專利名稱：集成電路裝置和具備該集成電路裝置的低噪聲下變頻器的制作方法
技術領域：
本發明涉及一種用于低噪聲下變頻器(Low Noise Block Down Converter，以下稱之為“LNB”)的集成電路裝置以及具備該集成電路裝置的低噪聲下變頻器。
背景技術：
過去，人們研究開發了在衛星廣播接收裝置中使用的LNB。上述LNB用于接收由衛星發送的極化波信號并將該極化波信號轉換為IF頻帶(頻率950MHz～2150MHz)的信號。
在圖11中表示了衛星廣播接收裝置101的概略結構。衛星廣播接收裝置101具備LNB102、調諧器103和調諧器104，該衛星廣播接收裝置101與天線100、電視機105連接。
簡單地說，衛星廣播接收裝置101的各部分的動作為LNB102從天線100接收第0頻帶(頻率12.2GHz～12.7GHz)的上述極化波信號并輸出上述IF頻帶的信號。以下，將對此進行詳細的描述。
調諧器103和調諧器104對由LNB102輸出的上述信號實施下述處理，即選臺處理，選取出由用戶指示的頻道的頻率成分，進行選臺；以及解碼處理，根據在上述選臺處理中選取的信號，對視頻信號和音頻信號進行解碼。
電視機105，從調諧器103或調諧器104接收上述視頻信號和上述音頻信號，并提示用戶所指示的頻道的節目。
接著，對LNB 102進行詳細的說明。另外，LNB102是專利文獻1(日本國專利申請公開特開2004-350149號公報，
公開日2004年12月9日)所述的、從N(N≥2)個衛星接收M(M≥2)種極化波信號的LNB，在此，假設LNB分別從2個衛星(第1衛星和第2衛星)接收2種極化波信號并對其進行說明。
在圖12中表示了LNB 102的電路結構。如該圖所示，LNB 102具備輸入端子P11、P12、P21、P22；低噪聲放大器3A、3B、4A、4B；鏡像抑制濾波器電路(Image Rejection Filter Circuit)5A、5B、6A、6B；本機振蕩器13、14；頻率轉換電路30A、30B；信號耦合器11A、11B；信號重組電路(Signal Recombination Circuit)55；微計算機16；中頻放大器17A、17B；電容器18A、18B；輸出端子20A、20B；電源電路22。
接著，對LNB102的各部分的動作進行說明。
輸入端子P11、P12對應于上述第1衛星，上述第1衛星的第1極化波信號(左旋極化波信號)被輸入上述輸入端子P11，上述第1衛星的第2極化波信號(右旋極化波信號)被輸入上述輸入端子P12。輸入端子P21、P22對應于上述第2衛星，上述第2衛星的第1極化波信號(左旋極化波信號)被輸入上述輸入端子P21，上述第2衛星的第2極化波信號(右旋極化波信號)被輸入上述輸入端子P22。
低噪聲放大器3A、4A對應于上述第1衛星，低噪聲放大器3A對上述第1衛星的上述第1極化波信號進行低噪聲放大，低噪聲放大器4A對上述第1衛星的上述第2極化波信號進行低噪聲放大。低噪聲放大器3B、4B對應于上述第2衛星，低噪聲放大器3B對上述第2衛星的上述第1極化波信號進行低噪聲放大，低噪聲放大器4B對上述第2衛星的上述第2極化波信號進行低噪聲放大。
鏡像抑制濾波器電路5A、6A對應于上述第1衛星，鏡像抑制濾波器電路5A對由低噪聲放大器3A低噪聲放大后的上述第1衛星的上述第1極化波信號的鏡像信號進行抑制，鏡像抑制濾波器電路6A對由低噪聲放大器4A低噪聲放大后的上述第1衛星的上述第2極化波信號的鏡像信號進行抑制。鏡像抑制濾波器電路5B、6B對應于上述第2衛星，鏡像抑制濾波器電路5B對由低噪聲放大器3B低噪聲放大后的上述第2衛星的上述第1極化波信號的鏡像信號進行抑制，鏡像抑制濾波器電路6B對由低噪聲放大器4B低噪聲放大后的上述第2衛星的上述第2極化波信號的鏡像信號進行抑制。
本機振蕩器13、14分別發生11.25GHz、14.35GHz的正弦波信號(本振信號)。
頻率轉換電路30A，對應于上述第1衛星，具有混頻器7A、8A、高通濾波器9A和低通濾波器10A，對于上述第1衛星的上述第1極化波信號和上述第1衛星的上述第2極化波信號的頻帶，將其不重疊轉換為上述IF帶頻。
具體而言，在混頻器7A中，對由鏡像抑制濾波器電路5A輸出的上述第1衛星的上述第1極化波信號和由本機振蕩器14輸出的上述14.35GHz的本振信號進行混頻，輸出頻率在第1IF頻帶(頻率1650MHz～2150MHz，以下稱之為“高頻帶”)內的上述第1衛星的上述第1極化波信號并使之通過高通濾波器9A。
在混頻器8A中，對由鏡像抑制濾波器電路6A輸出的上述第1衛星的上述第2極化波信號和由本機振蕩器13輸出的上述11.25GHz的本振信號進行混頻，輸出頻率在第21F頻帶(頻率950MHz～1450MHz，以下稱之為“低頻帶”)內的上述第1衛星的上述第2極化波信號并使之通過低通濾波器10A。
頻率轉換電路30B，對應于上述第2衛星，具有混頻器7B、8B、高通濾波器9B和低通濾波器10B，對于上述第2衛星的上述第1極化波信號和上述第2衛星的上述第2極化波信號的頻帶，將其不重疊地轉換為上述IF頻帶。
具體而言，在混頻器7B中，對由鏡像抑制濾波器電路5B輸出的上述第2衛星的上述第1極化波信號和由本機振蕩器14輸出的上述14.35GHz的本振信號進行混頻，輸出頻率在上述第1IF頻帶內的上述第2衛星的上述第1極化波信號并使之通過高通濾波器9B。
在混頻器8B中，對由鏡像抑制濾波器電路6B輸出的上述第2衛星的上述第2極化波信號和由本機振蕩器13輸出的上述11.25GHz的本振信號進行混頻，輸出頻率在第21F頻帶內的上述第1衛星的上述第2極化波信號并使之通過低通濾波器10B。
信號耦合器11A，對應于上述第1衛星，對通過高通濾波器9A后的上述第1衛星的上述第1極化波信號和通過低通濾波器10A后的上述第1衛星的上述第2極化波信號實施頻率多路復用處理，并輸出第1合成信號。因此，上述第1合成信號成為這樣的信號，即頻率在上述第1IF頻帶內的上述第1衛星的上述第1極化波信號被配置于高頻帶側，頻率在上述第2IF頻帶內的上述第1衛星的上述第2極化波信號被配置于低頻帶側。
