通信用半導體集成電路的制作方法

專利名稱：通信用半導體集成電路的制作方法
技術領域：
本發明涉及有效地應用于PLL(鎖相環)的技術，所述PLL能夠逐級切換VCO(壓控振蕩器)的振蕩頻率。例如，本發明涉及有效地應用于PLL電路以及包括該電路的通信用半導體集成電路的技術，所述PLL電路生成將與無線電通信的接收信號和發射信號合成的預定頻率振蕩信號。
背景技術：
在諸如便攜式電話的無線電通信系統內，使用射頻半導體集成電路(在下文中稱作射頻IC)，它調制發射信號和解調接收信號。該射頻IC包括帶有振蕩器的PLL電路，所述振蕩器生成將與接收信號和發射信號合成的預定頻率的本振信號。
最近，在便攜式電話領域，和能夠處理諸如GSM(全球移動通信系統)和DCS(數字蜂窩系統)等兩個頻段的信號的雙頻帶系統的便攜式電話和能夠處理更多頻帶信號的多頻帶系統的便攜式電話一起，具有很寬頻帶范圍的WCDMA(寬帶碼分多址)系統的便攜式電話正在逐漸普及。根據此趨勢，已經要求生成本振信號的PLL電路能夠執行很寬頻率范圍內的振蕩操作。因此，已經建議了這樣一個發明，它支持VCO在多個(例如16個)頻帶之中的選擇使用，從而保持期望的振蕩頻率和降低VCO控制的靈敏度(日本待審專利公開文本JP2003-152535)。
在先前申請的發明中，使用這樣一個系統，在開始操作之前，測量用于VCO所有頻帶的實際頻率，并將它們存儲在存儲器內，當提供振蕩頻率信息時，比較該頻率信息與在存儲器內的測量頻率值以確定將要使用的最佳頻帶。然而，在這樣一個系統的PLL電路內，缺點在于VCO的頻帶越多，則測量頻率花費的時間越長，因為必需增加存儲測量結果的存儲器容量，所以加大了芯片尺寸。
因此，本發明的發明人提出并申請了這樣一個發明，它包括切換開關，可以將預定固定電壓提供給開環內的VCO；判別電路，確定可變分頻器的輸出相位在預定頻率參考信號的相位之前還是之后；和自動頻帶切換電路，根據判別電路的輸出，生成用于切換VCO頻帶的信號，其中通過用二進制搜索方法找到在切換VCO頻帶時的最佳頻帶來確定將要使用的頻帶(日本待審專利公開文本JP2005-109618)。
在GSM系統的無線電通信系統內，采用TDMA(時分多址)系統作為復用系統，以包括八個時隙的幀單位管理發射/接收數據。在GSM標準中，在時隙之間允許30.46μs的保護周期。在通過用二進制搜索方法找到在切換VCO頻帶時的最佳頻帶來確定將要使用的頻帶的先前發明中，可以在保護周期內確定將要使用的頻帶。
在GSM系統的無線電通信系統內，即使一個頻帶的頻率波動范圍很窄，也要執行自動頻帶切換操作以在每次時隙開始時確定將要使用的頻帶。因此，通過執行自動頻帶切換操作，將補償由于溫度變化導致的VCO特性的變化。因此，優點在于即使使用具有一個頻帶的很窄頻率波動范圍的先前申請發明的PLL電路，也不可能因為溫度變化導致的VCO特性變化而解鎖鎖相環。
另一方面，存在一種使用擴頻系統作為復用系統和使用QPSK(正交PSK)作為調制系統的WCDMA系統的無線電通信系統。在WCDMA中，并行地連續執行接收和發送。因此，當使用應用先前申請發明的PLL電路時，因為僅在執行發送/接收之前執行頻帶選擇，所以可能由于在發送/接收過程中芯片溫度的升高導致VCO特性改變很大，進而導致鎖相環解鎖。因此，設計提高VCO的振蕩頻率特性與控制電壓的傾斜度以加寬一個頻帶的頻率范圍。然而，問題在于提高VCO的振蕩頻率特性與控制電壓的傾斜度增加了在VCO開始振蕩之后到鎖定鎖相環的時間。

發明內容
本發明的目的是提供一種通信用半導體集成電路(射頻IC)，包括帶有振蕩器的PLL電路，該振蕩器生成將與接收信號和發射信號合成的預定頻率的本振信號，和防止在由于溫度改變導致VCO振蕩頻率波動的情況下PLL環路被輕易地解鎖。
本發明的另一個目的是提供一種通信用半導體集成電路(射頻IC)，它支持即使當提高VCO的振蕩頻率特性與控制電壓的傾斜度時，在VCO開始振蕩之后，在較短的時間內鎖定PLL環路。
本發明的又一個目的是提供一種通信用半導體集成電路(射頻IC)，它適合于構建無線電通信系統，其中發射/接收持續較長時間，例如WCDMA系統的無線電通信系統。
根據本說明書的描述和附圖，本發明的上述和其它目標及其新穎特征將變得顯而易見。
下面將簡要地解釋在本申請中公開的典型發明的概述。
