖如圖2所示。
模式MOD(1)數據吞吐率100M，獨立子流數Nm(1)＝4，發送旋轉矩陣F(1)＝I4單位矩陣，調制方式采用16QAM，接收端MIMO檢測方式是最小均方誤差檢測；模式MOD(2)數據吞吐率50M，獨立子流數Nm(2)＝4，發送旋轉矩陣F(2)＝I4單位矩陣，調制方式采用QPSK，接收端MIMO檢測方式是最小均方誤差檢測；模式MOD(3)至MOD(8)數據吞吐率50M，獨立子流數Nm(1)＝2，調制方式采用16QAM，接收端MIMO檢測方式是最小均方誤差檢測，發送旋轉矩陣分別選擇以下6種中的一種F(3)=111-1111-1,F(4)=11111-11-1,F(5)111-11-111,F(6)=11-111-1-1-1,F(7)=11-1-11-1-11,F(8)111-1-1-1-11;]]>
模式MOD(9)至MOD(14)數據吞吐率25M，獨立子流數Nm(2)＝2，調制方式采用QPSK，接收端MIMO檢測方式是最小均方誤差檢測，發送旋轉矩陣分別選擇以下6種中的一種F(9)=111-1111-1,F(10)=11111-11-1,F(11)111-11-111,F(12)=11-111-1-1-1,F(13)=11-1-11-1-11,F(14)111-1-1-1-11;]]>各種模式在接收端都采用最小均方誤差的MIMO檢測算法。
說明書步驟(4.2)中的16QAM預先設定的支路信噪比-支路容量曲線圖見圖5，QPSK預先設定的支路信噪比-支路容量曲線圖見圖6。
我們假設4發4收共16個子信道的模型相同。每個子信道多徑數為6，每徑服從瑞利分布，各徑的平均幅度為
，各徑的延時在0-10us內均勻分布。每徑的多普勒擴展為200Hz，為了減少仿真時間，我們假設每個OFDM符號內信道參數不變，不同的符號信道按照設定的多普勒擴展進行時變。隨著信噪比不斷增大，信道是連續變化的。這里信噪比SNR定義為每根發送天線的平均信號功率與每根接收天線的噪聲功率之比。
MIMO信道的相關性分為發端相關性和收端相關性。可以表示為下式H=RR1/2HwRT1/2]]>式中RT為發端天線相關矩陣，RR為收端天線相關矩陣，Hw中各元素為獨立同分布，且滿足均值為0、方差為1的復高斯分布。
我們進行下行鏈路仿真時，假設移動臺周圍是充分散射，因此收端天線相關性較弱，所以我們只考慮基站端的發送天線間的相關性。這種相關性主要取決于發端天線間間隔與載波波長之比、發射角DOD以及發射角度擴展。
仿真主要給出不同平均信噪比下系統的誤編碼塊率和平均通過率以及各模式的使用比例。平均通過率定義如下我們首先計算各模式的頻譜效率MOD(1)4子流，16QAM，Turbo碼編碼效率58.45％頻譜效率SE1＝9.352bit/s/HzMOD(2)4子流，QPSK，Turbo碼編碼效率58.45％頻譜效率SE2＝4.676bit/s/HzMOD(3)至MOD(8)2子流，16QAM，Turbo碼編碼效率58.45％頻譜效率SE3＝4.676bit/s/Hz
MOD(9)至MOD(14)2子流，QPSK，Turbo碼編碼效率55.59％頻譜效率SE4＝2.2236bit/s/Hz仿真時，每個SNR下我們統計每種模式下傳輸的編碼塊數Ni(i＝1，...，14)以及無誤傳輸的編碼塊數Mi(i＝1，...，14)，顯然Mi≤Ni。則平均通過率為Through=Σi=114Mi×SEiΣi=114Ni]]>在天線間無相關情況下，系統進行鏈路自適應后，系統誤包率和通過率曲線如圖7和圖8所示；在天線間存在相關性情況下，這里只考慮發端天線的相關性，當發端發射角DOD＝30度，角度擴展為5度時，系統誤包率和通過率曲線如圖9和圖10所示；在天線間存在相關性情況下，這里只考慮發端天線的相關性，系統誤包率和通過率曲線如圖11和圖12所示。