信號耦合器11B，對應于上述第2衛星，對通過高通濾波器9B后的上述第2衛星的上述第1極化波信號和通過低通濾波器10B后的上述第2衛星的上述第2極化波信號實施頻率多路復用處理，并輸出第2合成信號。因此，上述第2合成信號成為這樣的信號，即頻率在上述第1IF頻帶內的上述第2衛星的上述第1極化波信號被配置于高頻帶側，頻率在上述第2IF頻帶內的上述第2衛星的上述第2極化波信號被配置于低頻帶側。
信號重組電路55，根據微計算機16的指示，對于一個輸出，從上述第1合成信號和上述第2合成信號中允許重疊地選擇2個信號，并從所選擇的2個信號包含的各自的上述極化波信號中提取2個上述極化波信號，將所提取的2個上述極化波信號合成后進行輸出。
下面，參照圖13來詳細說明信號重組電路55。
如圖13所示，信號重組電路55具有輸入端子I1、I2、2×4開關電路33、頻帶轉換/合成電路60和輸出端子O1、O2。頻帶轉換/合成電路60具備本機振蕩器47、頻率控制電路56A、56B、56C、56D、低通濾波器36A、36B、高通濾波器37A、37B和信號耦合器38A、38B。
2×4開關電路33，在上述IF頻段進行動作，根據微計算機16的指示，通過信號耦合器11A、11B，將輸入端子I1、I2輸入的上述第1合成信號與上述第2合成信號分別輸入到端子M1～M4。上述信號的組合數為24。
本機振蕩器47發生3.1GHz的本振信號。
頻率控制電路56A、56B、56C、56D，對由端子M1～M4輸出的上述第1合成信號或上述第2合成信號進行頻率轉換。
頻率控制電路56A具備通過微計算機16進行狀態轉換的三端開關34A，并在當開關34A導通時連接的通路上具有混頻器35A。另外，在開關34A斷開時連接的通路為旁路通路，與混頻器35A的輸出側連接。
其動作為在對上述第1合成信號和上述第2合成信號進行頻率轉換時，開關34A導通，由混頻器35A進行頻率轉換，在不對上述第1合成信號和上述第2合成信號進行頻率轉換時，開關34A斷開，通過上述旁路通路。下面，對此進行詳細的說明。
當開關34A斷開時，即，當不對上述第1合成信號和上述第2合成信號進行頻率轉換時，從端子M1輸出的上述第1合成信號或上述第2合成信號通過上述旁路通路，所以，上述第1合成信號或上述第2合成信號作為頻率控制電路56A的輸出信號被直接輸出。即，在上述第1合成信號或上述第2合成信號的高頻帶側配置的上述第1衛星或上述第2衛星的上述第1極化波信號被直接配置到頻率控制電路56A的輸出信號的高頻帶側，在上述第1合成信號或上述第2合成信號的低頻帶側配置的上述第1衛星或上述第2衛星的上述第2極化波信號被直接配置到頻率控制電路56A的輸出信號的低頻帶側。然后，在頻率控制電路56A的輸出信號的低頻帶側所包含的上述第1衛星或上述第2衛星的上述第2極化波信號經由低通濾波器36A被傳送向信號耦合器38A。
另一方面，當開關34A導通時，即，當要對上述第1合成信號和上述第2合成信號進行頻率轉換時，在混頻器35A中，對由端子M1輸出的上述第1合成信號或上述第2合成信號和由本機振蕩器47輸出的上述3.1GHz的本振信號進行混頻，對上述第1合成信號或上述第2合成信號進行頻率轉換。即，在上述第1合成信號或上述第2合成信號的低頻帶側配置的上述第1衛星或上述第2衛星的上述第2極化波信號被配置到頻率控制電路56A的輸出信號的高頻帶側，在上述第1合成信號或上述第2合成信號的高頻帶側配置的上述第1衛星或上述第2衛星的上述第1極化波信號被配置到頻率控制電路56A的輸出信號的低頻帶側。然后，在頻率控制電路56A的輸出信號的低頻帶側所包含的上述第1衛星或上述第2衛星的上述第1極化波信號經由低通濾波器36A被傳送向信號耦合器38A。
頻率控制電路56B具備通過微計算機16進行狀態轉換的三端開關34B，并在當開關34B導通時連接的通路上具有混頻器35B。另外，在開關34B斷開時連接的通路為旁路通路，與混頻器35B的輸出側連接。
其動作為在對上述第1合成信號和上述第2合成信號進行頻率轉換時，開關34B導通，由混頻器35B進行頻率轉換，在不對上述第1合成信號和上述第2合成信號進行頻率轉換時，開關34B斷開，通過上述旁路通路。下面，對此進行詳細的說明。
當開關34B斷開時，即，當不對上述第1合成信號和上述第2合成信號進行頻率轉換時，從端子M2輸出的上述第1合成信號或上述第2合成信號通過上述旁路通路，所以，頻率控制電路56B的輸出信號和上述在開關34A斷開時頻率控制電路56A的輸出信號的狀態相同。然后，在頻率控制電路56B的輸出信號的高頻帶側所包含的上述第1衛星或上述第2衛星的上述第1極化波信號經由高通濾波器37A被傳送向信號耦合器38A。
另一方面，當開關34B導通時，即，當要對上述第1合成信號和上述第2合成信號進行頻率轉換時，在混頻器35B中，對由端子M2輸出的上述第1合成信號或上述第2合成信號和由本機振蕩器47輸出的上述3.1GHz的本振信號進行混頻，對上述第1合成信號或上述第2合成信號進行頻率轉換。其結果，頻率控制電路56B的輸出信號和上述在開關34A導通時的頻率控制電路56A的輸出信號的狀態相同。然后，在頻率控制電路56B的輸出信號的高頻帶側所包含的上述第1衛星或上述第2衛星的上述第2極化波信號經由高通濾波器37A被傳送向信號耦合器38A。
信號耦合器38A對通過低通濾波器36A后的信號和通過高通濾波器37A后的信號進行合成，并輸出第3合成信號。
頻率控制電路56C具備通過微計算機16進行狀態轉換的三端開關34C，并在當開關34C導通時連接的通路上具有混頻器35C。另外，在開關34C斷開時連接的通路為上述旁路通路，與混頻器35C的輸出側連接。此外，頻率控制電路56C的動作與頻率控制電路56A相同，故省略之。
頻率控制電路56D具備通過微計算機16進行狀態轉換的三端開關34D，并在當開關34D導通時連接的通路上具有混頻器35D。另外，在開關34D斷開時連接的通路為上述旁路通路，與混頻器35D的輸出側連接。此外，頻率控制電路56D的動作與頻率控制電路56B相同，故省略之。
