對(duì)二進(jìn)制相移鍵控(bpsk)信號(hào)進(jìn)行相干解調(diào)的系統(tǒng)的制作方法

專利名稱：對(duì)二進(jìn)制相移鍵控(bpsk)信號(hào)進(jìn)行相干解調(diào)的系統(tǒng)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種對(duì)二進(jìn)制相移鍵控(BPSK)信號(hào)進(jìn)行解調(diào)的系統(tǒng)。
本發(fā)明的一般應(yīng)用領(lǐng)域是數(shù)字通信，具體地是無線數(shù)字通信。
背景技術(shù)：
正弦信號(hào)的數(shù)字相移鍵控(PSK)在抗擾性和要求帶寬這兩方面都是最有效的調(diào)制技術(shù)之一。然而，PSK信號(hào)的解調(diào)需要復(fù)雜的解調(diào)器系統(tǒng)。因此，其他低效的數(shù)字調(diào)制方案通常是優(yōu)選的，因?yàn)樗鼈兊慕庹{(diào)更簡(jiǎn)單，例如頻移鍵控(FSK)或者幅移鍵控(ASK)。
最簡(jiǎn)單的PSK信號(hào)是二進(jìn)制PSK信號(hào)(BPSK)。在這種情況下，載波相位根據(jù)比特流在兩個(gè)可能的狀態(tài)0°和180°之間切換。通過把載波乘以+1(0°相位狀態(tài))或者-1(180°相位狀態(tài))，可以容易地得到BPSK信號(hào)。從接收機(jī)的角度看，不可能知道輸入BPSK信號(hào)的相位對(duì)應(yīng)于0°狀態(tài)還是對(duì)應(yīng)于180°狀態(tài)。這是由于從發(fā)射機(jī)到接收機(jī)的實(shí)際傳播路徑通常是未知的。為了避免這種不確定性，將要發(fā)送的信息編碼為相位狀態(tài)之間的轉(zhuǎn)換，而不是編碼為固定的相位值。因此，當(dāng)必須要發(fā)送邏輯“1”時(shí)，轉(zhuǎn)換該載波信號(hào)的相位，而對(duì)邏輯“0”則不改變相位，反之亦然。以這種方式編碼的信號(hào)被稱為差分BPSK(DBPSK)。應(yīng)該注意，從信號(hào)的角度來看，BPSK和DBPSK之間沒有差別。它們之間僅有的差別是基帶信號(hào)的預(yù)處理(在發(fā)送機(jī)方)或者后處理(在接收機(jī)方)。圖1示出了BPSK或DBPSK信號(hào)的產(chǎn)生，該信號(hào)是基帶信號(hào)(從比特流或從處理過的比特流得到的)與期望頻率的正弦載波的乘積。
用于解調(diào)BPSK信號(hào)的通常方法是相干解調(diào)?；旧?，解調(diào)處理包括以下操作用頻率與原始載波相同的基準(zhǔn)信號(hào)乘以所接收的信號(hào)。
在數(shù)學(xué)上，BPSK信號(hào)可以表示為
BPSK＝±Acos(wt+ψ) (1)這里，+號(hào)對(duì)應(yīng)于0°相位狀態(tài)，一號(hào)對(duì)應(yīng)于180°相位狀態(tài)。A是所接收信號(hào)的幅值，ψ是由于信號(hào)傳播而產(chǎn)生的任意相位。
基準(zhǔn)信號(hào)S由下式給出(為了簡(jiǎn)化，將幅值設(shè)為1)S＝cos(wt)(2)乘積P可以表示如下P＝±Acos(wt+ψ)·cos(wt)＝±A/2cos(ψ)±A/2cos(2wt+ψ) (3)最后，通過對(duì)P進(jìn)行低通濾波，得到下面的基帶項(xiàng)PLPF＝±A/2cos(ψ)(4)結(jié)果為信號(hào)PLPF，該信號(hào)再現(xiàn)了原始調(diào)制(±)。從(4)中可以看出，如果傳播相位ψ是0°或者180°，那么解調(diào)處理的效率達(dá)到其最大值(與相位不確定性無關(guān))。相反，如果ψ＝±90°，那么解調(diào)處理的效率為零。該事實(shí)指出了PSK信號(hào)的相干解調(diào)的第一個(gè)缺點(diǎn)，就是傳播相位不定性。第二個(gè)且最重要的缺點(diǎn)是頻率與原始載波精確相同的基準(zhǔn)信號(hào)的可用性。