其中四種相關性情況如下仿真過程中，相關性由弱到強變化，之后再由強變弱變化①DOD＝90度，角度擴展＝60度②DOD＝60度，角度擴展＝30度③DOD＝30度，角度擴展＝10度④DOD＝10度，角度擴展＝5度通過各圖所示，我們選擇信道容量(系統可達傳輸速率)作為模式切換的判決量，它巧妙地將信噪比、信道相關性、接收機算法等影響因素整合到一個單一的變量中，從而簡化了我們方案的設計。由于我們采用Turbo碼這種接近香農容量碼，也使得我們采用信道容量作為判據更具有實際意義。該自適應方案的計算復雜度不高，易于系統實現。
從以上的仿真結果可以看出，在信噪比以及天線相關性隨時間變化的條件下，我們提出的鏈路自適應方案始終能夠正確地切換到合適的傳輸模式，使得保證誤塊率低于一定門限(5％)的情況下獲得盡可能大的傳輸速率。這說明我們提出的自適應方案的穩健性是很好的。
如果設置更嚴格的門限將會進一步降低誤塊率，但同時系統通過率也將減小，實際應用時，可根據需求設定門限值以達到誤塊率和系統通過率最佳結合點。
以上所述實例只是本發明的1個實施例，且不局限于此，在不超過本發明的精神范圍的情況下，所做的種種變化實施，都屬于本發明的范圍。
權利要求
1.通過容量進行多輸入多輸出OFDM鏈路自適應的方法，其特征在于，針對MIMO-OFDM的傳輸系統，在接收端依次按以下步驟用一塊數字集成電路芯片計算在各種模式下的信道容量，并以此為依據實現相應的物理層傳輸模式的選擇步驟(1)設定系統有Nt跟發送天線，Nr根接收天線，系統物理層支持Q種不同的傳輸模式，用MOD(q)表示；系統通過選擇子流數Nm(q，a)、調制方式TA(q，a)和發送預編碼矩陣F(q，a)來進行鏈路自適應，發送框圖如圖1所示，其中q代表不同的傳輸模式編號，a代表OFDM符號編號，q＝1，2...Q，a＝0，1，2....；步驟(2)在接收機端，計算出各個子載波頻點處大小為Nr*Nt的信道傳輸矩陣H(a，k)，k＝0，1..Ncarrier-1，Ncarrier為一個OFDM符號內用于鏈路自適應計算的傳輸矩陣的個數；步驟(3)在接收機端，計算出單根接收天線上的平均歸一化噪聲功率σ2(a)，步驟(4)針對Q種不同的物理層傳輸模式，分別計算其在設定檢測方式下的滑動平均信道容量CAve(q，a)，其中q代表不同的傳輸模式編號，a代表OFDM符號編號，q＝1，2...Q，a＝0，1，2....，其步驟依次如下步驟(4.1)針對Q種不同的物理層傳輸模式，分別計算其在設定檢測方式下各個自載波的相應支路的等效信噪比γ(q，a，k，l)，k代表子載波編號，l代表支路編號，k＝0，1...Ncarrier-1，l＝0，1..Nm(q)-1；步驟(4.2)通過設定的支路信噪比-支路容量曲線，分別計算在所述Q種不同傳輸模式下，各支路不同子載波上的瞬時容量值C(q，a，k，l)，其中q代表不同的傳輸模式編號，a代表OFDM符號編號，k代表子載波編號，l代表支路編號，步驟(4.3)分別計算在Q種不同的物理層傳輸模式下，當前的信道容量的平均值CNOW(q，a)；CNOW(q,a)=1Ncarrier×Σk=0Ncarrier-1Σl=0Nm(q)-1C(q,a,k,l)]]>步驟(4.4)對于Q種不同物理層傳輸模式，分別求取信道容量的滑動平均值CAve(q，a)，CAve(q，a)＝αCNOW(q，a)+(1-α)CNOW(q，a-1)其中α∈(0，1]中取值；步驟(5)根據所述Q種不同傳輸模式的滑動平均信道容量CAve(q，a)，按以下步驟選取下次合適的物理層傳輸模式步驟(5.1)設定Q種不同的物理層傳輸模式對應的傳輸數據率有T個不同取值，其值對應的分別為R(1)，R(2)...R(T)，且有R(1)＞R(2)＞...