利用理想周期相關(guān)互補(bǔ)序列對進(jìn)行信道估計(jì)的方法

專利名稱：利用理想周期相關(guān)互補(bǔ)序列對進(jìn)行信道估計(jì)的方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明是一種利用理想周期相關(guān)互補(bǔ)序列對進(jìn)行信道估計(jì)的方法，屬于無線通信中信道估計(jì)的技術(shù)領(lǐng)域。
背景技術(shù)：
一個實(shí)際的無線通信系統(tǒng)不可能完全滿足理想的波形傳輸無失真條件，因而接收信號一定會受到串?dāng)_和噪聲的影響。而對接收機(jī)而言，必須要在有串?dāng)_和噪聲的情況下，檢測出發(fā)送數(shù)據(jù)。在進(jìn)行信號檢測時，一般需要信道沖激響應(yīng)。而信道參數(shù)估計(jì)通常依靠發(fā)送已知的導(dǎo)頻，在接收端，根據(jù)接收到導(dǎo)頻信號來進(jìn)行信道估計(jì)。
通信系統(tǒng)中發(fā)送的信號主要可分為數(shù)據(jù)和導(dǎo)頻信號，其中數(shù)據(jù)是待發(fā)送的有用載荷信息，而導(dǎo)頻信號是已知的冗余信息信號，用于在接收機(jī)進(jìn)行信道估計(jì)，獲得檢測器所需的信道沖激響應(yīng)和噪聲的方差等信息。
在單載波塊傳輸系統(tǒng)中，傳統(tǒng)的方法是插入循環(huán)正交導(dǎo)頻序列，不同的發(fā)送天線發(fā)送不同相位的導(dǎo)頻序列。在接收端，利用導(dǎo)頻序列的正交特性，可獲得“最優(yōu)”的信道估計(jì)。同時，由于導(dǎo)頻的正交特性，在估計(jì)信道沖激響應(yīng)時，避免了矩陣求逆運(yùn)算。但是由于二進(jìn)制的循環(huán)正交導(dǎo)頻序列長度有限，一般實(shí)際使用的循環(huán)正交導(dǎo)頻序列屬于QPSK、8PSK甚至16PSK，因此在接收端進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算時，需要采用乘法。
為此，需要尋找屬于足夠小符號集中的最優(yōu)序列，以達(dá)到獲得“最優(yōu)”信道估計(jì)和低實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度。

發(fā)明內(nèi)容
技術(shù)問題本發(fā)明的目的是提供一種利用理想周期相關(guān)互補(bǔ)序列對進(jìn)行信道估計(jì)的方法，獲得“最優(yōu)”信道估計(jì)，并且接收端的相關(guān)運(yùn)算只需要加法運(yùn)算。更進(jìn)一步，通過采用本發(fā)明中的快速周期格雷相關(guān)算法，從而大大降低了運(yùn)算量。
技術(shù)方案本發(fā)明提出的利用理想周期相關(guān)互補(bǔ)序列對進(jìn)行信道估計(jì)的方法，其特征在于在無線通信系統(tǒng)中，在發(fā)送端，它使添加了循環(huán)保護(hù)的導(dǎo)頻與編碼調(diào)制映射后的數(shù)據(jù)信號復(fù)接，構(gòu)成子時隙，導(dǎo)頻段采用理想周期相關(guān)互補(bǔ)序列對，子時隙中的前后導(dǎo)頻段互為復(fù)共軛。一個或多個子時隙構(gòu)成時隙。在接收端，去掉導(dǎo)頻的循環(huán)保護(hù)，以消除多徑時延擴(kuò)展引起的傳輸塊之間的相互干擾，然后，根據(jù)接收到的子時隙中前后導(dǎo)頻段進(jìn)行信道估計(jì)。信道估計(jì)采用快速周期格雷相關(guān)算法。
