專利名稱：Ofdm解調裝置和方法
技術領域：
本發明涉及一種正交頻分復用(OFDM)解調裝置和方法，用于減少由比保護間隔長的延遲波所引起的干擾。
背景技術：
用于克服比保護間隔長的延遲波的常規均衡器消除了這樣的延遲波。例如，一種反饋類型均衡器被當作這樣的均衡器使用(例如參見日本專利申請公開號2004-165990)。
對于OFDM信道估計，通常，包括在有效符號內的所有點經過快速傅里葉變換，從而提取出導頻子載波分量并執行信道估計。
然而，上述解調裝置沒有令人滿意的延遲波消除性能。
此外，因為一個有效符號周期(N個點)的接收的信號被用于信道估計，因此符號間干擾(在當前和前一個符號之間的干擾)和子載波間干擾都存在，結果是信道估計的準確性降低了。
發明內容
按照本發明的第一方面，提供了一種正交頻分復用(OFDM)解調裝置，包括天線，用于接收包括保持周期的信號，所述保持周期包括從最大延遲時間的延遲波的前導部分到前一個波的結尾部分范圍的周期的部分；估計單元，用于估計由所述天線接收到的所述信號的信道響應；保持單元，用于基于所述信道響應，保持所述保持周期內所包含的第一信號分量，該第一信號分量包括第二信號分量，該第二信號分量被包含在預設長度的周期內，該預設長度的周期被包括在所述保持周期內；獲取單元，用于通過將所述第二信號分量進行變頻來獲取一組濾波器組輸出(filter bank output)；生成單元，用于基于所述估計的信道響應、多個濾波器組輸出中的每一個的頻率響應、以及對于與所述多個濾波器組輸出中的每一個中所包括的子載波相對應的調制信號的多個候選(candidate)，來生成對于所述多個濾波器組輸出中的每一個的多個副本(replica)；選擇單元，用于選擇所述多個副本中的一個，所選擇的副本令與所述多個濾波器組輸出中的每一個的分量和所述多個副本的分量之間的多個差值相對應的量值最小；以及確定單元，用于基于為所述多個濾波器組輸出中的每一個選擇的所述副本來確定所述調制信號。
按照本發明的第二個方面，提供了一種正交頻分復用(OFDM)解調方法，包括估計包括保持周期的信號的信道響應，所述保持周期包括從最大延遲時間的延遲波的前導部分到前一個波的結尾部分范圍的周期的部分；基于所述信道響應，保持所述保持周期中所包含的第一信號分量，該第一信號分量包括第二信號分量，該第二信號分量被包含在預設長度的周期內，該預設長度的周期被包括在所述保持周期內；通過將所述第二信號分量進行變頻來獲取一組濾波器組輸出；基于所述估計的信道響應、多個濾波器組輸出中的每一個的頻率響應以及對于與所述多個濾波器組輸出中的每一個中所包括的子載波相對應的調制信號的多個候選，來生成對于所述多個濾波器組輸出中的每一個的多個副本；選擇所述多個副本中的一個，所選擇的副本令與所述多個濾波器組輸出中的每一個的分量和所述多個副本的分量之間的多個差值相對應的量值最小；以及基于為所述多個濾波器組輸出中的每一個選擇的副本來確定所述調制信號。
圖1的框圖說明了按照本發明的第一實施例的OFDM解調裝置；圖2的視圖用于說明無ISI周期(ISI-free period)；圖3的圖表說明了圖1的裝置中采用的窗函數的頻率響應示例；圖4的流程圖說明了圖1的OFDM解調裝置的操作；圖5的框圖說明了按照本發明的第二實施例的OFDM解調裝置；圖6的流程圖說明了圖5的OFDM解調裝置的操作；圖7的框圖說明了按照本發明的第三實施例的OFDM解調裝置；
圖8的視圖用于說明輸入到圖7所示的誤差計算單元的子載波；圖9的流程圖說明了圖7的OFDM解調裝置的操作；圖10是圖7的OFDM解調裝置的S/N-BER特性；圖11的框圖說明了按照本發明的第三實施例的修改的OFDM解調裝置；圖12的框圖說明了按照本發明的第四實施例的OFDM解調裝置；圖13的視圖說明了出現在圖12的OFDM解調裝置中的網格變換(trellis transition)示例；圖14的流程圖說明了圖12的OFDM解調裝置的操作；圖15的框圖說明了按照本發明的第五實施例的OFDM解調裝置；圖16的框圖說明了按照本發明的第六實施例的OFDM解調裝置；圖17的框圖說明了按照本發明的第七實施例的OFDM解調裝置；圖18a、18b和18c的圖表說明了圖15的OFDM解調裝置的信道估計準確程度；圖19的框圖說明了用于發送將由按照第八和第九實施例的OFDM解調裝置接收的信號的OFDM發射機；圖20的視圖用于說明第八實施例的OFDM解調裝置的原理；圖21的框圖說明了按照本發明的第八實施例的OFDM解調裝置；圖22的圖表說明了出現在圖21中的濾波器組使用的布萊克曼窗(Blackman window)的系數；圖23的圖表說明了由圖21中的濾波器組使用的布萊克曼窗的頻率響應；圖24的圖表說明了圖21的OFDM解調裝置中的似然平均值K和誤比特率之間的關系；圖25的框圖說明了按照本發明的第九實施例的OFDM解調裝置；圖26的視圖用于說明由出現在圖25中的似然估計單元執行的處理過程；以及圖27的圖表說明了第八和第九實施例的OFDM解調裝置的誤比特率特性。
具體實施例方式
現在將參考附圖，給出按照本發明的實施例的OFDM解調裝置、方法和計算機可讀介質的詳細說明。在實施例中，同樣的附圖標記表示同樣的元件，而且不會給出對它們的重復描述。
按照本發明的實施例的OFDM解調裝置、方法和計算機可讀介質可以減少計算量和由比保護間隔長的延遲波引起的干擾，而且不會降低信道估計的準確性。
(第一實施例)首先將參考圖1到圖3，描述第一實施例的OFDM解調裝置。
第一實施例的OFDM解調裝置包括天線101、無ISI(符號間干擾)周期保持器102、串并行轉換器(S/P)103、濾波器組104、誤差計算單元105、誤差加法單元106、候選調制信號單元108和112、信道估計單元109、濾波器特性單元110、采樣時間單元111和副本生成單元113。
天線101接收OFDM信號并將其輸出到低噪聲放大器(LNA)。該LNA將OFDM信號放大到期望的幅度。變頻器將該放大的OFDM信號轉換成中頻(IF)信號。可變增益放大器將該變頻的OFDM信號調整到合適的信號電平。正交解調器對該調整了電平的OFDM信號執行正交解調，從而生成基帶信號。A/D轉換器將該基帶信號轉換為數字信號。LNA、變頻器、可變增益放大器、正交解調器和A/D轉換器都是已知的設備，因此未示出。
信道估計單元109接收通過將基帶信號進行A/D轉換獲得的數字信號，并基于該數字信號估計信道響應。該信道估計單元109將估計的信道響應值輸出到無ISI周期保持器102。該信道估計單元109估計在該OFDM信號中每個延遲波落后領先的波多少度。