解決這兩個(gè)問題的通常方式是使用載波恢復(fù)電路。通過使用同步環(huán)來實(shí)現(xiàn)載波恢復(fù)。使用最廣泛的是平方環(huán)和Costas環(huán)，圖2和3中分別表示了它們的特性和操作。
如圖2所示，平方環(huán)包括平方塊和帶通濾波器(BPF)，其根據(jù)BPSK輸入信號(hào)產(chǎn)生頻率為原始載波的兩倍的基準(zhǔn)信號(hào)，并且，理想地，不進(jìn)行任何相位調(diào)制。鎖相環(huán)(PLL)包括相位/頻率檢測(cè)器、環(huán)路濾波器和壓控振蕩器(VCO)，用來恢復(fù)倍頻的載波。最后使用除2分頻器來恢復(fù)原始載波。通過用輸入BPSK信號(hào)乘以所恢復(fù)的載波來實(shí)現(xiàn)解調(diào)。
Costas環(huán)包括兩個(gè)混頻器，它們產(chǎn)生輸入信號(hào)與兩個(gè)基準(zhǔn)正交信號(hào)(0°/90°)的乘積。用作相位檢測(cè)器的第三混頻器產(chǎn)生作為前兩個(gè)混頻器的低通濾波輸出的乘積的誤差信號(hào)。最后，該誤差信號(hào)通過環(huán)路濾波器(即，積分器)，以產(chǎn)生壓控振蕩器(VCO)的控制信號(hào)，當(dāng)壓控振蕩器和90°移相器組合時(shí)；該壓控振蕩器產(chǎn)生基準(zhǔn)正交信號(hào)，并且使環(huán)路閉合。當(dāng)基準(zhǔn)正交信號(hào)的頻率等于原始載波的頻率時(shí)，誤差信號(hào)為零。此外，VCO輸出基準(zhǔn)信號(hào)(同相信號(hào))將具有與載波相同的傳播相位ψ或者與載波相差180°的傳播相位。在鎖定狀態(tài)下，也就是說當(dāng)誤差函數(shù)為零時(shí)，Costas環(huán)用作BPSK信號(hào)的解調(diào)器。實(shí)際上，基帶調(diào)制器信號(hào)出現(xiàn)在第一低通濾波器(圖3中的LPF1)的輸出端(與符號(hào)不確定性無關(guān))。
前兩個(gè)方案執(zhí)行的相干解調(diào)的最主要優(yōu)點(diǎn)在于輸入信號(hào)的跟蹤。這使得能夠進(jìn)行頻偏(例如，由于移動(dòng)系統(tǒng)中的發(fā)送機(jī)和接收機(jī)之間的相對(duì)運(yùn)動(dòng)而產(chǎn)生的頻偏)的校正。此外，不需要與調(diào)制信號(hào)有關(guān)的在先信息(即，比特周期)。但是，同步時(shí)間通常很長(zhǎng)，從而導(dǎo)致通信開始時(shí)的數(shù)據(jù)丟失，或者突發(fā)模式傳輸中的故障。同步環(huán)的另一個(gè)重要缺點(diǎn)是需要環(huán)路濾波器，這難以通過單片電路的形式實(shí)現(xiàn)。
至于示例，專利US-5347228采用相干解調(diào)過程，其基于Costas環(huán)(如圖3所示)，并且補(bǔ)充有用于檢測(cè)解調(diào)器調(diào)諧狀態(tài)(輸入信號(hào)的相位調(diào)諧和正確解調(diào))或者偽調(diào)諧狀態(tài)(錯(cuò)誤調(diào)制)的一系列附加組件。