信號耦合器38B對通過低通濾波器36B后的信號和通過高通濾波器37B后的信號進行合成，并輸出第4合成信號。
中頻放大器17A對第3合成信號進行放大，中頻放大器17B對第4合成信號進行放大。
電容器18A對由中頻放大器17A放大后的第3合成信號的低頻噪聲進行抑制，電容器18B對由中頻放大器17B放大后的第4合成信號的低頻噪聲進行抑制。
通過上述，輸出端子20A、20B輸出在高頻帶側及低頻帶側配置了第1衛星的第1極化波信號、第1衛星的第2極化波信號、第2衛星的第1極化波信號、第2衛星的第2極化波信號中的任意2個信號的第3合成信號和第4合成信號。另外，電源電路22對LNB102的各構成要素供給功率。
如上所述，頻率控制電路56A、56B、56C、56D借助于各自所具備的開關34A、34B、34C、34D的通/斷來切換被輸入信號重組電路55的輸入信號所要通過的通路，從而進行上述輸入信號的頻率轉換或者不進行上述輸入信號的頻率轉換。
但是，如果采用上述結構，在開關34A、34B、34C、34D通/斷時，由于在未連接開關34A、34B、34C、34D的通路上存在的寄生電容，上述輸入信號就會泄露到未連接開關34A、34B、34C、34D的通路上。
具體而言，在開關34A、34B、34C、34D斷開的情況下，由于在當開關34A、34B、34C、34D導通時連接的通路上存在的寄生電容，即，在連接有混頻器35A、35B、35C、35D的通路上存在的寄生電容，上述輸入信號會泄露到連接有混頻器35A、35B、35C、35D的通路上。但是，由于通過混頻器35A、35B、35C、35D從而被進行充分的衰減，因此，上述輸入信號的泄漏并不會導致什么問題。
然而，在開關34A、34B、34C、34D導通的情況下，由于在當開關34A、34B、34C、34D斷開時連接的通路上存在的寄生電容，即，在上述旁路通路上存在的寄生電容，上述輸入信號將會泄露到上述旁路通路上。與上述開關34A、34B、34C、34D斷開時的情況不同，在該情況下，將會導致下述問題的發生，即由混頻器35A、35B、35C、35D進行了頻率轉換的上述輸入信號和通過上述旁路通路的上述輸入信號的泄漏將在混頻器35A、35B、35C、35D的輸出側進行混頻，從而造成上述輸入信號的信號品質劣化。
發明內容
本發明是鑒于上述問題而進行的，其目的在于提供一種適于能夠減少上述輸入信號的泄漏的信號重組電路的集成電路裝置、以及具備該集成電路裝置的低噪聲變頻器。
為了實現上述目的，本發明的集成電路裝置具有N個輸入；M個輸出；N個放大部，被輸入上述N個輸入的N個輸入信號分別分支為兩路，對上述分別分支為兩路的輸入信號的一路實施放大；N個頻帶轉換部，對上述分別分支為兩路的輸入信號的另一路實施頻率轉換；以及2N×M開關部，由上述N個放大部和上述N個頻帶轉換部輸出的共計2N個輸出信號作為2N個輸入信號被輸入，進行控制使得將選自上述2N個輸入信號的信號分別輸出到選自上述M個輸出的輸出。
根據上述結構，本發明的集成電路裝置構成為上述輸入信號分別分支為兩路后被輸入進行上述輸入信號的頻率轉換的通路和不進行上述頻率轉換的通路。這樣，預先分別由N個輸入信號生成各自的未進行頻率轉換的信號和進行了頻率轉換的信號的兩者，2N×M開關部從上述2N個信號中選擇所需的信號并將其輸出到M個輸出中的所期望的輸出。其結果，無需象上述現有技術那樣用開關來切換進行頻率轉換的通路和不進行頻率轉換的通路，從而能夠減少因此而發生的上述輸入信號的泄漏。通過上述，可以取得這樣的效果，即可提供一種適于能夠減少上述輸入信號的泄漏的信號重組電路的集成電路裝置。
另外，為了實現上述目的，本發明的低噪聲下變頻器在其具備的信號重組電路中包括上述集成電路裝置。
根據上述結構，本發明的低噪聲下變頻器在上述信號重組電路中使用上述集成電路裝置，由此，可以取得這樣的效果，即可實現一種能夠減少上述輸入信號的泄漏的低噪聲下變頻器。
本發明的其他目的、特征和優點在以下的描述中會變得十分明了。此外，以下參照附圖來明確本發明的優點。
圖1表示本發明的一個實施方式，是表示信號重組電路1的要部結構的框圖。
圖2表示本發明的另一實施方式，是表示信號重組電路2的要部結構的框圖。
圖3是說明混頻器的動作的圖。
圖4是表示在由差動放大電路構成放大器、由雙平衡吉爾伯特混頻器(DoubleBalance Gilbert Mixer)構成混頻器時的實施例的圖。
圖5是表示4×2開關電路的實施例的圖。
圖6是表示4×2開關電路的另一個實施例的圖。
圖7是表示用于使圖6的4×2開關電路所具備的直流電流源通/斷的電路的實施例的圖。
圖8是表示用于使圖6的4×2開關電路所具備的阻抗元件Z1可變的電路的實施例的圖。
圖9是表示用于進一步改善圖6的4×2開關電路斷開時的信號的隔離特性的電路的圖。
圖10表示本發明的另一實施方式，是表示信號重組電路2的要部結構的框圖。
圖11表示現有技術，是表示衛星廣播接收裝置的概略圖。
圖12表示現有技術，是表示LNB的電路圖。
圖13表示現有技術，是表示上述LNB所具備的信號重組電路的電路圖。
具體實施例方式
(實施方式1)下面，根據附圖來說明本發明的一個實施方式。以下，說明將本發明的集成電路裝置(以下，稱為“開關組(Switch Block)”)用作LNB的信號重組電路的一部分的情形。
圖2表示LNB102的電路結構，其中，將圖13的信號重組電路55置換為本實施方式的信號重組電路2。另外，關于LNB102的電路結構，由于在上述的現有技術中已經對此進行了說明，所以，省略其說明。此外，除特別說明之外，被賦予相同標號的構件具有相同的功能。
另外，第1合成信號和第2合成信號被輸入信號重組電路2。關于第1合成信號和第2合成信號，由于其形成與上述現有技術部分所述的上述第1合成信號及上述第2合成信號相同，所以，在此省略其說明。
如圖2所示，信號重組電路2具有開關組1A；圖13的低通濾波器36A、36B；圖13的高通濾波器37A、37B；圖13的信號耦合器38A、38B。