無ISI周期保持器102從信道估計單元109接收估計的信道響應值，從而確定數字信號被保持的周期，并在確定的保持周期內保持該數字信號。信道估計單元109設置從最大延遲時間的延遲波的前導部分到前一個波的結尾部分范圍的周期(無ISI周期)的一部分作為保持周期。例如，在圖2所示并由參考標記201表示的數字信號的情況下，從最大延遲時間的延遲波的前導部分到前一個波的結尾部分范圍的周期被設置作為保持周期。
在第一實施例中，假設該無ISI周期長度D被設置為不少于濾波器組104的點的數量M的值，后面將會描述。此外，假設有效符號點的數量N與濾波器組點的數量M的比值K被設置為K＝N/M。而且，第一實施例中，假設N等于8192而且M等于4096(K＝2)。
S/P 103將串行信號轉換成并行信號。假設接收的信號(時域信號)是x(n)(n＝0對應于該有效符號的前導部分)，S/P 103在時間np≤n≤np+M-1(1≤p≤P)從無ISI周期保持器102中取出x(n)，并將它輸入到濾波器組104。這將被稱作在每個采樣時間從無ISI周期保持器102中取出x(n)并把它輸入到濾波器組104的處理。
濾波器組104包括多個窗函數單元115和一個快速傅里葉逆變換(IFFT)單元116。代替該IFFT單元116，可以采用用于執行FFT、離散傅里葉變換(DFT)或逆DFT(IDFT)的設備。該窗函數單元115的數量對應于該濾波器組點的數量。每個窗函數單元115的輸出被提供給IFFT 116。因為IFFT 116有2n(n是自然數)個輸入終端，所以該濾波器組點的數量等于2n(例如，212＝4096)。第一實施例的特征在于，使用了有M(M＝2n)個濾波器組點的基于FFT的濾波器組，而且P個濾波器組輸出被用于最大似然流的估計。如果IFFT或FFT被使用，則一種實現高速計算的方法可以生成所有副本。相反，如果DFT或IDFT被使用，則不能通過單個方法生成所有副本。
由以下公式給出與在時間np≤n≤np+M-1接收到的信號相對應的濾波器組輸出，矢量長度為Mzp＝IFFT(yp) (1)上述公式中的yp滿足以下yp＝[w0·x(np)，w1·x(np+1)，…，wM-1x(np+M-1)](2)其中wm是濾波器組104(0≤m≤M-1)的濾波器系數(窗函數)。圖3示出了當布萊克曼窗被用作窗函數時獲得的頻率響應Wi(M＝4096；0≤i≤N-1)的幅度特性。該頻率響應Wi是濾波器組104的濾波器特性。
候選調制信號單元108生成對應于副本生成單元113的候選調制信號。每個候選調制信號由調制方案確定。濾波器特性單元110存儲由窗函數單元115確定的濾波器組104的濾波器特性Wi。采樣時間單元111確定上述np。
副本生成單元113基于由信道估計單元109所估計的信道響應值、由對應的候選調制信號單元108生成的候選調制信號、存儲在濾波器特性單元110中的濾波器特性、以及由采樣時間單元111確定的np，來生成與接收的信號相對應的子載波的調制信號的副本。
將對上述內容進行更詳細的描述。這里假設si是第i個子載波的調制信號(0≤i≤N-1)，而且將滿足si∈S的V個調制信號中的一個分配給si。在正交頻分復用(QPSK)的情況下，S由下式給出S={exp(j·14π),exp(j·34π),exp(-j·14π),exp(-j·34π)}---(3)]]>其中j2＝-1。此外，假設對應于si的候選調制信號是ci(si∈S；0≤i≤N-1)。而且，假設由下列公式給出的值是作為頻率響應的估計的信道響應值H^i(0≤i≤N-1)---(4)]]>在這種情況下，每個副本生成單元113生成與濾波器組輸出<z>p中的第m(0≤m≤M-1)個相對應的副本rp(m)，并且由下列公式給出(在下面的描述中假設<A>表示矢量A)
rp(m)=Σi=-α+βcK·m+i·H^K·m+i·Wi·exp(-j2π·np·iN)---(5)]]>每個誤差計算單元105計算與在時間np≤n≤np+M-1接收到的信號相對應的濾波器組輸出中的每個候選調制信號的似然值，即，誤差由下式給出Ep(ζ)(m)=(zp(m)-rp(m))2---(6)]]>每個誤差加法單元106計算包括在不同時間獲得的P個濾波器組輸出中的誤差總量，即E(ζ)(m)由下式給出E(ζ)(m)=Σp=1PEp(ζ)(m)---(7)]]>每個確定單元107確定滿足以下表達式的最大似然值(最小誤差)的候選調制信號ciminc{Eζ(m)}---(8)]]>現在將參考圖4，描述第一實施例的OFDM解調裝置的操作。特別地，將給出對第m個濾波器組輸出執行的處理的描述。
首先，p被設置為1(步驟S401)，并且濾波器組104使用上述公式(1)計算<z>p(步驟S402)。以下步驟S402到S407被重復，直到p超過用于估計最大似然流的濾波器組輸出的數量P。接著，ζ被設置為1(步驟S403)，其后步驟S404到S406被重復直到ζ超過417(“4”對應于P，而“17”對應于濾波器組104用于計算的子載波的數量)。
然后，基于由信道估計單元109估計的信道響應值、由對應的第m個候選調制信號單元108生成的候選調制信號、存儲在濾波器特性單元110中的濾波器特性以及由采樣時間單元111確定的np，第m個副本生成單元113生成一個副本(步驟S405)。接著，第m個誤差計算單元105計算候選調制信號的似然值(誤差率)(步驟S406)。
然后，第m個誤差加法單元106計算在不同的時間獲取的P個濾波器組輸出中的誤差總量(步驟S411)。第m個確定單元107選擇提供最小誤差的K個候選調制信號(步驟S412)。在這種情況下，如前所述K＝2。
對任何其它的濾波器組輸出也執行上述同樣的處理。此外，該流程圖中所使用的調制信號是QPSK調制的信號。考慮用于基于公式(5)的計算的子載波的總數被設置為17(即，從K×m-8到K×m+8)。對應于第m個濾波器組輸出的確定單元107確定第K×m個和第K×m+1個子載波的調制信號。
如上所述，本發明的第一實施例的目的在于提供一種OFDM解調裝置，其用于利用無ISI周期，減少由比保護間隔長的延遲波引起的干擾。本實施例的特征在于，為副本生成所考慮的子載波的數量(狀態數)減少了、以及因此通過使用濾波器組來估計最大似然流而減少了計算量。例如，假設在一組濾波器組輸出中所要考慮的子載波的數量是L，則計算的階數是O(VL×M)。