專利US-4631486提出了一種另選過程，用于獲得使得可以進(jìn)行解調(diào)的相位基準(zhǔn)。在這種情況下，執(zhí)行所接收相量(phasor)的特定平均，根據(jù)該處理獲得相位基準(zhǔn)估計(jì)值。將每一個(gè)所接收的相量與該基準(zhǔn)相比較，以解調(diào)信號(hào)，然后將其用來改善相位基準(zhǔn)估計(jì)值。該過程具有以下優(yōu)點(diǎn)能夠正確解調(diào)以不連續(xù)的形式接收的信號(hào)，而不丟失與調(diào)諧時(shí)間相關(guān)的信息。其不便之處在于，為了執(zhí)行相量平均，解調(diào)器系統(tǒng)的更大復(fù)雜性以及對(duì)獲知調(diào)制信號(hào)比特周期的隱性需求。
專利US-4989220中提出了用于采用數(shù)字相位調(diào)制的信號(hào)的另一種可能的解調(diào)方法。該方法可應(yīng)用于數(shù)字相位調(diào)制信號(hào)，該信號(hào)僅涉及相鄰相位狀態(tài)之間的變化?；旧?，其工作原理包括將在一時(shí)間周期內(nèi)接收的信號(hào)與在前一時(shí)間周期內(nèi)接收的信號(hào)相乘。通過使用延遲組件得到時(shí)間差，并對(duì)其進(jìn)行調(diào)節(jié)，以使其等于比特時(shí)間。通過低通濾波器對(duì)該相乘的結(jié)果進(jìn)行濾波，以產(chǎn)生所得到的信號(hào)的DC分量。僅當(dāng)在一個(gè)比特周期中存在相位變化時(shí)，DC分量的值才會(huì)有變化。在這種情況下，直接執(zhí)行解調(diào)，而不需要同步。其基本缺點(diǎn)在于必須預(yù)先知道調(diào)制信號(hào)比特周期。

發(fā)明內(nèi)容
相對(duì)于所說明的背景，本發(fā)明提供了與相干解調(diào)相對(duì)應(yīng)的優(yōu)點(diǎn)(輸入信號(hào)跟蹤以及與調(diào)制信號(hào)比特周期無關(guān)的解調(diào)處理)，而不需要明確使用頻率和相位鎖定環(huán)(PLL或Costas環(huán))。本發(fā)明的基本工作原理是通過超高次諧波注入來鎖定諧振電路，以恢復(fù)BPSK信號(hào)的載波。這樣，通過振蕩器的超高次諧波注入鎖定實(shí)現(xiàn)了載波恢復(fù)，而不需要外部反饋路徑。因此，不需要環(huán)路濾波器，于是所得到的結(jié)構(gòu)適于單片電路集成。
本發(fā)明涉及根據(jù)權(quán)利要求1的用于二進(jìn)制相移鍵控信號(hào)(BPSK)的解調(diào)的系統(tǒng)和根據(jù)權(quán)利要求6的方法。從屬權(quán)利要求中限定了該系統(tǒng)和方法的優(yōu)選實(shí)施例。
本發(fā)明的第一方面涉及一種用于二進(jìn)制相移鍵控BPSK信號(hào)的相干解調(diào)的系統(tǒng)，所述二進(jìn)制相移鍵控BPSK信號(hào)的頻率為f，用于解調(diào)的該系統(tǒng)包括-用于從所述BPSK信號(hào)中恢復(fù)出頻率為2f的載波信號(hào)(C)的裝置，-用于把頻率為2f的所述信號(hào)注入到注入鎖定振蕩器ILO中的裝置，該注入鎖定振蕩器ILO的固有諧振頻率為fr，該fr基本等于f，該注入鎖定振蕩器提供用于恢復(fù)具有(θe-k)/2相移的原始載波的差分輸出Op、On信號(hào)，其中θe=arcsin(fr-fαAif)]]>其中α和k是取決于注入鎖相振蕩器ILO中的主要非線性的類型的參數(shù)，而Ai是所恢復(fù)出的頻率為2f的載波信號(hào)的幅值，以及-用于對(duì)差分輸出Op、On信號(hào)和輸入BPSK信號(hào)的副本進(jìn)行組合，以產(chǎn)生解調(diào)信號(hào)(DEMOD)的裝置。
如果fr不是大致等于f，則相干解調(diào)器的輸出會(huì)低于fr≈f的情況，但是解調(diào)器還可以工作。