開關細1A具有2個輸入端子In1、In2，也是信號重組電路2的輸入端子；放大器a1、a2；混頻器m1、m2；4×4開關電路SW2；4個輸出端子PO1～PO4；輸出本振信號的本振信號發生器L1，該本振信號被輸入混頻器；控制裝置S1，控制4×4開關電路SW2。
以下，對信號重組電路2進行詳細的說明。
上述第1合成信號被輸入輸入端子In1，上述第2合成信號被輸入輸入端子In2。放大器a1對被輸入輸入端子In1的上述第1合成信號進行放大，放大器a2對被輸入輸入端子In2的上述第2合成信號進行放大。混頻器m1對被輸入輸入端子In1的上述第1合成信號進行頻率轉換，混頻器m2對被輸入輸入端子In2的上述第2合成信號進行頻率轉換。
4×4開關電路SW2，根據控制裝置S1的指示，將選自由放大器a1、a2放大后的上述第1合成信號及上述第2合成信號和由混頻器m1、m2進行了頻率轉換后的上述第1合成信號及上述第2合成信號的信號分別輸出到選自輸出端子PO1～PO4的端子。
低通濾波器36A、36B、高通濾波器37A、37B、信號耦合器38A、38B與上述現有技術部分所述相同，所以，在此省略其說明。
下面，闡述信號重組電路2的連接關系。
輸入端子In1與放大器a1、混頻器m1連接。同樣地，輸入端子In2與放大器a2、混頻器m2連接。
4×4開關電路SW2與放大器a1、a2的輸出、混頻器m1、m2的輸出連接。低通濾波器36A與4×4開關電路SW2的輸出端子PO1連接，高通濾波器37A與4×4開關電路SW2的輸出端子PO2連接，低通濾波器36B與4×4開關電路SW2的輸出端子PO3連接，高通濾波器37B與4×4開關電路SW2的輸出端子PO4連接。
信號耦合器38A與低通濾波器36A的輸出、高通濾波器37A的輸出連接，信號耦合器38B與低通濾波器36B的輸出、高通濾波器37B的輸出連接。
下面，說明信號重組電路2的動作。
被輸入輸入端子In1的上述第1合成信號分支為兩路，并被分別輸入放大器a1和混頻器m1。放大器a1對上述第1合成信號進行放大，并向4×4開關電路SW2輸出。混頻器m1對上述第1合成信號和由本振信號發生器L1發送來的本振信號進行混頻，實施頻率轉換，并向4×4開關電路SW2輸出。
被輸入輸入端子In2的上述第2合成信號分支為兩路，并被分別輸入放大器a2和混頻器m2。放大器a2對上述第2合成信號進行放大，并向4×4開關電路SW2輸出。混頻器m2對上述第2合成信號和由本振信號發生器L1發送來的本振信號進行混頻，實施頻率轉換，并向4×4開關電路SW2輸出。
4×4開關電路SW2，根據控制裝置S1的指示，將選自放大器a1、a2、混頻器m1、m2的輸出信號的信號分別輸出到選自輸出端子PO1～PO4的端子。
低通濾波器36A使輸出端子PO1輸出的上述輸出信號的低頻帶側所包含的頻率成分通過，高通濾波器37A使輸出端子PO2輸出的上述輸出信號的高頻帶側所包含的頻率成分通過，信號耦合器38A合成低通濾波器36A、高通濾波器37A的上述輸出信號，輸出第3合成信號。
低通濾波器36B使輸出端子PO3輸出的上述輸出信號的低頻帶側所包含的頻率成分通過，高通濾波器37B使輸出端子PO4輸出的上述輸出信號的高頻帶側所包含的頻率成分通過，信號耦合器38B合成低通濾波器36B、高通濾波器37B的上述輸出信號，輸出第4合成信號。
另外，關于上述第3合成信號和上述第4合成信號被輸入下一級的中頻放大器17A、17B后的處理，由于該處理和上述現有技術部分所述相同，故省略其說明。
如上所述，信號重組電路2被構成為上述第1合成信號和上述第2合成信號分別分支為兩路，并被輸入不對上述第1合成信號和上述第2合成信號實施頻率轉換的通路(放大器a1、a2的通路)、對上述第1合成信號和上述第2合成信號實施頻率轉換的通路(混頻器m1、m2的通路)。在本實施方式中，如上所述，預先分別由上述第1合成信號和第2合成信號生成未進行頻率轉換的信號和進行了頻率轉換的信號的兩者。然后，借助于4×4開關電路SW2，從上述4個信號中選擇出所需的信號，并將其輸出到在輸出端子PO1～PO4中的所期望的輸出端子。例如，在通過信號耦合器38A得到所期望的第3合成信號時，從4×4開關電路SW2的4個輸入信號中選擇2個，將其中一個輸出到輸出端子PO1，將另一個輸出到輸出端子PO2。
因此，與上述現有技術(圖13)中所示的信號重組電路55相比較而言，在本實施方式中，無需使用開關34A、34B、34C、34D來切換不對上述第1合成信號及第2合成信號進行頻率轉換的通路和對上述第1合成信號及第2合成信號進行頻率轉換的通路，從而能夠減少在開關34A、34B、34C、34D通/斷時，因切換不對上述第1合成信號及第2合成信號進行頻率轉換的通路和對上述第1合成信號及第2合成信號進行頻率轉換的通路所導致的上述第1合成信號和上述第2合成信號的泄漏。
另外，在開關組1A中，4×4開關電路SW2被配置在混頻器m1、m2、放大器a1、a2的下一級，因此，混頻器的數量與輸入端子相同即可，所以，在N＜M時，混頻器的數量可以比過去少。其結果，能夠減小信號重組電路2的布圖面積，從而可以降低成本。
但是，由于分別設置不對上述第1合成信號及上述第2合成信號進行頻率轉換的通路和對上述第1合成信號及上述第2合成信號進行頻率轉換的通路，因此，在從上述不進行頻率轉換的通路輸出上述第1合成信號及上述第2合成信號的情況下，以及在從上述進行頻率轉換的通路輸出上述第1合成信號及上述第2合成信號的情況下，上述第1合成信號及上述第2合成信號的輸出電平將會發生變化。因此，優選的是，對連接在LNB102的后一級的調諧器的信號輸入電平為恒定。
由此，使得開關組1A所具備的混頻器m1、m2的增益和放大器a1、a2的增益相同。其結果，能夠使得在從上述不進行頻率轉換的通路輸出上述第1合成信號及上述第2合成信號的情況下，以及在從上述進行頻率轉換的通路輸出上述第1合成信號及上述第2合成信號的情況下，上述第1合成信號及上述第2合成信號的輸出電平相同。
以上，闡述了具備開關組1A的信號重組電路2的動作、特征。接著，在圖1中表示作為信號重組電路2內的開關組1A的一般形態的開關組1的概略結構。