此外，可以通過將濾波器組點的數量設置為2n(n是一個自然數)來使用基于FFT的濾波器組，從而減少計算量。另外，如果P個濾波器組輸出被用于最大似然流的估計，則可以提高S/N。
(第二實施例)下面將參考圖5，描述按照本發明的第二實施例的OFDM解調裝置。第二實施例不同于第一實施例的地方是，前者另外使用了誤差比較單元507和508以及確定單元509和510。雖然，誤差計算單元501、誤差加法單元503、確定單元505或候選調制信號單元511沒有顯示在圖1中，但它們也被包含在第一實施例的OFDM解調裝置中。此外，在第二實施例中，誤差計算單元、誤差加法單元或確定單元的數量不局限于三個(誤差計算單元105、501、502；誤差加法單元106、503、504；確定單元107、505、506)，而是采用了M個誤差計算單元、M個誤差加法單元和M個確定單元。第二實施例的OFDM解調裝置也使用M-1個誤差比較單元(包括比較單元507和508)和M-1個其它的確定單元(包括確定單元509和510)。
誤差比較單元507從誤差加法單元106輸出的誤差總量和從誤差加法單元503輸出的誤差總量中選擇較小的一個。誤差比較單元508進行同樣的操作。
確定單元509基于由誤差比較單元507選擇的總量，選擇最小誤差的候選調制信號。在第二實施例中，例如通過使用誤差比較單元507比較誤差加法單元106和503的輸出，來比較與相鄰頻率的FFT濾波器組輸出相對應的子載波的調制信號。因此，表示較小誤差的候選調制信號的誤差加法信號被輸入到確定單元509。
將參考圖6來描述第二實施例的OFDM解調裝置的操作。特別地，將給出對第m個濾波器組輸出執行的處理的描述。圖6是說明該處理的流程圖。在計算由公式(7)表示的值之前，所執行的操作和圖4所示的一致。
在圖4中的步驟S401到S411被執行之后，圖6中的步驟S601被執行。在步驟S601，與包括最大數量的信號分量cKm的濾波器組104的輸出相對應的確定單元505選擇使得E(ζ)(m)最小的cKm。接著，誤差比較單元507比較從誤差加法單元106輸出的誤差總量(E(ζ)(m))的最小值和從誤差加法單元503輸出的誤差總量(E(ζ)(m-1))的最小值(步驟S602)。如果該誤差比較單元507在步驟S603確定E(ζ)(m-1)小于E(ζ)(m)，則該程序轉到步驟S605，而如果該誤差比較單元507在步驟S603確定E(ζ)(m-1)不小于E(ζ)(m)，則該程序轉到步驟S604。
在步驟S604，確定單元509選擇使得E(ζ)(m)最小的cKm-1，接著該程序轉到步驟S606。在步驟S605，確定單元509選擇使得E(ζ)(m-1)最小的cKm-1，接著該程序轉到步驟S606。也就是，對于cKm-1，相同數量的信號分量被包含在確定單元107和505中，因此較小誤差的確定結果被使用。
同樣地，誤差比較單元508比較從誤差加法單元503輸出的誤差總量(E(ζ)(m))的最小值和從誤差加法單元504輸出的誤差總量E(ζ)(m+1)的最小值(步驟S606)。如果誤差比較單元508在步驟S607確定E(ζ)(m+1)小于E(ζ)(m)，則該程序轉到步驟S609，而如果誤差比較單元508在步驟S607確定E(ζ)(m+1)不小于E(ζ)(m)，則該程序轉到步驟S608。
在步驟S608，確定單元510選擇使得E(ζ)(m)最小的cKm+1。在步驟S609，確定單元510選擇使得E(ζ)(m+1)最小的cKm+1。也就是，對于cKm+1，相同數量的信號分量被包含在確定單元505和506中，因此較小誤差的確定結果被使用。
如上所述，在第二實施例中，可以改善關于與相鄰頻率的FFT濾波器組輸出相對應的子載波的調制信號的確定的性能。
(第三實施例)下面將參考圖7，描述按照本發明的第三實施例的OFDM解調裝置。第三實施例不同于第一實施例的地方在于，前者中確定單元107和505的輸出被分別輸入到副本生成單元702和703。雖然誤差計算單元501、誤差加法單元503、確定單元505或候選調制信號單元511沒有顯示在圖1中，但它們也被包含在第一實施例的OFDM解調裝置中。此外，在第三實施例中，誤差計算單元、誤差加法單元或確定單元的數量不局限于3(誤差計算單元105、501、502；誤差加法單元106、503、504；確定單元107、505、506)，而是采用了M個誤差計算單元、M個誤差加法單元和M個確定單元。
與FFT濾波器組104的M個輸出中的第m個相對應的副本生成單元702使用與濾波器組104的M個輸出中的第m-1個相對應的確定單元107的輸出、即調制信號的確定值，來作為定值。
此外，在第三實施例中，上述處理從濾波器組104的M個輸出的其中一個開始，所述濾波器組輸出包括空子載波和調制子載波的邊界(對應于圖8中的第e個輸出)。這樣做防止了被輸入到誤差計算單元105的更大部分的子載波形成空子載波。因此，初始確定性能(即，確定單元107的確定性能)提高了，這也改善了利用該確定單元107的確定結果由副本生成單元702生成的副本。也就是，提高了整體的確定性能。
預先在通信系統的發射機側和接收機側之間確定該邊界，而且很容易將包括空子載波和調制子載波的邊界的濾波器組輸出輸入到誤差計算單元105中。
現在將參考圖9來描述第三實施例的OFDM解調裝置的操作。在流程圖9中，當m被設置為值0到M-1中的每一個時(步驟S901、S905、S904)，步驟S412被執行。
在步驟S902，確定之后所獲得的全部的8個子載波，從Km-8到Km-1，被用作定值，而9個子載波Km到Km+8被用作參數。例如，副本生成單元702使用由確定單元107確定之后獲得的8個子載波Km-8到Km-1來作為定值。
在步驟S404，cKm，…，cKm+8被設置，其對應于9個子載波Km到Km+8，該9個子載波是通過在從所有子載波Km-8到Km+8中減去確定之后所獲得的子載波Km-8到Km-1而得到的，其中所述所有子載波即全部17個子載波用于基于公式(5)的計算。因此，在步驟S903，步驟S404到S406被重復，直到ζ超過49(使用9而不是圖4中步驟S407的17)。
圖10示出了第三實施例的OFDM解調裝置的S/N相對于BER(誤比特率)的特性曲線。圖10所示的特性曲線是當N、M、D和P分別被設置為8192、4098、6000和5時得到的。從圖10可以看到，隨著S/N的增加誤比特率急劇減少。雖然沒有示出，但是在現有技術中，誤比特率是隨著S/N的增加而逐漸地減少的。也就是，在第三實施例中，對于S/N，誤比特率小于現有技術的誤比特率。