具體而言，發(fā)送端含有如下步驟1)將前后導(dǎo)頻分別添加循環(huán)保護(hù)G或G*；二進(jìn)制互補(bǔ)序列對也稱為格雷對存在通用構(gòu)造遞推關(guān)系，本發(fā)明采用一種特殊的遞推生成方法a(0)＝[+1]， 式1b(0)＝[-1]， 式2a(k)＝[a(k-1)；w(k-1)b(k-1)]，式3b(k)＝[a(k-1)；-w(k-1)b(k-1)]， 式4這里，小寫黑體字母表示向量，aT表示a的轉(zhuǎn)置，其中，k＝1，2，...，K，k是迭代次數(shù)，K＝log2(N)，log2(·)表示求以2底的對數(shù)，a(k)和b(k)是2個長度為N的互補(bǔ)序列對，w(k)∈{+1，-1}，[a；b]表示對列向量進(jìn)行列復(fù)接。互補(bǔ)序列對a(k)和b(k)中的元素都是二進(jìn)制數(shù)(+1，-1)。
已知長度NP互補(bǔ)序列對為a和b，定義sP=Δ(2/2)(a+jb),]]>式5其中，j=-1.]]>一個時隙由MSS個子時隙構(gòu)成(mSS＝0，1，2，...，MSS-1)，在每個子時隙中，在數(shù)據(jù)段前后分別插入導(dǎo)頻序列。為降低導(dǎo)頻開銷，在子時隙mSS和子時隙mSS+1之間共享相鄰導(dǎo)頻，一個時隙共有MSS+1個導(dǎo)頻段。第mSS個子時隙中多個發(fā)送天線的導(dǎo)頻信號為 式6這里，nT＝1，2，...，NT，mP＝0，1，2，...，MSS，P是置換矩陣集{PN(t)}k＝0N-1中的一個。置換矩陣P左乘上一個N×1的列向量a是對列向量作了循環(huán)右移(循環(huán)移位位置由t決定)。PN(t)a中的第p個元素可以表示為2)使添加了循環(huán)保護(hù)的導(dǎo)頻與編碼調(diào)制映射后的數(shù)據(jù)信號復(fù)接，構(gòu)成子時隙，一個或多個子時隙構(gòu)成時隙；在接收端，含有如下步驟
3)去掉導(dǎo)頻的循環(huán)保護(hù)；4)在最小二乘意義下，利用一個子時隙的前后導(dǎo)頻，根據(jù)接收到的導(dǎo)頻估計(jì)一個子時隙的信道沖激響應(yīng)參數(shù)；5)在求解信道沖激響應(yīng)時，采用預(yù)處理(Pre-process)、快速周期格雷相關(guān)(FPGC)和后處理(Post-process)三個分步驟；6)利用步驟4)估計(jì)得到的子時隙信道沖激響應(yīng)，采用多項(xiàng)式擬合的方法，得到整個時隙中各個符號時刻處的信道沖激響應(yīng)；7)根據(jù)步驟4)求得的信道沖激響應(yīng)，重建接收導(dǎo)頻，由真正的接收導(dǎo)頻減去重建的接收導(dǎo)頻，獲得重建的噪聲，根據(jù)重建的噪聲可求一個子時隙的噪聲方差；8)在重建接收信號時，同樣采用快速周期格雷相關(guān)。
發(fā)送和接收端處理步驟詳細(xì)描述如下所述方法中的發(fā)送端時隙由若干個子時隙構(gòu)成，每個子時隙的前部和后部為理想周期相關(guān)互補(bǔ)序列對構(gòu)成的導(dǎo)頻。
所述方法中的發(fā)送端時隙結(jié)構(gòu)可以為1)每個時隙長度為0.825毫秒，分成1056個調(diào)制符號；2)每個時隙由若干個子時隙構(gòu)成“G+P+D+G*+P*”；3)每個子時隙前導(dǎo)頻段P、前循環(huán)保護(hù)段G、數(shù)據(jù)段D、后導(dǎo)頻段P*和后循環(huán)保護(hù)段G*，這里的導(dǎo)頻段P*是前導(dǎo)頻段P的復(fù)共軛，后循環(huán)保護(hù)段G*是前循環(huán)保護(hù)段G的復(fù)共軛；4)前后相鄰的子時隙共享導(dǎo)頻和循環(huán)保護(hù)段，后一個子時隙的前導(dǎo)頻段和前循環(huán)保護(hù)段是前一個子時隙的后導(dǎo)頻段和后循環(huán)保護(hù)段；5)循環(huán)保護(hù)段G或G*的長度為8，由導(dǎo)頻段P或P*的最后的8個符號構(gòu)成；6)導(dǎo)頻段P或P*的長度為32個調(diào)制符號，每個符號的取值由理想周期相關(guān)互補(bǔ)序列對的生成多項(xiàng)式?jīng)Q定；7)導(dǎo)頻序列是滿足理想周期相關(guān)的互補(bǔ)序列對。