如圖1所示，開關組1具有N個輸入端子In1～InN(N個輸入)；N個放大器a1～aN(N個放大裝置)；N個混頻器m1～mN(N個頻帶轉換裝置)；2N×M開關電路SW1(2N×M開關裝置)；M個輸出端子PO1～POM(M個輸出)；輸出本振信號的本振信號發生器L1，該本振信號被輸入未圖示的混頻器；控制裝置S1，控制2N×M開關電路SW1。
下面，闡述開關組1的連接關系。
N個輸入端子In1～InN分別與N個放大器a1～aN、N個混頻器m1～mN連接。另外，N個放大器a1～aN的輸出及N個混頻器m1～mN的輸出與2N×M開關電路SW1連接。例如，輸入端子In1與放大器a1、混頻器m1連接，放大器a1的輸出及混頻器m1的輸出與2N×M開關電路SW1。
此外，當輸入端子In1～InN為差動輸入端子時，以及當輸出端子PO1～POM為為差動輸出端子時，將一對差動對端子作為一個輸入端子和一個輸出端子。
接著，使用混頻器mN來說明混頻器m1、m2進行頻率轉換時的動作。
圖3表示由第1頻帶A和第2頻帶B構成的合成信號被輸入混頻器mN的情況。在圖3中，輸入端子P1是混頻器mN的輸入端子，輸出端子P2是混頻器mN的輸出端子，本振信號輸入端子P3是混頻器mN的本振信號輸入端子，本振信號頻率fLO是被輸入混頻器mN的本振信號的頻率。第1頻帶A的波段為f1～f1+/Δf，第2頻帶B的波段為f2-Δf～f2，f1＜f2。
下面，說明本振信號頻率fLO的設定方法。
首先，如果第2頻帶B的頻率高于第1頻帶A，那么，將本振信號頻率fLO設定為第1頻帶A內最低的頻率與第2頻帶B內最高的頻率相加后所得到的頻率即可。另外，如果第2頻帶B的頻率低于第1頻帶A，那么，將本振信號頻率fLO設定為第1頻帶A內最高的頻率與第2頻帶B內最低的頻率相加后所得到的頻率即可。在上述合成信號中，f1＜f2，第2頻帶B的頻率高于第1頻帶A，因此，本振信號頻率fLO＝f1+f2。
通過如上所述地設定本振信號頻率fLO，能夠使第1頻帶A與第2頻帶B不相互重疊地進行頻率轉換。其結果，可減少上述合成信號的干擾、妨礙。
接著，說明混頻器mN的動作。在混頻器mN中，由輸入端子P1輸入的上述合成信號與由本振信號輸入端子P3輸入的上述本振信號混頻，上述合成信號的上述第1頻帶A成為fLO-(f1～f1+Δf)＝f2-Δf～f2，上述第2頻帶B成為fLO-(f2-Δf～f2)＝f1～f1+Δf。如此，可相互替換上述合成信號內的上述第1頻帶A與上述第2頻帶B。
另外，優選的是，所有的混頻器共用上述本振信號。如果所有的混頻器共用上述本振信號，那么，即使在混頻器的數量較多的情況下，也可由一個本機振蕩器供給所有的本振信號，從而能夠縮小電路規模，減小功耗。
接著，說明放大器a1、a2和混頻器m1、m2的實施例，進而說明4×4開關電路SW2之外的2N×M開關電路SW1的實施例。
圖4表示在由雙平衡吉爾伯特混頻器構成混頻器m1、由差動放大電路構成放大器a1時的實施例。
上述雙平衡吉爾伯特混頻器，具有晶體管差動對Q1·Q2；阻抗元件ZE1，被連接在晶體管差動對Q1·Q2的晶體管Q1(NPN型)的發射極與晶體管差動對Q1·Q2的晶體管Q2(NPN型)的發射極之間；直流電流源I1，與晶體管Q1的發射極連接；直流電流源I2，與晶體管Q1的發射極連接。
另外，還具有晶體管差動對Q5·Q6；晶體管差動對Q7·Q8；阻抗負載ZL1，被連接在晶體管差動對Q5·Q6的晶體管Q5(NPN型)的集電極與基準電壓源Vcc之間；阻抗負載ZL2，被連接在晶體管差動對Q7·Q8的晶體管Q8(NPN型)的集電極與基準電壓源Vcc之間。
并且，晶體管Q1的集電極與晶體管差動對Q5·Q6的發射極連接，晶體管Q2的集電極與晶體管差動對Q7·Q8的發射極連接，晶體管差動對Q5·Q6的晶體管Q6(NPN型)的集電極與晶體管Q8的集電極連接，晶體管差動對Q7·Q8的晶體管Q7(NPN型)的集電極與晶體管Q5的集電極連接。
另外，晶體管Q5的集電極與阻抗負載ZL1的連接點、晶體管Q8的集電極與阻抗負載ZL2的連接點成為差動輸出端子Pout2·Pout2X。
進而，晶體管Q5的基極與晶體管Q8的基極相互連接，成為晶體管差動對Q5·Q6與晶體管差動對Q7·Q8的本振信號輸入端子Plo。晶體管Q6的基極與晶體管Q7的基極相互連接，成為晶體管差動對Q5·Q6與晶體管差動對Q7·Q8的本振信號輸入端子PloX。
上述差動放大電路，具有晶體管差動對Q3·Q4；阻抗元件ZE2，被連接在晶體管差動對Q3·Q4的晶體管Q3(NPN型)的發射極與晶體管差動對Q3·Q4的晶體管Q4(NPN型)的發射極之間；直流電流源I3，與晶體管Q3的發射極連接；直流電流源I4，與晶體管Q4的發射極連接；阻抗負載ZL3，被連接在晶體管Q3的集電極與基準電壓源Vcc之間；阻抗負載ZL4，被連接在晶體管Q4的集電極與基準電壓源Vcc之間。
并且，晶體管Q3的集電極與阻抗負載ZL3的連接點、晶體管Q4的集電極與阻抗負載ZL4的連接點成為差動輸出端子Pout1·Pout1X。
另外，上述雙平衡吉爾伯特混頻器所具備的晶體管Q1的基極與上述差動放大電路所具備的晶體管Q3的基極相互連接，上述雙平衡吉爾伯特混頻器所具備的晶體管Q2的基極與上述差動放大電路所具備的晶體管Q4的基極相互連接，成為由上述雙平衡吉爾伯特混頻器和上述差動放大電路共用的差動輸入端子Pin1·Pin1X。
另外，如上所述，信號重組電路1的放大器a1～aN的增益和混頻器m1～mN的增益相同。在由上述差動放大電路構成放大器a1～aN、由上述雙平衡吉爾伯特混頻器構成混頻器m1～mN時，通過將上述雙平衡吉爾伯特混頻器的阻抗負載ZL1、ZL2的大小以及上述差動放大電路的阻抗負載ZL3、ZL4的大小調整為適當的值，能夠使得放大器a1～aN的增益和混頻器m1～mN的增益相同。此外，用上述那樣的差動型電路構成放大器a1～aN和混頻器m1～mN，可以得到一種抗干擾性強、噪聲特性優良的電路。