(第三實施例的修改)下面將參考圖11，描述按照本發明的第三實施例的修改的OFDM解調裝置。
這種修改不同于圖7所示的第三實施例的地方在于，前者只使用單個誤差計算單元、誤差加法單元、確定單元、副本生成單元和候選調制信號單元，而且前者進一步包括開關單元1101和濾波器組編號變更單元1102。
不過，該修改與圖7的第三實施例在操作和優點上很相似。
濾波器組編號變更單元1102指定濾波器組輸出編號0到M-1中的一個。通常，該濾波器組編號變更單元1102從0到M-1順序地指定編號。
開關單元1101切換濾波器組104和誤差計算單元105之間的連接，以將與由濾波器組編號變更單元1102指定的編號相對應的濾波器組104的輸出信號輸出到誤差計算單元105。
副本生成單元1103接收候選調制信號，該候選調制信號根據由確定單元107確定的子載波而確定，從而生成對于還沒被確定的每個子載波的副本。特別地，當生成對應于第m個濾波器組輸出的副本時，副本生成單元1103使用與第m-1個濾波器組輸出相對應的確定單元107的輸出、即調制信號確定值，來作為定值。
如上所述，在本發明的第三實施例中，對于包含在相鄰頻率的FFT濾波器組輸出中的第m個和第m-1個調制信號的重疊部份，對應于第m-1個濾波器組輸出的確定值被用于第m個副本生成單元，因此要考慮的用于第m個副本的生成的子載波的數量(狀態數)減少了。從而減少了計算量。
(第四實施例)下面將參考圖12，描述第四實施例的OFDM解調裝置。第四實施例不同于第一實施例的地方在于，前者中，確定單元107包括度量計算單元1201、1202和1203，幸存路徑選擇單元1204和1205以及單個確定單元1206。誤差計算單元、誤差加法單元或度量計算單元的數量不局限于3(誤差計算單元105、501、502；誤差加法單元106、503、504；度量計算單元1201、1202、1203)，而是采用了M個誤差計算單元、M個誤差加法單元和M個度量計算單元。而且，第四實施例的OFDM解調裝置采用了包括幸存路徑選擇單元1204和1205在內的M-1個幸存路徑選擇單元。
誤差計算單元105、501和502分別從副本生成單元701、1207和1208接收副本。
度量計算單元1201、1202和1203計算相應的濾波器組的度量值。度量的意思是Viterbi算法中的似然值。度量值與誤差有關。度量值越大，誤差越小。
基于從度量計算單元1202(1203)輸出的度量值，幸存路徑選擇單元1204(1205)從多個對應于子載波的候選組合c2m和c2m+1中，選擇提供了最大度量值的單個候選組合c2m和c2m+1，子載波的數量由調制方案確定，每個候選組合具有相同的值。
確定單元1206從幸存路徑選擇單元1205接收使用Viterbi算法的最大似然流估計結果，并選擇與所有具備最大度量值的接收的路徑中的一個相對應的c0，…，cN-1。也就是，對應于m＝M-1的幸存路徑選擇單元的輸出包含所有由與m＝1到m＝M-1相對應的幸存路徑選擇單元選擇的候選c2m和c2m+1。在第四實施例中，圖13所示的部分或全部線路被稱為符號路徑。如圖13所示，線路的一部分連接(關系到)由對應于m＝1到m＝M-1的幸存路徑選擇單元選擇的C2m和C2m+1的候選組合。線路的另一部分將由對應于m＝1的幸存路徑選擇單元選擇的C2和C3的候選組合連接到由對應于m＝0的幸存路徑選擇單元選擇的C0和C1的候選組合。
特別地，基于由度量計算單元1202計算并對應于第m-1個濾波器組輸出的度量值，并基于存在于由幸存路徑選擇單元1204選擇的路徑中的子載波，來計算對應于第m個濾波器組輸出并由度量計算單元1203計算的度量值。而且，基于由度量計算單元1202計算并對應于第m-1個濾波器組輸出的度量值，來選擇由幸存路徑選擇單元1204選擇并對應于第m個濾波器組輸出的幸存路徑。
下面將參考圖13和14，描述第四實施例的OFDM解調裝置的控制過程。圖13示出了一個選擇幸存路徑的例子。圖13示出了只有Viterbi算法才有的網格變換的例子。這里假設QPSK被選為調制方案，而且K個帶有載波編號2m和2m+1的載波的子載波(在這種情況下，K＝2)被包含在第m個濾波器組輸出中。在流程圖14中，當m被設置為值0到M-1(步驟S901、S905、S904)時執行處理，從而執行步驟S1403。
在對應于m(m≥1)的每個值的階段，度量計算單元1201、1202和1203為每個幸存路徑計算對應于多個組合c2m和c2m+1的16個度量值(步驟S1401)。
在對應于m的每個值的階段，幸存路徑選擇單元1204和1205從對應于子載波的多個候選組合c2m和c2m+1中，選擇提供最大度量值的單個組合c2m和c2m+1，每個組合具備相同的值，而且在該階段中設置該組合作為終值(步驟S1402)。特別地，在圖13的例子中，如果m＝1而且(c2，c3)＝(0，1)，那么選擇與(c0，c1)＝(3，3)以及圖13中圈起來的值(c2，c3)＝(0，1)相對應的值組合。從而，就圖13而言，該幸存路徑選擇單元1205最終選擇16個較高似然值的路徑作為幸存路徑。
接著，確定單元1206從在第M-1個濾波器組輸出的處理中選擇的16個幸存路徑中選擇最大似然值的路徑，從而選定該路徑(步驟S1403)。也就是，該確定單元1206從該幸存路徑選擇單元1205接收似然流估計的結果，并且選擇與被包括在所有接收的路徑中的最大似然值的路徑相對應的c0，…，cN-1(步驟S1403)。
如上所述，在第四實施例中，Viterbi算法被用于使用FFT濾波器組的最大似然流估計，從而減少了要被考慮用于度量計算的子載波的數量(狀態數)。因此減少了計算量。
(第五實施例)下面將參考圖15，描述第五實施例的OFDM解調裝置。第五實施例不同于第一實施例的地方在于，在前者中，增加了符號定時單元1501和信道估計單元1502，而且除去了信道估計單元109。該信道估計單元1502包括導頻濾波器組輸出提取單元1503和MMSE估計單元1504。
符號定時單元1501執行符號定時的同步。也就是，該符號定時單元1501檢測每個有效符號的前導部分。更具體地，該符號定時單元1501檢測每個有效符號的前導部分的到達時間。在無ISI周期還不清楚的初始信道估計階段，符號定時單元1501可以根據每個有效符號的前導部分和長度確定一個暫定的無ISI周期。也就是，該符號定時單元1501可以檢測到一個暫定的無ISI周期。
信道估計單元1502估計每個信道響應的時間特性。導頻濾波器組輸出提取單元1503從FFT濾波器組104的輸出中提取包含導頻子載波分量的濾波器組輸出。MMSE估計單元1504利用導頻濾波器組輸出，基于最小平方誤差準則，估計每個信道響應的時間特性。