在包括能夠切換振蕩頻帶的VCO、可變分頻器、相位比較電路和環路濾波器的PLL環路中，提供切換開關，當環路處于開環狀態時，支持將多個預定固定電壓之一提供給VCO而非環路濾波器的電壓；判別電路，確定可變分頻器的輸出相位在預定頻率參考信號的相位之前還是之后；和自動頻帶切換電路，根據判別電路的輸出，生成用于切換VCO頻帶的信號，其中在通過二進制搜索方法找到在切換VCO頻帶時的最佳頻帶和通過二進制搜索方法找到在切換施加給VCO的固定電壓時的最佳施加電壓之后，關閉和鎖定該PLL環路。
根據上述裝置，通過提高VCO的振蕩頻率特性與控制電壓的傾斜度，可以加寬一個頻帶的頻率波動范圍。因而，防止了PLL環路因為溫度變化導致的VCO振蕩頻率波動輕易引起的解鎖。此外，在通過二進制搜索方法找到在切換施加給VCO的固定電壓時的最佳施加電壓之后，PLL環路變為閉環。因此，即使當提高VCO的振蕩頻率特性與控制電壓的傾斜度時，PLL環路也可以在較短的時間內鎖定，而不需要等待它自然地鎖定。
優選地，在通過二進制搜索方法找到最佳控制電壓之后變化為閉環的過程中，在環路閉合之前切換到更高的控制電壓。因為包括VCO的PLL電路需要當以控制電壓的遞減順序引入控制電壓時引入頻率所需要的更少的時間，因而可能減少鎖定環路所需要的時間。
下文將簡要描述本發明的典型公開內容所獲得的有益效果。
根據本發明，防止了PLL環路由于溫度變化導致VCO振蕩頻率波動而容易引起的解鎖，此外，即使當提高VCO的振蕩頻率特性與控制電壓的傾斜度時，也可以在VCO開始振蕩之后在較短的時間內鎖定PLL環路。


圖1是根據本發明的PLL電路的實施例的方框圖；圖2是圖示構成圖1實施例的PLL電路的VCO(壓控振蕩電路)的實施例的電路圖；圖3是圖示在圖2的VCO內的控制電壓Vt和振蕩頻率fvco之間關系的特性圖；圖4是圖示在圖1的PLL電路內頻帶選擇的操作定時的定時圖；圖5A圖示在圖1實施例的PLL電路的頻帶選擇過程中在將固定電壓切換到VN0之后當相位提前/滯后判別電路確定VCO輸出相位提前時VCO的操作區域，和圖5B圖示在固定電壓切換到VN+1之后當相位提前/滯后判別電路確定VCO輸出相位滯后時VCO的操作區域；圖6A是圖示在本發明之前研究的在PLL電路頻帶選擇過程中可變分頻器和固定分頻器的重置定時的定時圖，和圖6B是圖示在圖1PLL電路的頻帶選擇過程中可變分頻器和固定分頻器的重置定時的定時圖；和圖7是圖示應用根據本發明的PLL電路和無線電通信系統使用的通信用半導體集成電路(射頻IC)的配置的方框圖。
具體實施例方式
下面參考附圖描述本發明的實施例。
圖1圖示根據本發明的PLL電路的實施例，它具有用于根據外部設置的頻率信息自動選擇VCO使用的頻帶的功能。
該實施例的PLL電路包括壓控振蕩電路(VCO)11；可變分頻器12，將VCO 11的振蕩信號φ0分頻為1/N；固定分頻器，分頻來自生成諸如16MHz等參考振蕩信號φr的參考振蕩電路13的振蕩信號φr；相位比較器15，檢測由可變分頻器12和固定分頻器14分頻的信號φ1和φr’之間的相位差；充電泵16，生成與所檢測的相位差對應的充電電流或放電電流；和環路濾波器17，生成與充電泵16的輸出電流對應的電壓。將由環路濾波器17平滑的電壓作為振蕩控制電壓Vt饋送回VCO 11。
盡管沒有具體限制，但是在這個實施例中，構建VCO 11以具有32個頻帶。固定分頻器14具有1/40的分頻比，并分頻16MHz的參考振蕩信號φref以生成400kHz的信號。將環路濾波器17構建為第二濾波器，包括電容C0、電阻R1和與電容C0并聯設置的電容C1。
該實施例的PLL電路包括在充電泵16和環路濾波器17之間的切換開關電路18。該切換開關電路18包括切換開關SW1，用于將固定電壓替代充電泵的電流提供給環路濾波器17；開關SW2，用于將在VCO 11的控制范圍內在電壓Vmin和Vmax之間基本上平均地劃分的多個固定電壓VD1、VD2、……、VDn中的任一個提供給切換開關SW1的一個端子。
此外，提供自動頻帶切換電路20以控制切換開關電路18，和比較可變分頻器12的輸出與固定分頻器14的輸出以生成用于由VCO 11使用的切換頻帶的信號。盡管在該實施例中將相位比較器15和充電泵16圖示為不同的電路，但是根據電路類型，在相位比較器15的輸出級工作為充電泵的電流源的情況下，并不需要充電泵。