本發(fā)明的工作原理是當(dāng)注入頻率與其固有諧振頻率fr的第二諧波接近的信號(hào)時(shí)，注入鎖定振蕩器ILO或者輻角除2電路(argumentdivide-by-two circuit)的頻率和相位的鎖定現(xiàn)象。根據(jù)發(fā)明人建立并驗(yàn)證的，這種輻角鎖定現(xiàn)象(頻率和相位)是由非線性響應(yīng)引起的，ILO電路中使用的組件把這種現(xiàn)象表現(xiàn)為更大或更小程度。
下面指出更常見的非線性源a)在采用變?nèi)荻O管的情況下，變?nèi)荻O管的電容隨所施加的偏壓的變化。
b)在采用雙極晶體管的情況下，雙極晶體管的基極-發(fā)射極和基極-集電極接頭中的電容的變化。
c)在采用MOSFET晶體管的情況下，MOSFET晶體管柵極-源極、柵極-漏極以及柵極-基板中的電容的變化。
d)MOSFET晶體管中的漏電流和雙極晶體管中的基極-集電極電流根據(jù)平方或更高階法則而取決于極化電壓。
非線性是造成諧波混頻的原因，該諧波混頻隨后產(chǎn)生新的頻譜分量。當(dāng)將頻率為2f的信號(hào)注入ILO時(shí)，非線性(特別是二階非線性)導(dǎo)致對(duì)頻率2f-fr≈fr的(電壓和/或電流的)附加貢獻(xiàn)，其中2f接近于2fr(這里fr是ILO的固有諧振頻率)。該貢獻(xiàn)被添加到相同頻率的已有信號(hào)上，從而改變了ILO的諧振特性。這在分析上和實(shí)驗(yàn)上都證明了，ILO工作條件的變化可以表達(dá)為其諧振頻率的變化Afr，它可以由下式給出Δfr＝αAifSin(θ)(5)其中，α是取決于主要非線性的類型的參數(shù)，Ai是頻率為2f的輸入信號(hào)的幅值，而角度θ被表示為θ＝2(t)-φ+k (6)其中，φ和(t)分別是輸入和輸出信號(hào)相位，t是時(shí)間。k的值也取決于電路中的主要非線性，例如，如果非線性是由可隨偏壓變化的電流而引起的，那么k＝0，而如果非線性可歸因于可變電容，那么k＝π/2。
此外，從來自ILO的Op和On輸出可以表示為Op＝Bcos(2πft+(t))；On＝Op+π (7)其中，B是輸出信號(hào)的幅值，并且(t)證明了 將(5)和(6)與(8)進(jìn)行組合，可以得到下述的差分方程，該差分方程決定了對(duì)所注入的輸入信號(hào)的ILO動(dòng)態(tài)響應(yīng)。當(dāng)d/dt＝0時(shí)，或者換句話說，當(dāng)輸出信號(hào)頻率正好是輸入信號(hào)頻率的一半并且由此Δfr＝f-fr時(shí)，達(dá)到平衡狀態(tài)(鎖定狀態(tài))。
通過替換(5)中的該條件，對(duì)于角度θ可以得到兩個(gè)可能的平衡值，其可以表示為θe=arcsin(fr-fαAif)]]>和θm＝π-θe(9)這表明，第一可能性θe對(duì)應(yīng)于穩(wěn)定平衡情形，而第二可能性θm是亞穩(wěn)平衡情形。假定輸入信號(hào)的頻率接近于ILO的固有諧振頻率的兩倍，那么穩(wěn)定平衡角θe將較小。
從(6)中可以推導(dǎo)出，鎖定條件對(duì)于輸出相位φ不唯一，并且存在π弧度的不確定性，這只是由ILO電路執(zhí)行的輻角除2的數(shù)學(xué)結(jié)果。
用于將差分輸出Op、On信號(hào)與輸入BPSK信號(hào)的副本進(jìn)行組合的裝置可以包括-用于將注入鎖定振蕩器ILO的差分輸出信號(hào)Op、On與信號(hào)i1、i3相乘的裝置Mix1、Mix2，其分別提供輸出IF1、IF2信號(hào)，其中信號(hào)i1、i3是輸入BPSK信號(hào)的副本并且具有相同的頻率和非常相似的幅值和相位。
-用于分別對(duì)所述輸出IF1、IF2信號(hào)進(jìn)行低通濾波，以產(chǎn)生基帶信號(hào)BBp、BBn的裝置LPF1、LPF2，-用于減去這些基帶信號(hào)，以產(chǎn)生解調(diào)信號(hào)DEMOD的裝置。
用于恢復(fù)頻率為2f的載波信號(hào)C的裝置優(yōu)選地包括平方電路。