在接收端中，步驟4)的最小二乘意義是指由信道沖激響應(yīng)估計(jì)值重建的接收導(dǎo)頻與實(shí)際接收導(dǎo)頻的誤差的平方和最小。
步驟4)所述的在最小二乘意義下，利用一個子時隙的前后導(dǎo)頻，根據(jù)接收到的導(dǎo)頻估計(jì)一個子時隙的信道沖激響應(yīng)參數(shù)中1.)信道沖激響應(yīng)參數(shù)的估計(jì)是對子時隙進(jìn)行的；2.)信道估計(jì)對每一個收發(fā)天線對按照子時隙估計(jì)信道沖激響應(yīng)；3.)信道沖激響應(yīng)參數(shù)的個數(shù)是NMP，即多徑的數(shù)目是NMP，NMP的大小根據(jù)多徑時延擴(kuò)散和符號速率而決定；4.)每個收發(fā)天線對之間的信道沖激響應(yīng)是利用已知的發(fā)送端導(dǎo)頻段P和P*以及第nR根接收天線第mSS個子時隙接收到的前導(dǎo)頻信號段rnR(mSS，0)和后導(dǎo)頻信號段rnR(mSS，1)計(jì)算得到的。
信道沖激響應(yīng)參數(shù)計(jì)算過程如下1.)對接收到的子時隙前后導(dǎo)頻段rnR(mSS，0)和rnR(mSS，1)進(jìn)行預(yù)處理(Pre-Process)；2.)根據(jù)發(fā)送端導(dǎo)頻序列所采用的互補(bǔ)序列對的遞推生成式，對預(yù)處理輸出的接收導(dǎo)頻進(jìn)行快速周期格雷相關(guān)運(yùn)算-FPGC運(yùn)算；3.)對FPGC運(yùn)算后的輸出進(jìn)行后處理，得到第nR根接收天線對應(yīng)的信道沖激響應(yīng)。
所述的方法中的步驟6)中多項(xiàng)式擬合可采用2階多項(xiàng)式，多項(xiàng)式擬合是對步驟4)中估計(jì)得到的信道沖激響應(yīng)參數(shù)分別進(jìn)行；在多項(xiàng)式擬合中，以步驟4)中的信道沖激響應(yīng)的參數(shù)為輸出，相應(yīng)時間序列為輸入，確定多項(xiàng)式系數(shù)；時間序列取值為0，1，2，...；多項(xiàng)式系數(shù)一旦確定在一定時間段內(nèi)不再變化。
所述的方法中的步驟7)中重建接收導(dǎo)頻時，可以采用同求信道沖激響應(yīng)參數(shù)時用到的FPGC，從而達(dá)到大幅度降低運(yùn)算量的目的。
有益效果在單發(fā)單收或多發(fā)多收系統(tǒng)中，由于導(dǎo)頻序列是二進(jìn)制序列，進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算時，無需采用乘法運(yùn)算，另外，本發(fā)明中提出的快速格雷相關(guān)運(yùn)算進(jìn)一步降低了相關(guān)所需的運(yùn)算量。從而，采用本發(fā)明所述方法，能夠以相當(dāng)?shù)偷膹?fù)雜度，獲得較高的信道估計(jì)的精度，從而有利于提高檢測器的精度，使系統(tǒng)可以采用高階調(diào)制達(dá)到高頻譜利用率。


圖1表示頻率選擇信道中4發(fā)1收系統(tǒng)模型；圖2表示互補(bǔ)序列對作為子時隙前后導(dǎo)頻的時隙結(jié)構(gòu)；
圖3表示采用FPGC的信道估計(jì)信號流圖；圖4表示接收機(jī)結(jié)構(gòu)；圖5表示信道估計(jì)器；圖6表示MIMO信道估計(jì)歸一化均方誤差仿真結(jié)果。