信道估計單元1502首先基于該暫定的無ISI周期來執行信道估計。也就是，信道估計單元1502估計在OFDM信號中各個延遲波落后前一個波多少度。具體來說，因為信道估計單元1502可以從第一信道估計處理中的信道響應的時間特性中檢測到延遲波的延遲時間，所以它按照該延遲波的最大延遲時間來計算無ISI周期，并將其作為定值。隨后，信道估計單元1502輸出被保持在無ISI周期保持器102中的固定的無ISI周期。
接著，信道估計單元1502使用該固定的無ISI周期再一次執行信道估計。這樣，信道估計的準確性提高了。
作為具體的例子，將描述在包含兩個波的信道中的MMSE估計，所述兩個波即前一個波和延遲波。MMSE估計單元1504估計使第m個導頻濾波器組輸出zp(m)和第2m個已知的導頻子載波導頻(2m)之差最小的時間特性。由MMSE獲取的信道估計值<h>由下式給出h＝(R-1·r)*(9)其中R是一個相關矩陣，<r>是一個相關矢量。它們由下式給出R=E[hr·hr*]---(10)]]> 其中<h>r＝[h0，h1]T是一個2×1的矢量，其具有與前一個波和延遲波相對應的導頻子載波作為分量，并由下式給出h0=[W0·exp(-j·2πN·np·(2m-1))]*·pilot(2m)---(12)]]>h1=[W0·exp(-j·2πN·(np-D)·(2m-1))]*·pilot(2m)---(13)]]>其中E[]表示期望值計算，其中事實上多個導頻子載波被平均。
下面將參考圖18A、18B和18C描述信道估計的準確性。圖18A、18B和18C示出了當N、M、D和P分別被設置為8192、4098、6000和5而且延遲波的延遲時間被設置為2000時，累積概率和所獲得的信道估計誤差之間的關系。從這三個圖中可以明顯看到，與現有技術相比，信噪比越高，改善的幅度越大。
如上所述，在當存在比保護間隔長的延遲波時而執行的OFDM信道估計中，如果采用的是利用所有有效符號周期的現有技術方案，那么符號間干擾和子載波間干擾都會發生，這樣就降低了信道估計的準確性。相反，在第五實施例的信道估計方案中，沒有符號間干擾發生。雖然子載波間干擾的程度增加，但是增加的程度被濾波器組抑制。這樣，第五實施例的OFDM解調裝置抑制了這樣的干擾從而提高了信道估計的準確性。
(第六實施例)下面將參考圖16，描述按照第六實施例的OFDM解調裝置。第六實施例不同于第五實施例的地方在于，在前者中，增加了用于接收確定單元107的輸出的信道估計單元1601。該信道估計單元1601包括導頻濾波器組輸出提取單元1602和MMSE估計單元1603。
導頻濾波器組輸出提取單元1602從FFT濾波器組104的輸出中提取包含導頻子載波分量的濾波器組輸出。MMSE估計單元1603利用從確定單元107輸出的調制信號和導頻濾波器組輸出，基于最小平方誤差準則，估計每個信道響應的時間特性。也就是，在第五實施例中，只有對應于前一個波和延遲波的導頻子載波被包含作為<h>r的分量。相反，在第六實施例中，因為從確定單元107輸出的確定結果還可以被用作對于包含在導頻濾波器組輸出中的數據子載波已知的信號，所以對應于前一個波和延遲波的數據子載波和上述子載波一起，可以被包含作為<h>r的分量。
如上所述，在本發明的第六實施例中，使用信道估計值來執行確定，而且該確定結果被用作已知信號來再次執行信道估計。因此，信道估計的準確性提高了。
(第七實施例)下面將參考圖17，描述按照第七實施例的OFDM解調裝置。第七實施例不同于第五實施例的地方在于，在前者中，增加了用于接收確定單元107的輸出的信道估計單元1701。信道估計單元1701包括數據濾波器組輸出提取單元1702和MMSE估計單元1703。
數據濾波器組輸出提取單元1702從FFT濾波器組104的輸出中提取包含導頻子載波分量的濾波器組輸出。更具體地說，數據濾波器組輸出提取單元1702提取例如與存在于兩個導頻子載波之間的數據子載波相對應的濾波器組輸出。MMSE估計單元1703利用從確定單元107輸出的調制信號和數據濾波器組輸出，基于最小平方誤差準則，估計每個信道響應的時間特性。也就是，在第五實施例中，對應于前一個波和延遲波的導頻子載波被包含作為<h>r的分量。相反，在第七實施例中，因為從確定單元107輸出的確定結果還可以被用作對于數據子載波已知的信號，所以對應于前一個波和延遲波的數據子載波可以被包含作為<h>r的分量。
而且，在MMSE使用對應于數據子載波的確定值進行的信道估計中，每個信道響應的頻率響應可以被估計。當由于頻率選擇性衰落引起的信道失真程度很高時，頻率響應的估計比時間特性的估計更能提高估計的準確性。
如上所述，在本發明的第七實施例中，使用信道估計值來執行確定，而且該確定結果被用作已知信號來再次執行信道估計。因此，信道估計的準確性提高了。當每個導頻子載波的SNR很低時，如果使用數據濾波器組輸出，則可以提高信道估計的準確性。
在上述第七實施例中，使用無ISI周期減少了計算量。因此，執行用于減少由比保護間隔長的延遲波引起的干擾的計算量可以被減少，而且不會降低信道估計的準確性。
(第八實施例)以下表格示出了第八和第九實施例中使用的符號和第一到第七實施例中使用的符號之間的對應關系。
<用于發送OFDM信號的發射機>
下面將給出用于發送將由按照第八實施例的OFDM解調裝置接收的信號的OFDM發射機的描述。
如圖19所示，OFDM發射機包括映射單元1901、IFFT單元1902、GI附加單元1903和天線1904。
映射單元1901接收數據流(在圖19中的″數據″)，并且使用子載波對其進行調制。
IFFT單元1902接收對應于子載波的調制信號，然后使用矩形窗將其進行窗處理(窗處理的效果基本上與沒有執行窗處理的情況相同)，并將其進行IFFT。
在IFFT之后得到的時間波x(n)(n整數)由下式給出x(n)=1LFFTΣp=0LFFT-1X(p)ej2πnpLFFT---(14)]]>其中LFFT是FFT點的數量，X(p)是對應于第p個(0≤p≤LFFT-1)子載波的調制信號，而π是圓周率。
GI附加單元1903給每個進行了IFFT的調制信號添加一個保護間隔(GI)。然后，帶有GI的調制信號通過天線1904被發送，增加GI之后獲得的時間波x’(n)由下式給出
x′(n)=x(n)0≤n≤LFFT-1x(LFFT+n)-LGI≤n≤-1---(15)]]>其中LGI是保護間隔長度。