自動頻帶切換電路20包括頻率計數器21，作為計數來自參考振蕩電路13的參考振蕩信號φr以執行定時的定時器；判別電路22，比較可變分頻器12的輸出φ1和固定分頻器14的輸出φr’以確定可變分頻器12的φ1的輸出相位在固定分頻器14的φr’的輸出相位之前還是之后；和頻帶切換電路23，根據判別電路22的判定結果生成用于切換VCO 11的頻帶的頻帶切換控制信號VB0至VB4。而且，自動頻帶切換電路20包括寄存器24，保存從外部設置的偏移；加法電路25，作為偏移通知電路，相加在寄存器24內設置的偏移與從頻帶切換電路23輸出的頻帶切換控制信號VB0至VB4，并將結果提供給VCO11；和控制電路26，以預定順序啟動切換電路18、頻率計數器21、判別電路22、頻帶切換電路23、寄存器24和加法電路25以確定將要使用的頻帶。
控制電路26具有用于生成用于重置頻率計數器21的重置信號RT和用于重置可變分頻器12和固定分頻器14的重置信號RES的功能。而且，電平移位電路19，用于轉換在控制電路26和可變分頻器12之間提供的重置信號RES的電平。
圖2圖示在該實施例中使用的壓控振蕩電路(VCO)11的結構的例子。
作為LC諧振型振蕩電路的該實施例的VCO包括一對N溝道MOS晶體管M1和M2，將其源極互相連接，并將其柵極和漏極相互交叉耦合；在晶體管M1和M2的公共源極和接地點GND之間連接的恒流源IO；分別連接在晶體管M1和M2的漏極和電源電壓端Vcc之間的電感L1和L2；可變電容Cv1和Cv2，包括在晶體管M1和M2的漏極端之間串聯連接的變容二極管等；在晶體管M1和M2的漏極端之間串聯連接的電容C11-開關SW1-電容C12；和與它們并聯連接的C21-SW2-C22、C31-SW3-C32、……、和C51-SW5-C52。
在該實施例的VCO內，將來自圖1的環路濾波器17的控制電壓Vt提供給可變電容單元Cv1和Cv2的連接節點N0以連續地改變振蕩頻率，同時將來自自動頻帶切換電路20的頻帶切換控制信號VB0至VB4提供給開關SW1至SW5，以便通過組合VB0至VB4的相應高電平和低電平逐級地(32級)改變振蕩頻率。
電容C11和C12具有相同的電容值，C21和C22、C31和C32、C41和C42以及C51和C52分別具有相同的電容值。然而，設置電容C11、C21、C31、C41和C51的電容值以具有2的m次冪(m是0、1、2、……、4)的加權，根據頻帶切換控制信號VB0至VB4的組合在32級中改變組合電容值C，并使VCO 11在圖3所示的32個頻帶#0至#31的頻率特性中任一個頻率特性內工作。
如果僅通過由控制電壓Vt改變變容二極管的電容值來加寬由VCO覆蓋的頻率范圍，則如圖3內的交替長短虛線A所示，Vt-fvco特性變得過于陡峭，VCO的靈敏度即在頻率改變量和控制電壓改變量之間的比值(Δf/ΔVt)變得很大，降低了抗噪性能。總之，在控制電壓Vt上微弱的噪聲將在VCO的振蕩頻率內導致很大的變化。
為了解決這個問題，在該實施例的VCO內，并行提供構成LC諧振電路的多個電容單元，和由頻帶切換控制信號VB0至VB4將所連接的電容單元切換到32級以改變C的值。利用此結構，如圖3的實線所示，可以執行基于32條Vt-fvco特性線的振蕩控制，并根據將要使用的頻帶選擇用于操作的任一個特性。
類似于先前所述的在先發明(日本待審專利公開文本JP2005-109618)，可以將可切換頻帶的數量增加到更大的數量，例如256，以增加抗噪聲性能。然而，在這種情況下，由溫度變化導致VCO振蕩頻率內的變化將導致PLL環路解鎖，或者需要過長的頻率選擇時間。因此，在該實施例中，將VCO的可切換頻帶數量設置為32。
盡管沒有具體限制，但是在本實施例的LC諧振型振蕩電路中，電容器C11至C52具有夾層結構，包括在半導體基板上形成的金屬層、絕緣層和金屬層。通過適當地設置構成電容C11至C52的電極的面積比，可以獲得所期望的電容比(2的m次冪)。在下文中，將電容C11至C52稱作頻帶切換電容。作為電容C11至C52，可以使用在MOS晶體管的柵電極和半導體基板之間的電容。可以將電感L1和L2構造為包括在半導體基板上構成的鋁層的片上單元，但是也可以用作外部單元。
參考圖4的定時圖，下面描述圖1的PLL電路內的自動頻帶切換電路20所進行的待選頻帶的確定和固定電壓的選擇的順序。