＞R(T)，且有T個閾值G(1)G(2)....G(T)，令G(T)＝0，且T≤G；步驟(5.2)若對于所述的某種傳輸模式q，使得步驟(4.4)計算出的信道容量的滑動平均值CAve(q，a)≥G(1)，且q的傳輸數據率為R(1)，則選擇所述模式q作為下次合適的物理層傳輸模式；若有一個以上的傳輸模式計算出的CAve(q，a)≥G(1)且其傳輸數據率為R(1)時，則選擇CAve(q，a)較大的傳輸模式；步驟(5.3)若對于所述的任何一種傳輸模式q’，步驟(4.4)計算出的信道容量的滑動平均值CAve(q′，a)≥G(i-1)均不成立，然而對于所述的某種傳輸模式q，使得步驟(4.4)計算出的信道容量的滑動平均值CAve(q，a)≥G(i)，且q的傳輸數據率為R(i)，則選擇所述模式q作為下次合適的物理層傳輸模式，其中i＝2，3...T；若有一個以上的傳輸模式計算出的CAve(q，a)≥G(i)且其傳輸數據率為R(i)時，則選擇CAve(q，a)較大的傳輸模式。
2.根據權利要求1所述的通過容量進行多輸入多輸出OFDM鏈路自適應的方法，其特征在于，所述步驟(4.1)中，當接收端采用最小均方誤差檢測時，支路等效信噪比γ(q，a，k，l)按以下步驟得到首先，計算A(q，a，k)＝F(q，a)HH(q，a，k)HH(q，a，k)F(q，a)+σ2(a)INm(q)，其中q代表不同的傳輸模式編號，a代表OFDM符號編號，k代表子載波編號，F為不同傳輸模式下的預編碼矩陣，INm(q)為階數等于獨立子流數Nm(q)的單位矩陣，q＝1，2...Q，a＝0，1，2....k＝0，1...Ncarrier-1；其次，計算矩陣A(q，a)的逆矩陣B(q，a，k)＝A(q，a，k)-1，從中得到對角線元素bl(q，a，k)，l＝1，2，...，Nm(q)；最后，計算不同傳輸模式下各子載波各支路的等效信噪比γ(q,a,k,l)=1σ2(a)bl-1.]]>
3.根據權利要求1所述的通過容量進行多輸入多輸出OFDM鏈路自適應的方法，其特征在于，所述步驟(4.2)中，當系統采用16QAM調制時，采用與16QAM調制對應的支路信噪比-支路容量曲線，通過步驟(4.1)得到的支路信噪比γ(q，a，k，l)，計算得到瞬時支路容量C(q，a，k，l)。
4.根據權利要求1所述的通過容量進行多輸入多輸出OFDM鏈路自適應的方法，其特征在于，所述步驟(4.2)中，當系統采用QPSK調制時，采用與QPSK調制對應的支路信噪比-支路容量曲線，通過步驟(4.1)得到的支路信噪比γ(q，a，k，l)，計算得到瞬時支路容量C(q，a，k，l)。
5.根據權利要求1所述的通過容量進行多輸入多輸出OFDM鏈路自適應的方法，其特征在于，所述步驟(2)中，一個OFDM符號內用于計算鏈路自適應的傳輸矩陣個數Ncarrier小于OFDM子載波數目。
全文摘要
本發明屬于MIMO－OFDM系統中的鏈路自適應技術領域，其具體特征在于，在設定的調制方式下，針對不同傳輸模式，計算出各子流不同的等效信噪比；再根據所述調制方式下的信噪比－瞬時容量曲線，得到各支路子載波上的瞬時信道容量；然后再由各子載波瞬時信道容量求出不同傳輸模式下當前信道容量的瞬時平均值，接著，由該瞬時平均值求出不同傳輸模式下的信道容量滑動平均值；最后根據該滑動平均值是否滿足設定的最低閾值來選擇相應的傳輸模式。可以根據系統誤塊率的需求，更改閾值門限，使系統在誤塊率符合要求的情況下，達到盡可能大的傳輸速率。
文檔編號H04B7/02GK1917497SQ20061011303
公開日2007年2月21日 申請日期2006年9月8日 優先權日2006年9月8日
發明者周世東, 高群毅, 張秀軍, 王京, 許希斌, 李云洲 申請人:清華大學