<用于執行似然估計的濾波器組和均衡器>
下面將參考圖20和21，描述按照第八實施例的OFDM解調裝置的原理。第八實施例的OFDM解調裝置包括圖20所示的元件。
在第八實施例中，濾波器組104對在不受ISI影響的周期(無ISI周期)內接收的信號執行濾波器組處理，而且確定單元(自適應濾波器單元)107對濾波器組104的輸出執行MLSE處理。
通過與信道估計值的幅度值(h)相對應的信道發送、而且由天線101接收的信號y(n)由下式給出y(n)＝h*x′(n)(16)其中假設n＝0對應于每個有效符號的前導部分。而且，為了簡化說明，噪聲分量被省略。無ISI周期保持器102(圖21中未示出)確定了不受ISI影響的周期。在無ISI周期(D-LGI≤n≤LFFT-1)內接收的信號可以被重寫如下y(n)=1LFFTΣp=0LFFT-1H(p)X(p)ej2πnpLFFT---(17)]]>其中H(p)是第p個子載波的信道特性。濾波器組104所使用的濾波器組大小LFB是有效符號長度LFFT的一半。也就是，濾波器組104滿足由下式給出的關系LLFB＝LFFT/2 (18)當基于MLSE執行似然計算時，均衡單元107使用在不同時間獲取的K個濾波器組輸出。K將被稱為″似然平均數″。采樣生成單元2103生成K個不同的采樣時間(τ1，…，τK)。
在第k個周期中接收的信號yk(n)(0≤n≤LFB)由下式給出yk(n)＝y(n+τk) (19)其中τ1＝D-LGI。濾波器組104生成通過使用窗函數wn將信號Zk(n)進行窗處理而獲取的信號Zk(n)，并將其進行變頻(如FFT)。信號Zk(n)由下式給出zk(n)＝wnyk(n) (20)在第八實施例中，布萊克曼窗被用作窗函數。布萊克曼窗比海明窗或漢寧窗的中間頻帶稍寬而且邊帶電平(sideband level)稍低。布萊克曼窗系數，如圖22所示，由下式給出wn=0.42-0.5cos(2πnLFB-1)0≤n≤LFB-1+0.08cos(4πnLFB-1)---(21)]]>例如濾波器組104對式(20)中的Zk(n)進行FFT，從而輸出Zk(m)。基于公式(14)、(17)、(18)和(19)，Zk(m)可以由下式給出Zk(m)=1LFFTΣp=0LFFT-1(Σn=0LFFT2-1wne-j2π(2m-p)nLFFT)H(p)X(p)ej2πτkpLFFT]]>=1LFFTΣp=0LFFT-1(Σn=0LFFT-1wn′e-j2π(2m-p)nLFFT)H(p)X(p)ej2πτkpLFFT]]>=1LFFTΣp=0LFFT-1W(2m-p)H(p)X(p)ej2πτkpLFFT]]>(22)其中以下被滿足wn′=wn1≤n≤LFFT/2-10LFFT/2≤n≤LFFT-1---(23)]]>而且，W(p)表示W′n的頻率響應。圖23示出了布萊克曼窗的頻率響應。
根據該窗函數的頻率響應，Zk(m)的近似值可以由下式給出，假設對于ICI(載波間干擾)要考慮的相鄰子載波的范圍是α 在第八實施例中，利用濾波器組104的第m個輸出Zk(m)(0≤m≤LFFT/2-1)來執行關于第2m和第2m+1個子載波的流估計。副本生成單元113生成對應于Zk(m)的副本。對應于Zk(m)的副本由下式給出
Z^k(m)=1LFFTΣq=-α+αW(q)H^(2m-q)X^(2m-q)ej2πτk(2m-q)LFFT---(25)]]>其中hat[X(m)](即
)是對應于第m個子載波的候選信號流，而hat[H(p)]是對應于第p個子載波的候選信道特性。在以下描述中，hat[A]表示頂上帶有尖三角的A(即
)。P/S單元2101將作為并行信號的濾波器組104的輸出轉換成串行信號。加法器2102將P/S單元2101的輸出和副本生成單元113的輸出(x(-1))相加。
誤差計算單元105計算接收的信號和其副本之差，例如誤差εk(m)。該誤差εk(m)由下式給出ϵk(m)=Zk(m)-Z^k(m)---(26)]]>接著，誤差加法單元106計算在K個不同的時間得到的誤差(似然值)的總量bar[ε](m)(即ε(m))。該總量bar[s](m)可以由下式給出。在以下描述中，bar[A]表示頂上帶有橫線的A(即A)。
ϵ‾(m)=Σk=1K|ϵk(m)|2---(27)]]>自適應濾波器單元107使用公式(27)執行信號流估計。
<計算機仿真>
執行估計是為了分清對抑制ICI說來是必需的濾波器組間隔(即，τ1，…，τK之間的每個間隔)。在這種估計中，Eb/N0＝30dB，α＝3，并且似然平均數K和延遲時間D被用作參數。以下的表2示出了用于仿真的要素。
而且，以下的表3示出了設置對應于似然平均數K和延遲時間D的τK的值。τ1，τ2，…被以一定間隔設置(除τK外)。陰影部分的含義后面將會描述。假設FFT定時同步和信道估計被理想地執行。
圖24示出了似然平均數K和誤比特率特性之間的關系。在D＝LGI+6的情況下，如果K不大于3，則特性降低。這是因為由表3的陰影部分所指示的每個τK的間隔大于LFFT/6，而且由以下公式(28)給出的矢量vk(1≤k≤K)在復空間中彼此線性依賴，這使得無法充分地抑制ICI。公式(28)中的每個矢量vk對應于公式(25)的指數部分。從以上可以理解，每個τK的間隔必須被設置為LFFT/6或更少。也就是，如果每個τK的間隔被設置為有效符號長度的1/(2α)，則該間隔就足夠了。
vk=[ej2πτk(-3)LFFT,ej2πτk(-2)LFFT,ej2πτk(-1)LFFT,1,ej2πτk(2)LFFT,ej2πτk(3)LFFT]---(26)]]>(第九實施例)在第九實施例中，用于最大似然估計的計算量減少了。也就是，第九實施例不同于第八實施例的地方在于，前者采用了圖25所示的最大似然估算單元(MLSE)2501。
在第八實施例中，假設α是ICI抑制范圍而且采用QPSK調制方案，則與每個濾波器組輸出相對應的用于最大似然估計的狀態數是42α+1。因此，在第八實施例中的計算量的階數是O(42α+1×LFB×NCA/LFFT)，其中LFFT是FFT點的數量，LFB是濾波器組大小，NCA是有效載波的數量。相反，在第九實施例中，如下所述，最大似然估計被在兩個階段中執行，從而減少用于估計的狀態數，并使得計算量的階數為O(42(α-1)+1×LFB×NCA/LFFT)。