具體實(shí)施例方式
本發(fā)明所述方法應(yīng)用于無線通信系統(tǒng)。此方法涉及發(fā)送端導(dǎo)頻設(shè)計(jì)、時隙結(jié)構(gòu)和接收端信道估計(jì)快速相關(guān)。
第1節(jié)和第2節(jié)具體描述了導(dǎo)頻序列生成方法、導(dǎo)頻構(gòu)成和子時隙結(jié)構(gòu)。第3節(jié)詳細(xì)介紹了信道估計(jì)方法；第4節(jié)提出了快速周期格雷相關(guān)算法，從而進(jìn)一步降低信道估計(jì)運(yùn)算量；第5節(jié)是一個應(yīng)用實(shí)例。
1 互補(bǔ)序列對生成方法互補(bǔ)序列對定義為除了零時刻外其它時刻非周期相關(guān)的和都為零的序列對。數(shù)學(xué)上，長度為N的互補(bǔ)序列對a(n)和b(n)定義為 式1這里，r~a(n)=Σm=0N-n-1a(m)a*(m+n),r~b(n)=Σm=0N-n-1b(m)b*(m+n).]]>二進(jìn)制互補(bǔ)序列對也稱為格雷對存在通用構(gòu)造遞推關(guān)系，本發(fā)明采用一種特殊的遞推生成方法a(0)＝[+1]， 式2b(0)＝[-1]， 式3a(k)＝[a(k-1)；w(k-1)b(k-1)]，式4b(k)＝[a(k-1)；-w(k-1)b(k-1)]， 式5這里，小寫黑體字母表示向量，aT表示a的轉(zhuǎn)置，其中，k＝1，2，...，K，k是迭代次數(shù)，K＝log2(N)，log2(·)表示求以2底的對數(shù)，a(k)和b(k)是2個長度為N的互補(bǔ)序列對，w(k)∈{+1，-1}，[a；b]表示對列向量進(jìn)行列復(fù)接。互補(bǔ)序列對a(k)和b(k)中的元素都是實(shí)數(shù)。
格雷只討論了互補(bǔ)序列對的理想“非周期”自相關(guān)特性?；パa(bǔ)序列對的“周期”自相關(guān)特性為ra(n)=Σm=0N-1a(m)a*((m+n)modN),]]>式6rb(n)=Σm=0N-1b(m)b*((m+n)modN),]]>式7
ra(n)+rb(n)=2N,n=00,n≠0.]]>式8式8式也可寫成矩陣形式ra+rb＝ATa+BTb＝2Ne0， 式9ATA+BTB＝2NIN，式10這里，黑體大寫字母表示矩陣，A＝Circ{a}，B＝Circ表示列向量作為第0列生成的循環(huán)矩陣，e0表示第0個元素為1的基本向量，IN表示維數(shù)為N×N的單位陣，mod表示取模運(yùn)算。具備這種理想周期自相關(guān)特性的互補(bǔ)序列對適合信道估計(jì)。
2 導(dǎo)頻設(shè)計(jì)與時隙結(jié)構(gòu)對于MIMO無線通信系統(tǒng)，各個接收通道的信道估計(jì)相互獨(dú)立進(jìn)行，因此為描述簡便，我們可考慮如圖1所示的4發(fā)1收系統(tǒng)(MISO4×1)，此模型下導(dǎo)出的結(jié)論可直接推廣到MIMO(NT×NR)系統(tǒng)。這里，NT是發(fā)送天線數(shù)，NR是接收天線數(shù)。
假定格雷互補(bǔ)序列對為a和b，序列長度為NP，定義sP=Δ(2/2)(a+jb),]]>式11其中，j=-1.]]>由式10式可得SPHSP+SPTSP*=2NPIN,]]>式12這里，SP＝Circ{sP}，AH、A*和AT分別表示矩陣A的共扼轉(zhuǎn)置、共扼和轉(zhuǎn)置。