用于解調(diào)的系統(tǒng)優(yōu)選地包括連接在平方電路塊和注入鎖定振蕩器(ILO)之間的帶通濾波器塊。
頻率為f的一般BPSK信號(hào)可以表示為BPSK＝±Acos(2πff+ψ) (10)對(duì)其進(jìn)行平方和帶通濾波，以獲得頻率為2f的載波C，載波C由下式給出C=A22cos(4πft+2ψ)······(11)]]>考慮表達(dá)式(6)并且用2ψ代替φ，可以得到在鎖定狀態(tài)下ILO的輸出Op的相位φe和輸入BPSK信號(hào)的相位ψ之間的以下關(guān)系θe＝ψ+(θe-k)/2+nπ；n＝0，1，2... (12)也就是，ILO輸出Op(On類似)恢復(fù)了具有(θe-k)/2的相移和π的相位不確定性的原始載波。
根據(jù)(12)的相位關(guān)系，在Mix1、Mix2的輸出IF1、IF2，可以得到IF2＝±ABcos(2πft+ψ)·cos(2πft+e) (13)IF2＝±ABcos(2πft+ψ)·cos(2πft+e+π)(14)并且在低通濾波之后BBp＝±AB/2cos[(θe-k)/2+nπ](15)BBn＝±AB/2cos[(θe-k)/2+(n+1)π](16)應(yīng)該注意，BBp或BBn是二值信號(hào)(彼此互補(bǔ))，其符號(hào)變化已經(jīng)再現(xiàn)了輸入BPSK信號(hào)的相位變化。但是，由于失配或者不對(duì)稱，這些信號(hào)可能會(huì)受到共模偏移的影響，這可能影響后續(xù)級(jí)(即，飽和基帶放大器或信號(hào)再生器)的正常操作。為了避免該問題，這兩個(gè)信號(hào)都被減去，以產(chǎn)生最終的解調(diào)輸出DEMOD，它可以表示為DEMOD＝±ABcos[(θe-k)/2+nπ](17)解調(diào)處理的最大效率對(duì)應(yīng)于θe＝k的情況。在這些條件下，DEMOD＝±AB·(±1)。
根據(jù)主要非線性，我們可以區(qū)分兩種不同的情況a)非線性電流(k＝0)。
在這種情況下，在θe＝0時(shí)達(dá)到解調(diào)處理的最大效率。從(9)中看出，這對(duì)應(yīng)于f＝fr，這也是鎖定處理的最大靈敏度(即，對(duì)ILO進(jìn)行相位鎖定所需要的最小注入功率)的條件。
b)非線性電容(k＝π/2)。
在這種情況下，當(dāng)θe＝π/2時(shí)達(dá)到最大效率。但是，根據(jù)(9)，這對(duì)應(yīng)于在鎖定限制內(nèi)的頻率f和fr，也就是說，(fr-f)/(αAif)＝1。相對(duì)于固有諧振頻率fr的初始值的任何偏差(例如由于組件特性中的噪聲或漂移而造成的)都將導(dǎo)致鎖定消失。如果我們需要最大鎖定靈敏度(即θe＝0)，而非最大解調(diào)效率，那么DEMOD=±AB·(±2/2),]]>也就是說，最大效率的70％。因此，必須建立最大解調(diào)效率和最大鎖定靈敏度之間的折衷，或者包括延遲路徑，以對(duì)相位偏差進(jìn)行補(bǔ)償，來獲得最佳鎖定和最佳解調(diào)。延遲塊可以設(shè)置在圖4中的從i2到C的鏈路中的任何地方，或者同時(shí)設(shè)置在i1和i3路徑中。在第一種情況下，延遲路徑必須產(chǎn)生π/2的相移(如果連接在平方級(jí)之前，那么是該值的一半)，而在第二種情況下是-π/2。
本發(fā)明的第二方面涉及一種基于通過注入頻率為2f的信號(hào)對(duì)振蕩器進(jìn)行的同步，對(duì)頻率為f的BPSK信號(hào)進(jìn)行相干解調(diào)的方法。
當(dāng)注入頻率為2f的信號(hào)并且振蕩器的固有諧振頻率fr大致等于f時(shí)，該振蕩器被同步。