當將用于振蕩頻率切換的信號OFC從外部提供給控制電路26時，控制電路26輸出用于將PLL環路上的切換開關電路18的切換開關SW1切換到固定電壓側VD1-VDn側的開關切換信號SC和用于重置頻率計數器21的信號RT，同時在可變分頻器12內設置從外部提供的可變分頻器12的分頻比“N”(定時t1)。該分頻比對應于振蕩頻率信息。
第一次將切換開關電路18切換到固定電壓VD1-VDn側，設置開關SW2以選擇例如這些電壓中的最高固定電壓VD1，將固定電壓作為控制電壓Vt提供給VCO 11，VCO在與該固定電壓對應的頻率上開始振蕩。具體而言，例如，當作為固定電壓提供五個電壓VN-2、VN-1、VN0、VN+1和VN+2(VN-2＜VN-1＜VN0＜VN+1＜VN+2)時，選擇最高電壓VN+2。
在輸入重置信號RT之后，頻率計數器21通過來自晶體振蕩電路13的精確參考振蕩信號φr開始計數操作。在5μs(微秒)過去之后，將表示所過去的時間的信號發送給控制電路26。將5μs的時間設置為使用環路濾波器17的電壓和提供給環路濾波器17的固定電壓使VCO11的振蕩頻率穩定需要的時間。當5μs過去之后，控制電路26通知VCO頻帶切換電路23將頻帶切換控制信號VB0至VB4發送給VCO11。因此，確定在VCO 11內選擇性連接的電容單元，并指定將要選擇的頻帶(定時t2)。第一個指定頻帶是32個頻帶#0至#31的中央頻帶#15。
在等待VCO 11的頻帶切換必需的時間(例如0.5μs)之后，控制電路26將脈沖形狀的重置信號發送給可變分頻器12和固定分頻器14。可變分頻器12和固定分頻器14是由重置信號RES重置為“0”和在清除重置之后開始計數的計數器電路。當已經計數先前設置的分頻比“N”和“40”時，它們分別輸出脈沖φ1和φr’。
因為固定分頻器14根據來自晶體振蕩電路13的精確參考振蕩信號φr(16MHz)操作，該輸出脈沖φr’的頻率是400kHz，其周期是2.5μs。將這些輸出脈沖φ1和φr’提供給相位提前/滯后判別電路22。提前/滯后判別電路22確定可變分頻器12的輸出脈沖φ1的上升沿在固定分頻器14的輸出脈沖φr’的上升沿之前還是滯后。
當相位提前/滯后判別電路22確定可變分頻器12的輸出脈沖φ1滯后時，它通知VCO頻帶切換電路23將規定比當前頻帶更高頻率頻帶的頻帶切換控制信號VB0至VB4發送給VCO 11(定時t3)。反之，當確定可變分頻器12的輸出脈沖φ1提前時，相位提前/滯后判別電路22通知VCO頻帶切換電路23以將規定比當前頻帶更低頻率頻帶的頻帶切換控制信號VB0至VB4發送給VCO 11。由第二頻帶切換控制信號VB0至VB4指定的頻帶當φ1滯后時是在#15和#31之間的中間值#23，當φ1提前時是在#15和#0之間的中間值#7。
當發出頻帶切換命令時，控制電路26等待VCO 11頻帶切換需要的時間(例如0.5μs)，隨后再次將重置信號RES發送給可變分頻器12和固定分頻器14。可變分頻器12和固定分頻器14在被臨時重置為“0”之后重新開始計數。當已經計數先前設置的分頻比“N”和“40”之后，它們分別輸出脈沖φ1和φr’。提前/滯后判別電路22確定可變分頻器12的輸出脈沖φ1的上升沿在固定分頻器14的輸出脈沖φr’的上升沿之前還是之后。
當脈沖提前/滯后判別電路22確定可變分頻器12的輸出脈沖φ1滯后時，它通知VCO頻帶切換電路23將規定比當前頻帶更高頻率頻帶的頻帶切換控制信號VB0至VB4發送給VCO 11(定時t4)。反之，當確定可變分頻器12的輸出脈沖φ1提前時，相位提前/滯后判別電路22通知VCO頻帶切換電路23以將規定比當前頻帶更低頻率頻帶的頻帶切換控制信號VB0至VB4發送給VCO 11。由第三頻帶切換控制信號VB0至VB4指定的頻帶是在#15和#23之間的中間值#15、在#23和#31之間的中間值#27、在#15和#7之間的中間值#11和在#7和#0之間的中間值#3。
通過將上述操作重復五次，從32個頻帶中選擇適合于指定振蕩頻率的頻帶(與所設置的分頻比對應的頻率)(定時t5)。在第五次判定中，選擇在第四次判定中選擇的頻帶或者在其之上緊鄰的頻帶(或在其之下緊鄰的頻帶)。在該實施例的自動頻帶切換電路20中，將偏移添加給在第五次判定內選擇的頻帶以確定最后選擇的頻帶。添加偏移以補償在可變分頻器12和固定分頻器14通過重置信號RES的實際重置操作之間的差值導致的判定誤差。隨后將詳細描述并非強制性的偏移的添加。