如圖25所示，第九實施例的最大似然估算單元2501包括第一最大似然估計單元2502和第二最大似然估計單元2503。假設α是ICI抑制范圍，則第一最大似然估計單元2502使用小于α的α1作為ICI抑制范圍來執行最大似然估計。第二最大似然估計單元2503選擇對應于與一個子載波相鄰的子載波的范圍的副本，該一個子載波對應于具有與α1重疊的區域的α2(α2＜α)。
另外，第一副本選擇模塊選擇對應于α的全部范圍的副本，而第二副本選擇模塊基于由第一副本選擇模塊選擇的副本來選擇一個最終副本。
下面將參考圖26，給出最大似然估算單元2501的具體操作舉例的描述。在圖26中，α＝3，α1＝2并且α2＝2。
第一最大似然估計單元2502根據濾波器組輸出Z(m-1)來估計hat[X(m-1)(2m-4)]、hat[X(m-1)(2m-3)]、hat[X(m-1)(2m-2)]、hat[X(m-1)(2m-1)]和hat[X(m-1)(2m)]的信號流。第一最大似然估計單元2502還根據濾波器組輸出Z(m)來估計hat[X(m)(2m-2)]、hat[X(m)(2m-1)]、hat[X(m)(2m)]和hat[X(m)(2m+1)]、hat[X(m)(2m+2)]的信號流。第一最大似然估計單元2502還根據濾波器組輸出Z(m+1)來估計hat[X(m+1)(2m)]、hat[X(m+1)(2m+1)]、hat[X(m+1)(2m+2)]、hat[X(m+1)(2m+3)]和hat[X(m+1)(2m+4)]的信號流。
接著，第二最大似然估計單元2503根據濾波器組輸出Z(m)，使用hat[X(m-1)(2m-3)]和hat[X(m+1)(2m+3)]作為臨時確定值，來估計hat[X(m)(2m)]和hat[X(m)(2m+1)]的信號流，并設置該估計值為定值。
<計算機仿真>
執行了第八和第九實施例的性能比較，其中α、α1、和α2分別被設置為3、2和2，似然平均值K被設置為5，而且其它參數被設置為如表2所示。
在圖27中， 表示在第八實施例中獲得的特性，+表示在第九實施例中獲得的特性。從圖27可以理解，第八和第九實施例之間沒有很大差異，因而在第九實施例中，計算量可以減少而估計性能保持不變。
實施例的流程圖說明了按照本發明的實施例的方法和系統。可以理解，流程圖中的每個方框、以及流程圖中的多個方框的組合可以由計算機程序指令來實現。這些計算機程序指令可以被加載在計算機或其它可編程裝置上以制造出一種機器，從而在計算機或其它可編程裝置上執行的指令創建出用于實現該流程圖方框或多個方框中指定的功能的模塊。這些計算機程序指令也可以被存儲在計算機可讀存儲器中，該計算機可讀存儲器可以控制計算機或其它可編程裝置以特定的方式運行，從而存儲在計算機可讀存儲器中的指令就制造出了包括指令模塊的產品，所述指令模塊實現了在該流程圖方框或多個方框中指定的功能。所述計算機程序指令還可以被加載到計算機或其它可編程裝置上，以使得在計算機或其它可編程裝置上執行一系列操作步驟，從而制造出一種計算機可編程裝置，該計算機可編程裝置提供了用于實現該流程圖方框或多個方框中指定的功能的步驟。
本領域技術人員將容易地想到其它優點和修改。因此，本發明在其更廣的方面上并不局限于在這里示出和描述的特定細節和代表性的實施例。因此，可以進行各種修改而不脫離由所附權利要求及其等價物所定義的一般性發明原理的精神或范圍。
權利要求
1.一種正交頻分復用(OFDM)解調裝置，包括天線，用于接收包括保持周期的信號，所述保持周期包括從最大延遲時間的延遲波的前導部分到前一個波的結尾部分范圍的周期的部分；估計單元，用于估計由所述天線接收到的所述信號的信道響應；保持單元，用于基于所述信道響應，保持所述保持周期內所包含的第一信號分量，該第一信號分量包括第二信號分量，該第二信號分量被包含在預設長度的周期內，該預設長度的周期被包括在所述保持周期內；獲取單元，用于通過將所述第二信號分量進行變頻來獲取一組濾波器組輸出；生成單元，用于基于所述估計的信道響應、多個濾波器組輸出中的每一個的頻率響應、以及對于與所述多個濾波器組輸出中的每一個中所包括的子載波相對應的調制信號的多個候選，來生成對于所述多個濾波器組輸出中的每一個的多個副本；選擇單元，用于選擇所述多個副本中的一個，所選擇的副本令與所述多個濾波器組輸出中的每一個的分量和所述多個副本的分量之間的多個差值相對應的量值最小；以及確定單元，用于基于為所述多個濾波器組輸出中的每一個選擇的所述副本來確定所述調制信號。
2.根據權利要求1所述的裝置，其中所述獲取單元用于分別從多個所述第二信號分量獲取多組所述多個濾波器組輸出，所述多個第二信號分量被包括在所述保持周期中；所述生成單元用于基于所述估計的信道響應、所述頻率響應、多個周期的位置以及所述多個候選，來為所述多組濾波器組輸出中的每一個生成所述多個副本；所述選擇單元用于獲取從所述多個周期獲得的所述多個差值的總量，并選擇所述多個副本中令所述總量最小的一個副本。
3.根據權利要求1所述的裝置，進一步包括濾波器組選擇單元，用于當所述多個濾波器組輸出中所包括的兩個相鄰頻率的濾波器組輸出中同時包含的子載波的調制信號被確定時，選擇所述兩個相鄰頻率的濾波器組輸出中的一個，所述兩個相鄰頻率的濾波器組輸出中所選擇的一個提供多個量值中較小的一個量值，所述多個量值與所述多個濾波器組輸出中的每一個的分量和所述多個副本的分量之間的所述多個差值相對應；以及候選選擇單元，用于選擇所述多個候選中令與所述兩個相鄰頻率的濾波器組輸出中所選擇的一個相對應的所述較小量值最小的一個候選作為所述調制信號。
4.根據權利要求1所述的裝置，其中所述多個濾波器組輸出的數量是M，M的范圍從0到M-1(M是不等于1的自然數)；類似于所述確定單元并且包括該確定單元的M個調制信號確定單元被提供給所述M個濾波器組輸出；以及提供了類似于所述選擇單元并且包括該選擇單元的多個副本選擇單元，所述多個副本選擇單元中與所述多個濾波器組輸出中的第m個(m是整數，1≤m≤M-1)相對應的一個副本選擇單元將一個調制信號引作定值，該調制信號是由所述M個調制信號選擇單元中與所述多個濾波器組輸出中的第M-1個相對應的一個調制信號選擇單元選擇的。
5.根據權利要求4所述的裝置，其中所述M個副本選擇單元用于使用所述多個濾波器組輸出中包含空子載波和調制子載波之間的邊界的一個濾波器組輸出的編號作為編號0來開始處理。