用于對(duì)頻率為f的BPSK信號(hào)進(jìn)行相干解調(diào)的方法，包括-從所述BPSK信號(hào)中恢復(fù)出頻率為2f的載波信號(hào)(C)，-將頻率為2f的所述信號(hào)注入到注入鎖定振蕩器(ILO)中，以恢復(fù)出具有(θe-k)/2相移的原始載波，其中θe=arcsin(fr-fαAif)]]>其中，α和k是取決于注入鎖定振蕩器(ILO)中的主要非線性的類型的參數(shù)，而Ai是所恢復(fù)的頻率為2f的載波信號(hào)的幅值，以及-將差分輸出(Op、On)信號(hào)與輸入BPSK信號(hào)進(jìn)行組合，以產(chǎn)生解調(diào)信號(hào)(DEMOD)。


圖1是BPSK信號(hào)的產(chǎn)生的示意表示。
圖2是平方環(huán)的簡(jiǎn)圖。
圖3是Costas環(huán)的簡(jiǎn)圖。
圖4表示根據(jù)本發(fā)明的優(yōu)選BPSK解調(diào)器。
圖5表示頻率為f的BPSK信號(hào)和頻率為2f的S2信號(hào)的測(cè)量時(shí)域波形。
圖6表示使用非線性變?nèi)荻O管的注入鎖定振蕩器(ILO)的優(yōu)選實(shí)現(xiàn)。
圖7表示在注入頻率為2f的輸入信號(hào)C之前(自由振蕩)和處于鎖定狀態(tài)(鎖定)下，ILO的輸出之一(Op或On)的測(cè)量頻譜。
圖8表示頻率為2f的ILO的ILO輸入波形C和頻率為f的ILO的輸出之一(Op或On)的測(cè)量時(shí)域波形。
圖9表示頻率都為f的BSPK信號(hào)和ILO的差分輸出Op(-)或On(----)的測(cè)量時(shí)域波形。
圖10表示BPSK輸入信號(hào)和解調(diào)輸出DEMOD。
圖11表示與每隔500ns相位改變180°的BPSK輸入信號(hào)相對(duì)應(yīng)的DEMOD輸出。
具體實(shí)施例方式
本發(fā)明涉及一種用于對(duì)二進(jìn)制數(shù)字相移鍵控(BPSK)信號(hào)進(jìn)行解調(diào)的系統(tǒng)。圖4表示該解調(diào)器系統(tǒng)的一種可能版本，其可以分為以下部分(a)功率分配器PDIV，其輸入是頻率為f的BPSK相位調(diào)制信號(hào)，其中f是載波信號(hào)的頻率。該功率分配器在其輸出端提供具有與該輸入信號(hào)相同頻率f的信號(hào)i1、i2和i3。此外，i1和i3的幅值相等并且處于相同的相位狀態(tài)，該相位狀態(tài)可以與輸入信號(hào)相同或者與輸入信號(hào)有一定的相位不平衡度或延遲，該相位不平衡度或延遲對(duì)于兩者來說是相同的。信號(hào)i2的幅值和相位狀態(tài)可以與信號(hào)i1和i3的相同，或者有一定的幅值和/或相位不平衡度。該功率分配器可以是無源或者有源的。
(b)平方電路塊，其可以使用在從輸入到輸出的傳遞函數(shù)中具有二次項(xiàng)的任何有源或者無源電路來實(shí)現(xiàn)。這些電路的示例是用作模擬乘法器的全波二極管整流器或者混頻器。
(c)帶通濾波器(BPF)(如果需要的話)，用來從平方塊的輸出中選擇頻率為2f的適當(dāng)分量。
(d)用作除2模擬輻角分頻器(argument divider)的注入鎖定振蕩器(ILO)，其固有振蕩頻率為fr(在沒有注入信號(hào)的情況下)。該ILO提供頻率為f的差分輸出信號(hào)Op和On。根據(jù)表達(dá)式(6)，差分輸出相位由頻率為2f的信號(hào)C固定。
(e)有源或者無源的兩個(gè)混頻器Mix1和Mix2，其與低通濾波器LPF1和LPF2組合，以將BPSK輸入信號(hào)下轉(zhuǎn)換為基帶信號(hào)BBp和BBn。
(f)無源或者有源減法器，其根據(jù)基帶信號(hào)BBp和BBn產(chǎn)生DEMOD輸出。
圖5表示所測(cè)量的BPSK輸入信號(hào)與平方塊的輸出信號(hào)S2之間的時(shí)間關(guān)系。在本示例中，使用商品化的倍頻器電路來產(chǎn)生S2信號(hào)。