在自動頻帶切換電路中，在上述操作結束之后，切換固定電壓VD1至VDn以找到靠近最佳控制電壓的固定電壓并引入PLL環路。在下文中描述找到固定電壓的方法。
如先前所描述的，當開始頻帶選擇時，首先由開關SW2選擇最高電壓VN+2作為固定電壓。這是因為與開始于最低電壓的頻帶選擇操作相比，開始于最高電壓的頻帶選擇操作穩定VCO輸出需要更少的時間。然而，可以首先將中間電壓VN0應用為固定電壓。在該實施例中，使用所應用的設置時間VN+2進行五次判定，并在選擇在第五次判定內確定的頻帶(例如#16)之后，將最高選定固定電壓VN+2切換到中間電壓VN0(定時t5)。在等待環路濾波器17的電壓和VCO11的振蕩頻率穩定需要的時間之后，提前/滯后判別電路22確定可變分頻器12的輸出脈沖φ1的上升沿在固定分頻器14的輸出脈沖φr’的上升沿之前還是之后(定時t6)。
當確定φ1的上升沿在φr’的上升沿之前時，將理解VCO的振蕩頻率在比圖5A中的陰影部分所示的固定電壓VN0更高的電壓區域內(在VN0的右側)，VCO工作在該區域內。反之，當確定φ1的上升沿在φr’的上升沿之后時，將理解VCO的振蕩頻率在比固定電壓VN0更低的電壓區域內(在VN0的左側)，VCO工作在該區域內。
因此，當φ1的上升沿在φr’的上升沿之前時，切換開關SW2以將施加給VCO 11的一組電壓從VN0切換到VN+1，和當φ1滯后于φr’時，切換開關SW2以將施加給VCO 11的一組電壓從VN0切換VN-1(定時t7)。在等待環路濾波器17在VN+1或VN-1上穩定之后，提前/滯后判別電路22再次確定φ1的上升沿是否在φr’的上升沿之前。
例如，當在設置為VN+1的固定電壓的情況下，確定φ1的上升沿滯后于φr’的上升沿時，將理解VCO的振蕩頻率在如圖5B中陰影所示的VN0右側和VN+1左側的區域內，VCO工作在該區域內。當確定φ1的上升沿在φr’的上升沿之前時，將理解VCO的振蕩頻率在固定電壓VN+1右側的區域內，VCO工作在該區域內。在該實施例中，因為提供五個固定電壓，所以該處理在上述兩個判定之后結束。然而，當存在多個固定電壓時，重復上述操作以確定將通過二進制搜索方法選擇的固定電壓。
當在最后的判定中確定φ1的上升沿滯后于φr’的上升沿時，選擇此時已經由開關SW2選擇的固定電壓VN+1，和當確定φ1的上升沿在φr’的上升沿之前時，則切換開關SW2以將施加給VCO 11的固定電壓從VN+1切換到VN+2(定時t8)。總之，選擇VCO操作所處區域內較高的固定電壓。這是因為開始于較高電壓的引入操作比開始于較低電壓的引入操作需要更少的操作時間。
此后，在等待環路濾波器17在選定固定電壓上穩定之后，PLL電路將開關SW1從固定電壓側切換到環路濾波器17側，并立即進入到PLL環路的常規頻率引入操作(定時t9)。通過上述控制，可以在短時間內鎖定PLL環路。
下面描述先前描述的偏移添加。因為兩個原因出現在可變分頻器12和固定分頻器14的重置操作之間的差別。一個原因是將從控制電路26輸出的重置信號RES通過執行從CMOS電平到ECL電平轉換的電平偏移電路19提供給可變分頻器12，而在沒有電平轉換的情況下將其提供給固定分頻器14。
因為下述原因，在電平轉換的情況下將重置信號RES提供給可變分頻器12，而在沒有電平轉換的情況下將其提供給固定分頻器14。因為由可變分頻器12分頻的VCO 11的振蕩信號頻率的數量級是GHz(千兆赫茲)，并遠高于由固定分頻器14分頻的晶體振蕩信號的頻率16MHz，所以可變分頻器12由包括雙極晶體管的ECL電路構成，所述雙極晶體管能夠執行比MOSFET更高速的操作，而固定分頻器14由CMOS電路構成以降低功耗。
在可變分頻器12和固定分頻器14的重置操作之間出現差別的另一個原因在于由于重置信號RES的提供路徑在從控制電路26到可變分頻器12的路徑內長于在從控制電路26到固定分頻器14的路徑，因而出現延遲時間差別。在重置信號RES的提供路徑之間出現差別的原因通常在于任一個分頻器在布局上更靠近控制電路。然而，在該實施例中，因為頻率計數器21和固定分頻器14共同使用或共享部分電路，所以固定分頻器14必需比可變分頻器12更為靠近控制電路26，導致差異。將不描述由于這種在提供路徑之間的差別所導致的延遲時間差異，因為它在先前的發明中描述過(日本待審專利公開文本JP2005-109618)，并非本發明的要點。