接著，作為2N×M開關電路SW1的實施例，圖5表示4×2開關電路SW3的實施例。上述4×2開關電路SW3具備開關sw11、sw12、sw13、sw14、sw15、sw16、sw17、sw18；開關sw11、sw12共用的輸入端子PI11；開關sw13、sw14共用的輸入端子PI12；開關sw15、sw16共用的輸入端子PI21；開關sw17、sw18共用的輸入端子PI22；開關sw11、sw13、sw15、sw17共用的輸出端子PO1；開關sw12、sw14、sw16、sw18共用的輸出端子PO2。
通過采用上述結構，借助于開關sw11～sw18的控制，可以提供從任意的輸入端子PI11、PI12、PI21、PI22到任意的輸出端子PO1、PO2的通路，也可以阻斷從任意的輸入端子PI11、PI12、PI21、PI22到任意的輸出端子PO1、PO2的通路。
進而，作為上述4×2開關電路SW3的另一實施例，圖6表示由差動電壓-電流轉換電路構成的4×2開關電路SW4的實施例。如果沒有特別的說明，被賦予了和4×2開關電路SW3相同的標號的構件具有同樣的功能。另外，下述的差動輸入端子及差動輸出端子是一個晶體管差動對的差動輸入端子或差動輸出端子，是開關電路的一個輸入或輸出。
圖6所示的4×2開關電路SW4具備開關sw21、sw22、sw23、sw24、sw25、sw26、sw27、sw28。
開關sw21～sw28的每一個均為差動電壓-電流轉換電路，該差動電壓-電流轉換電路具備晶體管差動對Q9·Q10；阻抗元件Z1，被連接在晶體管差動對Q9·Q10的晶體管Q9(NPN型)的發射極與晶體管差動對Q9·Q10的晶體管Q10(NPN型)的發射極之間；直流電流源I5，與晶體管Q9的發射極連接；直流電流源I6，與晶體管Q10的發射極連接。
另外，開關sw21、sw22的各自的晶體管Q9的基極相互連接，開關sw21、sw22的各自的晶體管Q10的基極相互連接，由此，構成開關sw21、sw22共用的差動輸入端子PI11·PI11X。
同樣地，開關sw23、sw24的各自的晶體管Q9的基極相互連接，開關sw23、sw24的各自的晶體管Q10的基極相互連接，由此，構成開關sw23、sw24共用的差動輸入端子PI12·PI12X。
同樣地，開關sw25、sw26的各自的晶體管Q9的基極相互連接，開關sw25、sw26的各自的晶體管Q10的基極相互連接，由此，構成開關sw25、sw26共用的差動輸入端子PI21·PI21X。
同樣地，開關sw27、sw28的各自的晶體管Q9的基極相互連接，開關sw27、sw28的各自的晶體管Q10的基極相互連接，由此，構成開關sw27、sw28共用的差動輸入端子PI22·PI22X。
另外，4個上述差動輸入端子相當于4×2開關電路SW4的4個輸入端子。
此外，開關sw22、sw24、sw26、sw28的各自的晶體管Q9的集電極相互連接，開關sw22、sw24、sw26、sw28的各自的晶體管Q10的集電極相互連接，由此，構成差動輸出端子PO1·PO1X。
同樣地，開關sw21、sw23、sw25、sw27的各自的晶體管Q9的集電極相互連接，開關sw21、sw23、sw25、sw27的各自的晶體管Q10的集電極相互連接，由此，構成差動輸出端子PO2·PO2X。
另外，2個上述差動輸出端子相當于4×2開關電路SW4的2個輸出端子。
開關sw21～sw28通過使各自所具備的直流電流源I5、I6通/斷而進行動作，以提供從任意的差動輸入端子PI11·PI11X、PI12·PI12X、PI21·PI21X、PI22·PI22X到任意的差動輸出端子PO1·PO1X、PO2·PO2X的通路，或者，阻斷從任意的差動輸入端子PI11·PI11X、PI12·PI12X、PI21·PI21X、PI22·PI22X到任意的差動輸出端子PO1·PO1X、PO2·PO2X的通路。
圖7表示用于進行開關sw21～sw28各自所具備的直流電流源I5、I6的通/斷動作的電路的實施例的圖。在圖7中，以開關sw21為例進行說明。開關sw21的基本的電路結構已在上述進行了說明，故省略其說明。
如圖7所示，作為開關sw21的直流電流源I5、I6具備由晶體管Q11、Q12、Q13(NPN型)構成的電流鏡電路、直流電流源I7、開關sw30，借助于開關sw30的通/斷，可進行直流電流源I5、I6的通/斷動作，其結果，能夠進行開關sw21～sw28的動作。
如上所述，通過用差動型電路構成2N×M開關電路SW1，可以得到抗干擾性強、噪聲特性優良的2N×M開關電路SW1。
另外，如果將連接在開關sw21～sw28各自所具備的晶體管差動對Q9·Q10的發射極之間的阻抗元件Z1設定為可變，就能夠將開關sw21～sw28的電壓-電流轉換增益設定為可變。圖8表示具有上述結構的開關sw21～sw28的實施例。另外，在圖8中，以開關sw21為例進行說明。開關sw21的基本的電路結構已在上述進行了說明，故省略其說明。
在圖8中，被連接在開關sw21所具備的晶體管差動對Q9·Q10的發射極之間的阻抗元件Z1由下述構成，即串聯連接的電阻R1、R2、R3；連接在電阻R2的兩端的MOS晶體管M1(n溝道型)；作為MOS晶體管M1的柵極的阻抗控制端子Pctrl。根據被施加給阻抗控制端子Pctrl的電壓，MOS晶體管M1導通/截止，其結果，阻抗元件Z1成為可變。
通過采用上述結構，在要求由信號重組電路1輸出的信號的輸出電平為完全相等的電平的系統的情況下，能夠對開關sw21～sw28的電路內的寄生電阻成分或因寄生電容成分而產生的電平的變化進行校正。
此外，為了強化開關sw21～sw28斷開時的信號隔離特性，可以采用在開關sw21～sw28內還包括開關的結構。圖9表示上述結構的開關sw21～sw28的實施例。另外，在圖9中，以開關sw21為例進行說明。開關sw21的基本的電路結構已在上述進行了說明，故省略其說明。
圖9表示了在開關sw21所具備的晶體管差動對Q9·Q10的集電極上配置了MOS晶體管Msw1、Msw2(n溝道型)、作為MOS晶體管Msw1、Msw2的柵極的控制端子Psw的結構。根據被施加給控制端子Psw的電壓，MOS晶體管Msw1、Msw2導通/截止。
通過采用上述結構，在開關sw21～sw28斷開時，使MOS晶體管Msw1、Msw2截止，由此，能夠強化信號的隔離特性。