圖4的注入鎖定振蕩器(ILO)可以按照多種方式來實(shí)現(xiàn)。圖6包含了該ILO電路的一種優(yōu)選但非唯一的實(shí)現(xiàn)。如已經(jīng)闡述的，分頻處理所基于的原理是，當(dāng)向諧振電路注入頻率與諧振電路的基頻的二次諧波的頻率接近的信號(hào)時(shí)，諧振電路的頻率和相位鎖定現(xiàn)象。該電路包括以下部分(a)偏T電路BT，用于將頻率為2f的注入信號(hào)(i)與諧振電路工作所需的連續(xù)DC偏壓進(jìn)行組合。
(b)倒相變壓器T1，其初級(jí)和次級(jí)繞組的一端連接到偏壓網(wǎng)絡(luò)輸出，而另一端連接到變?nèi)荻O管V1和V2。
(c)所述變?nèi)荻O管V1和V2，其正極連接到控制電壓Vc。
(d)兩個(gè)交叉耦合的晶體管Q1和Q2。
(e)差分輸出Op和On。
(f)電流源S1，用于保證正確的晶體管極化。
重要的是要注意，作為這種分頻器電路的特性的頻率/相位鎖定處理比與平方環(huán)或Costas環(huán)相關(guān)的處理快得多，因?yàn)檫@是實(shí)際的組件所固有的而不是作為整體的鎖定電路所固有的。
變壓器和兩個(gè)變?nèi)荻O管構(gòu)成諧振槽電路(resonant tank circuit)，其諧振頻率由控制電壓Vc的值固定。這兩個(gè)變?nèi)荻O管可以用固定值的電容器代替，在這種情況下，會(huì)失去控制諧振頻率的可能性。交叉耦合晶體管對(duì)(在圖6中它們是MOSFET，但它們可以是雙極的)用于提供足夠的增益，以補(bǔ)償諧振槽電路損耗以及產(chǎn)生諧振頻率為fr的恒幅振蕩。當(dāng)注入信號(hào)具有足夠的功率時(shí)，槽的諧振特性發(fā)生改變。這是由變?nèi)荻O管響應(yīng)和/或放大器級(jí)晶體管中的非線性特性導(dǎo)致的。新的諧振頻率被調(diào)諧為注入信號(hào)的一半，而相位被調(diào)整為具有180°差值的兩個(gè)可能值中的任意一個(gè)。
圖7表示在注入之前(自由振蕩)和注入頻率為506MHz的輸入信號(hào)C之后處于鎖定狀態(tài)(鎖定)下，ILO的輸出之一(Op或On)的測(cè)量頻譜。注意，通過鎖定使255.5MHz的固有頻率偏移了一2.5MHz。
圖8表示頻率為2f的ILO輸入波形C和頻率為f的ILO輸出之一(Op或On)的測(cè)量時(shí)域波形。應(yīng)該注意，鎖定狀態(tài)下的相位關(guān)系在頻率為f的基本振蕩和頻率為2f的二次諧波之間。
圖9表示頻率都為f的BSPK信號(hào)和ILO的差分輸出Op(-)或On(----)的測(cè)量時(shí)域波形。注意，BPSK信號(hào)在180°相位變化之前與Op輸出同相，而在相位變化之后與On輸出同相。
圖10表示BPSK輸入信號(hào)和解調(diào)輸出DEMOD。在圖中所示的情況下，DEMOD信號(hào)的下降時(shí)間為大約15-20ns，這暗示了大約50-60Mbits/s的最大解調(diào)速率。
圖11表示與每隔500ns相位改變180°的BPSK輸入信號(hào)相對(duì)應(yīng)的DEMOD輸出。
權(quán)利要求
1.一種用于對(duì)頻率為f的二進(jìn)制相移鍵控(BPSK)信號(hào)進(jìn)行相干解調(diào)的系統(tǒng)，其包括-用于從所述BPSK信號(hào)中恢復(fù)出頻率為2f的載波信號(hào)(C)的裝置，-用于將頻率為2f的所述信號(hào)注入到注入鎖定振蕩器(ILO)中的裝置，該注入鎖定振蕩器的固有諧振頻率為fr，該fr大致等于f，該注入鎖定振蕩器提供用于恢復(fù)具有(θe-k)/2相移的原始載波的差分輸出(Op、On)信號(hào)，其中θe=arcsin(fr-fαAif)]]>其中α和k是取決于所述注入鎖定振蕩器(ILO)中的主要非線性的類型的參數(shù)，而Ai是所恢復(fù)的頻率為2f的載波信號(hào)的幅值，以及-用于將所述差分輸出(Op、On)信號(hào)與所述輸入BPSK信號(hào)的副本進(jìn)行組合，以產(chǎn)生解調(diào)信號(hào)(DEMOD)的裝置。