下面描述通過添加偏移以補償由于在可變分頻器12和固定分頻器14的重置操作之間的差別導致的判定誤差而確定最后選擇的頻帶的必要性。
在一種實施例的自動頻帶切換電路內，在該實施例中，相位提前/滯后判別電路22確定可變分頻器12的輸出脈沖φ1的上升沿是否在固定分頻器14的輸出脈沖φr’的上升沿之后，當在可變分頻器12和固定分頻器14的重置操作之間不存在差異時，如圖6A所示，則因為在重置信號RES的重置過程中固定分頻器14的輸出脈沖φr’的上升沿與可變分頻器12的輸出脈沖φ1的上升沿一致，因而能夠正確地執行在2.5μs之后執行的相位提前還是滯后的相關判定。
反之，當在可變分頻器12和固定分頻器14的重置操作之間存在差別，可變分頻器12的重置滯后時，如圖6B所示，可變分頻器12的輸出脈沖φ1的上升沿在重置過程中已經滯后于固定分頻器14的輸出脈沖φr’的上升沿，因此，不能正確地執行相位提前還是滯后的相關判定。具體而言，當可變分頻器12的重置滯后時，即使可變分頻器12的輸出脈沖φ1的周期與固定分頻器14的輸出脈沖φr’的周期相同而應該確定待選的頻帶時，也要將φ1的上升沿確定為滯后，并命令頻帶切換電路23選擇更短周期(更高頻率)的頻帶。
因此，在該實施例的自動頻帶切換電路中，將偏移添加給規定選定頻帶的信號(編碼)，所述選擇基于所包括的重置信號RES導致的延遲的判定結果，由此，選擇在頻率上比提前/滯后判別電路22的判定結果所確定的頻帶低與延遲Td對應的偏移的頻帶作為最終將要使用的頻帶。對于從外部設置的偏移值而言，在預先確定與通過檢查測量的平均延遲Td對應的偏移之后，可以考慮到各個產品的不同來確定實際將要設置的偏移。
為了補償重置信號RES到可變分頻器12的傳輸延遲Td，可以在從控制電路26到可變分頻器12的重置信號RES的提供路徑上設置提供與Td對應的延遲的延遲電路。然而，在設置這樣一個延遲電路的系統內，因為由于制造偏差導致的延遲電路延遲時間的偏差，不可能正確地判定。另一方面，在該實施例中，因為從外部提供偏移和將待選擇的頻帶移位該偏移，通過改變從外部提供的偏移值，即使重置信號RES的傳輸延遲Td由于制造偏差而不同，也可以選擇最佳頻帶。
參考圖7，下面描述應用上述實施例的PLL電路的通信用半導體集成電路(射頻IC)以及使用它的諸如便攜式對話的無線電通信設備的實施例。該實施例應用于所謂的直接轉換系統的射頻IC。用相同的參考編號標識圖7中與圖1相同的電路和單元，將省略它們的重復描述。盡管該實施例適合用于構成WCDMA系統的便攜式電話，它也可以用于構成GSM系統的便攜式電話。
圖7所示的無線電通信系統包括發送和接收信號波的天線100；分開發射信號和接收信號的雙工器110(多路分解器)；放大發射信號的射頻功率放大器130(功率放大器)；調制接收信號和調制發射信號的射頻IC 200；和基帶電路300，執行基帶處理，例如將發射數據轉換成I和Q信號，從解調I和Q信號提取接收數據和控制射頻IC200。在該實施例中，將射頻IC 200和基帶電路300分別形成為在不同半導體芯片上的半導體集成電路。在GSM系統的情況下，使用發射/接收切換開關替代雙工器110，在該開關和射頻IC 200的接收信號輸入端之間設置帶通濾波器，它包括從接收信號中濾除無用波的SAW濾波器等。
該實施例的射頻IC 200廣泛地包括接收系統電路、發射系統電路和控制系統電路，該控制系統電路包括發射/接收系統共用的電路，例如控制電路和時鐘系統電路。
接收系統電路包括放大接收信號的低噪聲放大器211；通過合成由射頻振蕩電路(RFPLL)251生成的振蕩信號φRF1和由低噪聲放大器211放大的接收信號執行解調和下變頻的混頻器212；和放大已解調I和Q信號和將其輸出給基帶電路300的高增益放大單元(PGA)213。
發射系統電路包括放大從基帶電路300提供的I和Q信號的放大器231；通過合成已放大的I和Q信號和由RFVCO 252生成的振蕩信號φRF2執行調制和上變頻的混頻器232；和放大已調制信號的放大器233。
在該實施例中，使用圖1所示的PLL電路作為生成在混頻器212內與接收信號合成的射頻信號φRF1的RF-PLL1和生成在混頻器232內與發射信號合成的射頻信號φRF2的RF-PLL2。作為共用電路設置參考振蕩電路13，它生成在RF-PLL1和RF-PLL2內需要的參考時鐘φref。REF-PLL1和RF-PLL2分別設置有控制電路261和262，該控制電路261和262根據來自基帶電路300的信號生成用于控制RF-PLL1、RF-PLL2和上述接收系統電路和發射系統電路的信號。