以上，闡述了放大器a1、a2、混頻器m1、m2、4×4開關電路SW2之外的2N×M開關電路SW1的實施例。但是，本發明并不限于上述結構。
通過在LNB中配置上述的信號重組電路2，由此，難以出現上述第1合成信號及上述第2合成信號的泄漏和輸出電平的差異，并能夠實現一種混頻器的數量較少的LNB。另外，如果LNB具備圖1的2N×M開關電路SW1，就能夠將N個合成信號輸入信號重組電路。
(實施方式2)圖10表示本發明的另一實施方式信號重組電路2內的開關組1B的概略結構。如果沒有特別的說明，被賦予和開關組1A相同的標號的構件具有同樣的功能。
如圖10所示，開關組1B具有低噪聲放大器(LNA)lna1、lna2；放大器a1、a2；混頻器m1、m2；4×2開關電路SW5；本振信號發生器L1；控制裝置S1。另外，輸入端子In1、In2是開關組1B的輸入端子，輸出端子PO1、PO2是開關組1B的輸出端子。
低噪聲放大器lna1用于對被輸入輸入端子In1的第1合成信號實施低噪聲放大，低噪聲放大器lna2用于對被輸入輸入端子In2的第2合成信號實施低噪聲放大。此外，4×2開關電路SW5是2N×M開關電路SW1的一個示例。
下面，對其連接關系進行說明。
低噪聲放大器lna1與輸入端子Inl連接，低噪聲放大器lna1的輸出分支為兩路，上述被分支為兩路的低噪聲放大器lna1的輸出的一路與放大器a1連接，上述被分支為兩路的低噪聲放大器lna1的輸出的另一路與混頻器m1連接。
同樣地，低噪聲放大器lna2與輸入端子In2連接，低噪聲放大器lna2的輸出分支為兩路，上述被分支為兩路的低噪聲放大器lna2的輸出的一路與放大器a2連接，上述被分支為兩路的低噪聲放大器lna2的輸出的另一路與混頻器m2連接。
另外，放大器a1、a2的輸出、混頻器m1、m2的輸出與4×2開關電路SW5連接。
此外，由于其動作與上述實施方式1所述的信號重組電路2相同，所以，省略其說明。
關于LNB的噪聲特性，較之于信號重組電路后一級的電路而言，信號重組電路前一級的電路對LNB的噪聲特性的影響是決定性。因此，通過在輸入端子In1、In2與放大器a1、a2、混頻器m1、m2之間配置低噪聲放大器lna1、lna2，可以得到噪聲特性比具備開關組1A的信號重組電路2更為優良的電路，從而也適于對噪聲特性要求苛刻的系統。
此外，可以將低噪聲放大器lna1、lna2的增益設定為可變。這是因為，如果被輸入輸入端子In1、In2的信號電平較高，當由低噪聲放大器lna1、lna2進行放大時，上述信號將會發生失真。因此，如果將低噪聲放大器lna1、lna2的增益設定為可變，那么，在上述的情況下，就能夠減小低噪聲放大器lna1、lna2的增益，從而抑制上述信號的失真。
如上所述，通過在放大器a1、a2、混頻器m1、m2的前一級設置低噪聲放大器lna1、lna2，能夠得到噪聲特性更為優異的信號重組電路2。
在本實施方式的集成電路裝置中，將上述2N×M開關部配置于上述N個頻帶轉換部和上述N個放大部的后一級。因此，在N＜M時，可以將上述N個頻帶轉換部所具備的混頻器的數量設定得比過去少，從而能夠實現低成本化。
在本實施方式的集成電路裝置中，除上述結構之外，還可以為，上述放大部具有與上述N個頻帶轉換部的增益相等的增益。
根據上述結構，通過使上述N個放大部的增益與上述N個頻帶轉換部的增益相等，即使是在分別設置上述進行輸入信號的頻率轉換的通路和不進行頻率轉換的通路，也能夠使得上述輸入信號的輸出電平相等。
在本實施方式的集成電路裝置中，除上述結構之外，還可以為，上述N個放大部由差動放大電路構成。
根據上述結構，由于上述差動放大電路為差動輸入輸出結構，所以，通過將上述差動放大電路用作上述N個放大部，與單結構相比較而言，能夠得到抗干擾性較強、噪聲特性優異的上述N個放大部。
在本實施方式的集成電路裝置中，除上述結構之外，還可以為，上述N個頻帶轉換部由雙平衡吉爾伯特混頻器構成。
根據上述結構，由于上述雙平衡吉爾伯特混頻器為差動輸入輸出結構，所以，通過將上述雙平衡吉爾伯特混頻器用作上述N個頻帶轉換部，能夠得到抗干擾性較強、噪聲特性優異的上述N個頻帶轉換部。
在本實施方式的集成電路裝置中，除上述結構之外，還可以為，上述N個頻帶轉換部，對上述N個輸入信號所具有的被包含在第1頻帶內的信號和被包含在不與上述第1頻帶重疊的第2頻帶內的信號，使上述頻帶不相互重疊地實施頻率轉換。
根據上述結構，通過使第1頻帶和低2頻帶不相互重疊地實施頻率轉換，可以減少上述輸入信號的干擾、妨害。例如，另外，上述第1頻帶是上述現有技術部分所述的高頻帶，上述第2頻帶是上述現有技術部分所述的低頻帶。
在本實施方式的集成電路裝置中，除上述結構之外，還可以為，當上述第2頻帶的頻率高于上述第1頻帶時，為進行上述N個頻帶轉換部的頻率轉換而被輸入上述N個頻帶轉換部的本振信號的信號頻率可以設定為上述第1頻帶內最低的頻率與上述第2頻帶內最高的頻率相加后所得到的頻率。
根據上述結構，通過如上所述地設定上述本振信號的頻率，上述N個頻帶轉換部能夠使上述輸入信號的上述第1頻帶與上述第2頻帶不相互重疊地實施頻率轉換。
在本實施方式的集成電路裝置中，除上述結構之外，還可以為，當上述第2頻帶的頻率低于上述第1頻帶時，為進行上述N個頻帶轉換部的頻率轉換而被輸入上述N個頻帶轉換部的本振信號的信號頻率可以設定為上述第1頻帶內最高的頻率與上述第2頻帶內最低的頻率相加后所得到的頻率。
根據上述結構，通過如上所述地設定上述本振信號的頻率，上述N個頻帶轉換部能夠使上述輸入信號的上述第1頻帶與上述第2頻帶不相互重疊地實施頻率轉換。
在本實施方式的集成電路裝置中，除上述結構之外，還可以為，為進行上述N個頻帶轉換部的頻率轉換而被輸入上述N個頻帶轉換部的本振信號的信號頻率可以設定為由所有N個頻帶轉換部共用。
根據上述結構，由于被輸入上述N個頻帶轉換部的本振信號被所有的頻帶轉換部共用，所以，即使在上述N個頻帶轉換部的數量增多的情況下，也可由一個本機振蕩器供給所有的本振信號，從而能夠縮小電路規模，減小功耗。