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的用于進(jìn)行解調(diào)的系統(tǒng)，其中，用于將所述差分輸出(Op、On)信號(hào)與所述輸入BPSK信號(hào)的副本進(jìn)行組合的裝置包括-用于將所述注入鎖定振蕩器(ILO)的差分輸出信號(hào)(Op、On)與作為所述輸入BPSK信號(hào)的副本并且具有相同頻率及非常相似的幅值和相位的信號(hào)(i1、i3)相乘的裝置(Mix1、Mix2)，其分別提供輸出(IF1、IF2)信號(hào)，-用于分別對(duì)所述輸出(IF1、IF2)信號(hào)進(jìn)行低通濾波，以產(chǎn)生基帶信號(hào)(BBp、BBn)的裝置(LPF1、LPF2)，-用于減去所述基帶信號(hào)，以產(chǎn)生解調(diào)信號(hào)(DEMOD)的裝置。
3.根據(jù)以上任一權(quán)利要求所述的用于進(jìn)行解調(diào)的系統(tǒng)，其中，用于恢復(fù)出頻率為2f的載波信號(hào)(C)的裝置包括平方電路。
4.根據(jù)權(quán)利要求3所述的用于進(jìn)行解調(diào)的系統(tǒng)，還包括帶通濾波器塊，其連接在所述平方電路塊和所述注入鎖定振蕩器(ILO)之間。
5.根據(jù)權(quán)利要求2-4中的任意一項(xiàng)所述的用于進(jìn)行解調(diào)的系統(tǒng)，其中，用于進(jìn)行相乘的裝置(Mix1、Mix2)是相同的。
6.一種基于通過注入頻率為2f的信號(hào)對(duì)振蕩器進(jìn)行的同步，來對(duì)頻率為f的二進(jìn)制相移鍵控(BPSK)信號(hào)進(jìn)行相干解調(diào)的方法。
7.根據(jù)權(quán)利要求6所述的方法，其中，當(dāng)注入頻率為2f的信號(hào)并且所述振蕩器的固有諧振頻率fr大致等于f時(shí)，所述振蕩器被同步。
8.根據(jù)權(quán)利要求7所述的方法，包括-從所述BPSK信號(hào)中恢復(fù)出頻率為2f的載波信號(hào)(C)，-將頻率為2f的所述信號(hào)注入到注入鎖定振蕩器(ILO)中，以恢復(fù)出具有(θe-k)/2相移的原始載波，其中θe=arcsin(fr-fαAif)]]>其中，α和k是取決于所述注入鎖定振蕩器(ILO)中的主要非線性的類型的參數(shù)，而Ai是所恢復(fù)的頻率為2f的載波信號(hào)的幅值，以及-將差分輸出(Op、On)信號(hào)與所述輸入BPSK信號(hào)的副本進(jìn)行組合，以產(chǎn)生解調(diào)信號(hào)(DEMOD)。
全文摘要
一種用于對(duì)頻率為f的二進(jìn)制相移鍵控(BPSK)信號(hào)進(jìn)行相干解調(diào)的系統(tǒng)，其包括用于從所述BPSK信號(hào)中恢復(fù)出頻率為2f的載波信號(hào)(C)的裝置；用于將頻率為2f的所述信號(hào)注入到注入鎖定振蕩器(ILO)中的裝置，該注入鎖定振蕩器的固有諧振頻率為f
文檔編號(hào)H04L27/227GK1829209SQ20061005809
公開日2006年9月6日 申請(qǐng)日期2006年2月28日 優(yōu)先權(quán)日2005年2月28日
發(fā)明者若澤·瑪麗亞·洛佩斯·比烈加斯, 若澤·哈維爾·西埃羅·科多巴, 瓊·艾圖爾·奧索里奧·馬蒂, 何塞普·伊格斯·卡伊羅·莫林 申請(qǐng)人:精工愛普生株式會(huì)社