控制電路261和262設置有控制寄存器和數據寄存器。根據來自基帶IC 300的信號，在這些寄存器內設置偏移值和振蕩頻率(分頻比“N”)，并將在寄存器內設置的數值提供給用于在自動頻帶切換電路20內設置偏移的寄存器24和RF-PLL的可變變頻器12。根據來自基帶IC 300的命令(命令編碼等)，將振蕩頻率切換控制信號OFC從控制電路261和262提供給自動頻帶切換電路20。可以將控制電路設置為RF-PLL1、RF-PLL2和上述接收系統電路和發射系統電路共用的電路。
在WCDMA系統內并行地執行發射和接收，而在GSM系統內，在發射和接收之間存在時間偏移地執行發射和接收，同時在發射時隙和接收時隙之間進行切換。因此，當將本發明應用于構成GSM系統的便攜式電話的射頻IC時，可以將RF-PLL電路構造為共享的，該電路生成提供給在圖7中執行下變頻的混頻器212和執行上變頻的混頻器232的射頻信號φRF1和φRF2。
盡管已經根據實施例詳細地描述了發明人提出的發明，但是本發明并不限制于這些實施例。例如，盡管將VCO 11切換到32個頻帶中的任一個頻帶，但是頻帶的數量可以是16、64、等等。
在先前所述的實施例中，在頻帶選擇操作過程中的最后判定內，當確定VCO工作在比所應用的固定電壓更高的電壓區域內時，此時選擇比該固定電壓更高的固定電壓。然而，在最后的判定中，VCO可以立即使用所應用的固定電壓，當在最后的判定中確定VCO工作在比所應用的固定電壓更低的電壓區域內時，此時可以選擇比該固定電壓更低的固定電壓。當使用由于溫度上升導致振蕩頻率提高的VCO時，這種控制尤其有效。
此外，例如，使用由于溫度上升導致振蕩頻率下降的VCO，和當在頻帶選擇過程中確定VCO工作在靠近將要選擇頻帶的頻率波動范圍內最低電壓的區域內時，可以選擇直接低于它的頻帶。相反地，使用溫度上升導致振蕩頻率提高的VCO，和當在頻帶選擇過程中確定VCO工作在靠近將要選擇頻帶的頻率波動范圍內最高電壓的區域內時，可以選擇直接高于它的頻帶。
已經參考應用于在諸如便攜式電話的無線電通信系統內使用的射頻IC的情況主要地描述了本發明人提出的發明。并不限制于上述情況，本發明可以應用于用于無線WLAN的射頻IC和包括PLL電路的其它射頻IC，所述PLL電路生成用于變頻和調制/解調的將與接收信號和發射信號合成的射頻信號。
權利要求
1.一種通信用半導體集成電路，包括環路，包括構建為能夠在多個頻帶內振蕩的振蕩電路；以指定分頻比把振蕩電路的輸出信號分頻的可變分頻器；以預定分頻比把具有預定頻率的參考信號分頻的固定分頻器；比較可變分頻器輸出信號的相位與固定分頻器輸出信號的相位以檢測相位差的相位比較電路；環路濾波器，生成與相位比較電路的輸出對應的控制電壓，且該環路通過由環路濾波器生成的控制電壓控制可變振蕩電路的振蕩頻率；切換裝置，當環路處于開環狀態時，能夠用預定電平電壓替換相位比較電路的輸出而提供給環路濾波器；和頻帶切換電路，在通過由切換裝置將上述預定電平電壓提供給環路濾波器來將預定電平的控制電壓提供給振蕩電路的狀態下，比較可變分頻器輸出信號的相位與固定分頻器輸出信號的相位以選擇振蕩電路的振蕩頻帶；其中，在由切換裝置將第一預定電平的控制電壓施加到振蕩電路和由頻帶切換電路選擇頻帶之后，該通信用半導體集成電路施加與第一預定電平不同的預定電平的控制電壓，并根據相位比較電路的比較結果，確定振蕩電路在控制電壓-振蕩頻率特性曲線上的哪個區域工作。
2.根據權利要求1的通信用半導體集成電路，其中，在將第一預定電平的控制電壓或另一預定電平的控制電壓施加到振蕩電路的狀態下，關閉環路以啟動頻率鎖定操作。
3.根據權利要求2的通信用半導體集成電路，其中，該通信用半導體集成電路提供三個或更多預定電平的控制電壓，切換這些控制電壓以確定振蕩電路在控制電壓-振蕩頻率特性曲線上的哪個區域工作，并在將三個或更多預定電平的控制電壓之一施加到振蕩電路的狀態下，關閉環路以啟動頻率鎖定操作。
4.根據權利要求3的通信用半導體集成電路，其中，振蕩電路可以工作的區域數量是2的n次冪(n是正整數)，該通信用半導體集成電路在切換控制電壓時通過二進制搜索方法確定振蕩電路的工作區域。