在本實施方式的集成電路裝置中，除上述結構之外，還可以為，在上述N個輸入的每一個與各分支的上述放大部及上述頻帶轉換部之間配置低噪聲放大部。
根據上述結構，通過在上述N個輸入與上述N個放大部及上述N個頻帶轉換部之間配置低噪聲放大部，可以改善噪聲特性，從而也能夠適應對噪聲特性要求苛刻的系統。
在本實施方式的集成電路裝置中，除上述結構之外，還可以為，上述低噪聲放大電路的增益可變。
例如，如果上述輸入信號電平較高，當由低噪聲放大部實施進一步放大時，上述信號將會發生失真。因此，如果上述低噪聲放大電路的增益可變，那么，在上述的情況下，就能夠減小低噪聲放大電路的增益，從而抑制上述輸入信號的失真。
在本實施方式的集成電路裝置中，除上述結構之外，還可以為，上述2N×M開關部由差動電壓-電流轉換電路構成。
根據上述結構，上述差動電壓-電流轉換電路是差動輸入輸出結構，由于輸入阻抗較高，將上述差動電壓-電流轉換電路用作上述2N×M開關部，從而能夠得到抗干擾性強、噪聲特性優異的上述2N×M開關部。
在本實施方式的集成電路裝置中，除上述結構之外，還可以為，關于上述差動電壓-電流轉換電路，通過偏壓控制來切換上述差動電壓-電流轉換電路的通/斷。
通過采用上述結構，可以進行上述2N×M開關部的動作。
在本實施方式的集成電路裝置中，除上述結構之外，還可以為，上述差動電壓-電流轉換電路的電壓-電流轉換增益可變。
例如，在要求由本實施方式的上述集成電路裝置輸出的信號的輸出電平為完全相等的電平的系統的情況下，如上所述，通過將上述差動電壓-電流轉換電路的電壓-電流轉換增益設定為可變，就能夠對上述差動電壓-電流轉換電路內的寄生電阻成分或因寄生電容成分而產生的電平的變化進行校正。
在本實施方式的集成電路裝置中，除上述結構之外，還可以為，上述差動電壓-電流轉換電路還具備開關，借助于該開關的通/斷，可以使上述差動電壓-電流轉換電路的輸出導通或者阻斷。
根據上述結構，通過在上述差動電壓-電流轉換電路的開關部進一步增加開關，可進一步改善上述差動電壓-電流轉換電路與其后一級的電路之間的隔離特性。
本發明的上述具體實施方式
或實施例只是用于闡述本發明的技術內容的示例。本發明并不限于上述具體實施方式
或實施例，不應對其進行狹義的解釋。在本發明的精神和權利要求的范圍內，可進行各種變更來實施之。
權利要求
1.一種集成電路裝置，其特征在于，具有N個輸入；M個輸出；N個放大部，被輸入上述N個輸入的N個輸入信號分別分支為兩路，對上述分別分支為兩路的輸入信號的一路實施放大；N個頻帶轉換部，對上述分別分支為兩路的輸入信號的另一路實施頻率轉換；以及
2N×M開關部，由上述N個放大部和上述N個頻帶轉換部輸出的共計2N個輸出信號作為2N個輸入信號被輸入，進行控制使得將選自上述2N個輸入信號的信號分別輸出到選自上述M個輸出的輸出。
2.根據權利要求1所述的集成電路裝置，其特征在于上述N個放大部具有與上述N個頻帶轉換部的增益相同的增益。
3.根據權利要求1所述的集成電路裝置，其特征在于上述N個放大部是差動放大電路。
4.根據權利要求1所述的集成電路裝置，其特征在于上述N個頻帶轉換部是雙平衡吉爾伯特混頻器。
5.根據權利要求1所述的集成電路裝置，其特征在于上述N個頻帶轉換部，對上述N個輸入信號所具有的被包含在第1頻帶內的信號和被包含在不與上述第1頻帶重疊的第2頻帶內的信號，使上述頻帶不相互重疊地實施頻率轉換。
6.根據權利要求5所述的集成電路裝置，其特征在于當上述第2頻帶的頻率高于上述第1頻帶時，為進行上述N個頻帶轉換部的頻率轉換而被輸入上述N個頻帶轉換部的本振信號的信號頻率為上述第1頻帶內最低的頻率與上述第2頻帶內最高的頻率相加后所得到的頻率。
7.根據權利要求5所述的集成電路裝置，其特征在于當上述第2頻帶的頻率低于上述第1頻帶時，為進行上述N個頻帶轉換部的頻率轉換而被輸入上述N個頻帶轉換部的本振信號的信號頻率為上述第1頻帶內最高的頻率與上述第2頻帶內最低的頻率相加后所得到的頻率。
8.根據權利要求1所述的集成電路裝置，其特征在于為進行上述N個頻帶轉換部的頻率轉換而被輸入上述N個頻帶轉換部的本振信號由N個頻帶轉換部共用。
9.根據權利要求1所述的集成電路裝置，其特征在于在上述N個輸入的每一個與各分支的上述放大部及上述頻帶轉換部之間配置低噪聲放大部。
10.根據權利要求9所述的集成電路裝置，其特征在于上述低噪聲放大部的增益是可變的。
11.根據權利要求1所述的集成電路裝置，其特征在于上述2N×M開關部由差動電壓-電流轉換電路構成。
12.根據權利要求11所述的集成電路裝置，其特征在于關于上述差動電壓-電流轉換電路，通過偏壓控制來切換上述差動電壓-電流轉換電路的通/斷。
13.根據權利要求11所述的集成電路裝置，其特征在于上述差動電壓-電流轉換電路的電壓-電流轉換增益是可變的。
14.根據權利要求11所述的集成電路裝置，其特征在于上述差動電壓-電流轉換電路還具備開關，借助于該開關的通/斷，使上述差動電壓-電流轉換電路的輸出導通或者阻斷。
15.一種低噪聲下變頻器，其特征在于權利要求1至14中的任意一項所述的集成電路裝置被用于上述低噪聲下變頻器所具備的信號重組電路。
全文摘要
本發明提供一種適于能夠減少輸入信號的泄漏的信號重組電路(1)的集成電路裝置。信號重組電路(1)具有N個輸入(In1～InN)；M個輸出(PO1～POM)；N個放大部(a1～aN)，被輸入上述N個輸入(In1～InN)的N個輸入信號分別分支為兩路，對上述分別分支為兩路的2N個輸入信號的一路實施放大；N個頻帶轉換部(m1～mN)，對上述分別分支為兩路的2N個輸入信號的另一路實施頻率轉換；以及2N×M開關部(SW1)，將由上述N個放大部(a1～aN)和上述N個頻帶轉換部(m1～mN)輸出的上述2N個輸出信號輸出到上述M個輸出(PO1～POM)中的任一個，或者不對上述M個輸出(PO1～POM)輸出上述輸出信號。
文檔編號H04B1/26GK1913374SQ200610111180
公開日2007年2月14日 申請日期2006年8月9日 優先權日2005年8月10日
發明者櫻井祥嗣, 中野佳明 申請人:夏普株式會社