根據(jù)式12，本發(fā)明中采用如圖2所示適合單載波塊傳輸方式的時隙結(jié)構(gòu)，一個時隙由MSS個子時隙構(gòu)成(mSS＝0，1，2，...，MSS-1)，在每個子時隙中，在數(shù)據(jù)段前后分別插入添加了循環(huán)保護(hù)的導(dǎo)頻序列，前后導(dǎo)頻互為共軛復(fù)數(shù)。而且，為降低導(dǎo)頻開銷，在子時隙mSS和子時隙mSS+1之間共享相鄰導(dǎo)頻，1個時隙共有MSS+1個導(dǎo)頻段。圖2中的導(dǎo)頻如式13所示 式13這里，nT＝1，2，...，NT，mP＝0，1，2，...，MSS，P是置換矩陣集{PN(t)}k＝0N-1中的一個。置換矩陣P左乘上一個N×1的列向量a是對列向量作了循環(huán)右移(循環(huán)移位位置由t決定)。PN(t)a中的第p個元素可以表示為[PN(t)a]p=a((N-p+t-1)modN).]]>
3 MIMO信道估計(jì)在接收端，丟掉循環(huán)保護(hù)后，第1根接收天線上的導(dǎo)頻信號可表示成r1=ΣnT=14S~P(nT)c1,nT+z1]]>=S~P+z1]]>式14這里，省略了上標(biāo)mP，定義S~P(nT)=ΔCirc{sP(nT)}[IL1,nT;0(NP-L1,nT)×L1,nT],]]>S~P=ΔS~P(1)S~P(2)S~P(3)S~P(4),c=Δc1,1;c1,2;c1,3;c1,4;,]]>c1，1、c1，2、c1，3和c1，4的長度分別為L1，1、L1，2、L1，3和L1，4。為能夠精確估計(jì)c，NC=ΔL1,1+L1,2+L1,3+L1,4≤NP.]]>假定在1個子時隙時間段內(nèi)也就是連續(xù)的2個導(dǎo)頻之間信道是不變的，即c(mP)=c(mP+1)=c(mSS)=Δc,]]>式15其中，下標(biāo)表示第mP個導(dǎo)頻段處的CIR，而上標(biāo)表示第mSS個子時隙的CIR。那么，第0個子時隙接收到的導(dǎo)頻信號為 式16即r~1=S~Pc+z~1,]]>式17這里， 為零均值A(chǔ)WGN信號，其方差為σz2。
顯然，由式12可知，S~PHS~P=2NPINC.]]>式18因此，在MIMO信道估計(jì)中，導(dǎo)頻序列snTP和snTP*是最小二乘準(zhǔn)則下的“最優(yōu)”導(dǎo)頻序列。
由式18，可得信道沖激響應(yīng)抽頭c的最小二乘信道估計(jì)為c^=(1/(2NP))S~PHr~1.]]>式19此時，信道估計(jì)均方誤差(MSE)取得最小值MMSE{c^}=E{(c-c^)H(c-c^)}=σz2NC/(2NP).]]>式20由式19，若E{z~1}=0,]]>則最小二乘估計(jì)是無偏估計(jì)，即E{c^}=E{c},]]>E{a}表示求a的期望。
在獲得信道沖激響應(yīng)的最小二乘估計(jì)之后，可以由發(fā)送導(dǎo)頻序列重建接收的導(dǎo)頻信號 從接收的導(dǎo)頻信號中減去重建的接收導(dǎo)頻信號，得到誤差信號，表示為 由此誤差信號，定義噪聲方差估計(jì)量σ^z2=(1/(2NP-NC))||r~1-S~Pc^||2]]>式21
由此獲得的估計(jì)為噪聲方差的無偏估計(jì)，即E{σ^z2}=E{σz2}.]]>4 快速實(shí)現(xiàn)由于本發(fā)明中采用的互補(bǔ)序列對是±1序列，因此，在接收端，不論是估計(jì)CIR還是噪聲方差，都可以避免乘法運(yùn)算。在估計(jì)CIR時，為了將除法運(yùn)算簡化為移位運(yùn)算，一般選擇NP＝2K(如果是定點(diǎn)運(yùn)算，甚至可避免移位操作)。在估計(jì)噪聲方差時，同樣可選擇2NP-NC＝2L以避免除法運(yùn)算。由二進(jìn)制互補(bǔ)序列對的特殊生成式和MIMO信道最小二乘估計(jì)式19，本發(fā)明提出了快速周期格雷相關(guān)算法-FPGC算法，進(jìn)一步大大降低運(yùn)算量。