5.根據權利要求1的通信用半導體集成電路，其中，振蕩電路的控制電壓-振蕩頻率特性具有控制電壓越高頻率越高的正特性，當振蕩電路工作在控制電壓-振蕩頻率特性曲線上與比預定電平控制電壓更高的控制電壓對應的區域內時，在將比該預定電平控制電壓更高的另一預定電平控制電壓施加到該振蕩電路的狀態下，關閉該環路以開始頻率鎖定操作，而當振蕩電路工作在控制電壓-振蕩頻率特性曲線上與比該預定電平控制電壓更低的控制電壓對應的區域內時，在將該預定電平控制電壓施加到振蕩電路的狀態下，關閉該環路以開始頻率鎖定操作。
6.根據權利要求1的通信用半導體集成電路，其中，頻帶切換電路通過重復執行可變分頻器輸出信號的相位和固定分頻器輸出信號的相位之間的比較以及根據比較結果改變將要選擇的振蕩頻帶，以二進制搜索方法確定最后將要選擇的頻帶。
7.根據權利要求1的通信用半導體集成電路，其中，在根據判定結果和振蕩電路振蕩頻率的溫度特性保持頻帶或將其切換到相鄰頻帶，并將另一預定電平的控制電壓施加到振蕩電路的狀態下，該通信用半導體集成電路關閉該環路以啟動頻率鎖定操作。
8.根據權利要求7的通信用半導體集成電路，其中該振蕩電路的控制電壓-振蕩頻率特性具有控制電壓越高振蕩頻率越高的正特性，該振蕩電路的振蕩頻率的溫度特性具有溫度越高振蕩頻率越低的負特性，且當判定為該振蕩電路工作在控制電壓-振蕩頻率特性曲線上與低于預定電平控制電壓的控制電壓對應的區域內時，該通信用半導體集成電路將振蕩頻帶切換到更低振蕩頻率的相鄰振蕩頻帶；該振蕩電路的振蕩頻率的溫度特性具有溫度越高振蕩頻率越高的正特性，且當判定為該振蕩電路工作在控制電壓-振蕩頻率特性曲線上與高于預定電平控制電壓的控制電壓對應的區域內時，該通信用半導體集成電路將振蕩頻帶切換到更高振蕩頻率的相鄰振蕩頻帶。
9.根據權利要求1的通信用半導體集成電路，其中，該通信用半導體集成電路使用第一頻率的第一本振信號處理WCDMA系統的接收信號，并使用第二頻率的第二本振信號處理WCDMA系統的發射信號，其中，第一本振信號和第二本振信號分別由分立的振蕩電路生成。
10.根據權利要求1的通信用半導體集成電路，它使用預定頻率的本振信號處理GSM系統的接收信號和發射信號，其中由振蕩電路生成本振信號。
11.一種通信用半導體集成電路，包括環路，包括構建為能夠在一個連續頻帶內振蕩的振蕩電路；以指定分頻比把振蕩電路輸出信號分頻的可變分頻器；以預定分頻比把具有預定頻率的參考信號分頻的固定分頻器；比較可變分頻器輸出信號的相位與固定分頻器輸出信號的相位以檢測相位差的相位比較電路；和環路濾波器，生成與相位比較電路的輸出對應的電壓，且該環路通過環路濾波器生成的電壓控制可變振蕩電路的振蕩頻率；和切換裝置，當環路處于開環狀態時，能夠用預定電平電壓替換相位比較電路的輸出而提供給環路濾波器；其中，在通過由切換裝置將預定電平電壓提供給環路濾波器來將預定電平的控制電壓提供給振蕩電路的狀態下，該通信用半導體集成電路比較可變分頻器輸出信號的相位與固定分頻器輸出信號的相位，在切換控制電壓時通過二進制搜索方法，確定該振蕩電路在電壓-頻率特性曲線上的哪個區域工作，并在將與判定結果對應的預定電平的控制電壓施加到振蕩電路的狀態下，關閉該環路以啟動頻率鎖定操作。
全文摘要
本發明提供一種射頻IC，包括PLL電路，該PLL電路包含振蕩器以生成將與接收信號和發射信號合成的預定頻率的本振信號，并防止由于溫度變化導致VCO振蕩頻率波動時PLL環路被輕易地解鎖。在包括能夠切換振蕩頻帶的VCO、可變分頻器、相位比較電路和環路濾波器的PLL環路內，提供切換開關，它能夠在斷開環路濾波器與VCO的連接的開路狀態下將多個預定固定電壓之一替換環路濾波器的電壓施加到VCO；判別電路，確定可變分頻器的輸出相位在預定頻率的參考信號之前還是滯后；和自動頻帶切換電路，根據判別電路的輸出，生成用于切換VCO頻帶的信號。在通過二進制搜索方法找到切換VCO頻帶時的最佳頻帶，和通過二進制方法找到切換將要施加給VCO的固定電壓時的最佳施加電壓之后，鎖定該PLL環路。
文檔編號H04B1/26GK1841936SQ20061006833
公開日2006年10月4日 申請日期2006年3月29日 優先權日2005年3月29日
發明者佐竹邦斗, 大澤弘孝, 生田功, 山本覺 申請人:株式會社瑞薩科技