6.根據權利要求1所述的裝置，其中所述多個濾波器組輸出的數量是M，M的范圍從0到M-1(M是不等于1的自然數)；以及提供了類似于所述選擇單元并且包括該選擇單元的M個副本選擇單元；并且進一步包括第一計算單元，用于基于對應于所述多個副本選擇單元中與所述多個濾波器組輸出中的第0個相對應的一個副本選擇單元的差值，來計算對應于所述第0個濾波器組輸出的度量值作為Viterbi算法中的似然值；第二計算單元，用于基于對應于所述多個副本選擇單元中與所述多個濾波器組輸出中的第1個相對應的一個副本選擇單元的差值，以及基于由所述第一計算單元計算的度量值，來計算對應于所述第1個濾波器組輸出的度量值；多個路徑選擇單元，用于基于由與所述多個濾波器組輸出中的第m個(m是整數，0≤m≤M-1)相對應的所述第一計算單元和所述第二計算單元中的一個計算的度量值，來選擇所述候選的多個組合中的一個，所述多個候選組合對應于所述第m個濾波器組輸出中所包括的多個子載波，所述多個組合中的每一個具有同樣的值，并且所述選中的組合具有最大度量值；以及組合選擇單元，用于選擇多個組合，每個組合是所述多個組合中的一個，所述多個組合中的一個是在M個階段(0到M-1階段)中的每一個中選擇的。
7.根據權利要求1所述的裝置，進一步包括檢測單元，該檢測單元用于檢測與所述接收的信號中所包括的所述保持周期相對應的臨時保持周期，并且其中所述保持單元用于保持所述臨時保持周期中所包含的第三信號分量，所述獲取單元用于在多個單位采樣時間內對所述第三信號分量進行傅里葉逆變換，所述估計單元包括提取單元，用于基于所述第三信號分量，從所述多個濾波器組輸出中提取一個包含導頻子載波分量的濾波器組輸出；以及時間特性估計單元，用于基于由所述導頻輸出提取單元提取的濾波器組輸出，來估計在最小平方誤差準則下確定的所述信道響應的時間特性，所述保持單元用于基于由所述時間特性估計單元估計的信道響應，保持所述保持周期中所包含的所述信號分量；以及所述獲取單元用于基于由所述時間特性估計單元估計的信道響應，在多個采樣時間對所述第二信號分量進行傅里葉逆變換。
8.根據權利要求7所述的裝置，進一步包括時間特性估計單元，用于基于由所述確定單元確定的調制信號、以及由所述導頻輸出提取單元提取的濾波器組輸出，來估計在所述最小平方誤差標準下確定的所述信道響應的時間特性。
9.根據權利要求7所述的裝置，進一步包括數據輸出提取單元，用于基于所述第三信號分量，從所述多個濾波器組輸出中提取一個包含數據子載波分量的濾波器組輸出；以及時間特性估計單元，用于基于由所述確定單元確定的調制信號、以及由所述數據輸出提取單元提取的濾波器組輸出，來估計在所述最小平方誤差標準下確定的所述信道響應的時間特性。
10.根據權利要求7所述的裝置，進一步包括數據輸出提取單元，用于基于所述第三信號分量，從所述多個濾波器組輸出中提取一個包含數據子載波分量的濾波器組輸出；以及頻率響應估計單元，用于基于由所述確定單元確定的調制信號、以及由所述數據輸出提取單元提取的濾波器組輸出，來估計在所述最小平方誤差標準下確定的所述信道響應的頻率響應。
11.根據權利要求7所述的裝置，其中所述保持單元用于基于由所述時間特性估計單元估計的信道響應的最大延遲時間來計算所述保持周期。
12.根據權利要求2所述的裝置，其中所述生成單元用于從q＝-α到q＝+α計算以下公式中所包括的指數函數，以設置所述周期的時間間隔，其中在所述周期中，與不同的τk值相對應的矢量在復空間中彼此是線性獨立的，所述公式的左邊對應于所述副本，假設q＝ξ(-α≤ξ≤+α)的所述指數函數是每個所述矢量的第ξ個分量，Zk^(m)=1LFFTΣq=-α+αW(q)H^(2m-q)X^(2m-q)ej2πτk(2m-q)LFFT]]>其中如果所述變頻是傅里葉變換或傅里葉逆變換，則LFFT是傅里葉變換點的數量或傅里葉逆變換點的數量，W(q)是窗函數的頻率響應，hat[H(p)]是第p個子載波的信道特性的估計值，hat[X(m)]是對于第m個子載波的候選信號流，j2＝-1，π是圓周率，τk(k＝1，…)是采樣時間，而α是所述多個濾波器組輸出中的每一個中所包括的相鄰子載波的范圍。
13.根據權利要求2所述的裝置，其中所述周期的每個時間間隔被設置為不大于所述OFDM信號的有效符號長度的1/(2α)的值，α指示所述多個濾波器組輸出中的每一個中所包含的相鄰子載波的范圍。
14.根據權利要求1所述的裝置，其中所述選擇單元包括第一副本選擇單元，用于選擇與相鄰子載波的范圍α1(α1＜α)相對應的副本，α是所述多個濾波器組輸出中的每一個中所包含的相鄰子載波的范圍；以及第二副本選擇單元，用于使用由所述第一副本選擇單元選擇的副本作為臨時確定值，選擇與相鄰子載波的范圍α2(α2＜α)相對應的副本，α2具有與所述范圍α1重合的區域，所述第一副本選擇單元選擇包括在全部范圍α內的副本，所述第二副本選擇單元基于由所述第一副本選擇單元選擇的副本來選擇副本。
15.一種正交頻分復用(OFDM)解調方法，包括估計包括保持周期的信號的信道響應，所述保持周期包括從最大延遲時間的延遲波的前導部分到前一個波的結尾部分范圍的周期的部分；基于所述信道響應，保持所述保持周期中所包含的第一信號分量，該第一信號分量包括第二信號分量，該第二信號分量被包含在預設長度的周期內，該預設長度的周期被包括在所述保持周期內；通過將所述第二信號分量進行變頻來獲取一組濾波器組輸出；基于所述估計的信道響應、多個濾波器組輸出中的每一個的頻率響應以及對于與所述多個濾波器組輸出中的每一個中所包括的子載波相對應的調制信號的多個候選，來生成對于所述多個濾波器組輸出中的每一個的多個副本；選擇所述多個副本中的一個，所選擇的副本令與所述多個濾波器組輸出中的每一個的分量和所述多個副本的分量之間的多個差值相對應的量值最小；以及基于為所述多個濾波器組輸出中的每一個選擇的副本來確定所述調制信號。
全文摘要
正交頻分復用解調裝置包括天線，接收包括保持周期的信號，該保持周期包括從最大延遲時間的延遲波的前導部分到前一個波的結尾部分范圍的部分周期；估計單元，估計信道響應；保持單元，基于信道響應，保持包含在保持周期內的第一信號分量，其包括預設長度的周期內所包含的第二信號分量；獲取單元，通過將第二信號分量進行變頻來獲取多個濾波器組輸出；生成單元，基于信道響應、每個濾波器組輸出的頻率響應、和與每個濾波器組輸出中包括的子載波相對應的調制信號的候選，生成對于每個濾波器組輸出的副本；選擇單元，選擇令與每個濾波器組輸出的分量和副本的分量之間的差值相對應的量值最小的一個副本；和確定單元，基于選擇的副本確定調制信號。
文檔編號H04J11/00GK1901526SQ20061008425
公開日2007年1月24日 申請日期2006年5月30日 優先權日2005年6月21日
發明者笠見英男, 松岡秀浩, 鶴田誠 申請人:株式會社東芝