將發(fā)送導(dǎo)頻定義式11代入最小二乘估計(jì)式19，簡化后，得c^=(2/4NP)ATBT[r(0)+r(1);j(r(0)-r(1))],]]>式22這里，為簡化表述，省略接收信號r的頂標(biāo)和下標(biāo)。定義r~(0,0)=Δr(0)+r(1),]]>式23r~(1,0)=Δj(r(1)-r(0)).]]>式24在采用FPGC的MIMO信道估計(jì)中，式23和式24是預(yù)處理(Pre-process)階段。
若H＝Circ{h}，由圓周矩陣的性質(zhì)知，是圓周矩陣，則y=HTx=XP~h]]>式25其中，x＝Circ{x}， 是置換矩陣，P~=[101×(NP-1);0(NP-1)×1JNP-1],]]>JNP-1是維數(shù)(NP-1)×(NP-1)的互換矩陣。根據(jù)式22和式25，得周期格雷相關(guān)的遞推起始式c^=24NPR~(0,0)R~(0,0)[a(K);b(K)]]]>式26這里，R~(0,0)=Circ{r~(0,0)}P,R~(1.0)=Circ{r~(1,0)}P.]]>將 和 按列中心分別分成2個子矩陣，R~(0,0)=R~0(0,0)R~1(0,0),R~(1,0)=R~0(1,0)R~1(1,0),]]>其中， 和 分別是 和 的循環(huán)左移形式。
將二進(jìn)制格雷互補(bǔ)序列對生成式式4和式5代入式式26，化簡后，得 式27=(2/(4NP))R~(0,k)R~(1,k)[a(K-k);b(K-k)]]]>其中，K＝log2(NP)，k＝1，2，...，K，
R~(0,k)=R~0(0,k-1)+R~0(1,k-1)R~(1,k)=w(K-k)(R~1(0,k-1)-R~1(1,k-1)).]]>式28由于 和 分別是 和 的循環(huán)左移形式，因此在遞歸求解 和 時，無需矩陣運(yùn)算，只需對第0列進(jìn)行復(fù)數(shù)加減運(yùn)算。 的第0列r(0，k)和 的第0列r(1，k)可遞歸計(jì)算r~(0,k)=r~(0,k-1)+r~(1,k-1)r~(1,k)=w(K-k)PNP(2K-k+1)(r~(0,k-1)-r~(1,k-1)).]]>式29我們稱式29式為快速周期格雷相關(guān)(FPGC)，將式29代入式27，得信道估計(jì)值c^=(2/(4NP))(a(0)r~(0,K)+b(0)r~(1,K)),]]>式30其中，由式2和式3知，a(0)和b(0)均為標(biāo)量。式30為MIMO信道估計(jì)的后處理(Post-process)階段。
根據(jù)式29和式30，假設(shè)NP＝4，得如圖3所示的FPGC信號流圖。MIMO信道估計(jì)被分成3個階段預(yù)處理、FPGC和后處理。FPGC算法將MIMO信道估計(jì)中所需的復(fù)數(shù)加減運(yùn)算量從2NP×(NP-1)降到了(2log2(NP)+3)×NP。式30中的系數(shù) 可以在接收濾波時通過調(diào)整濾波器抽頭值來吸收，從而亦可避免乘法運(yùn)算。利用式21進(jìn)行噪聲方差估計(jì)，在重建接收導(dǎo)頻信號時，F(xiàn)PGC算法同樣適用。對于整個時隙，估計(jì)信道沖激響應(yīng)所需運(yùn)算量為fTS(MSS，NP)＝MSS(2log2(NP)+3)NP。
式31綜上所述，整個接收機(jī)結(jié)構(gòu)如圖4所示。整個子時隙的接收信號經(jīng)過解復(fù)接后，前后導(dǎo)頻接收信號作為信道估計(jì)器的輸入，根據(jù)已知的導(dǎo)頻序列，估計(jì)得信道沖激響應(yīng)和加性高斯白噪聲的方差。檢測器將子時隙中數(shù)據(jù)段的接收信號和信道估計(jì)器的輸出作為輸入，計(jì)算得解調(diào)數(shù)據(jù)的軟輸出。數(shù)據(jù)的軟輸出經(jīng)過解交織和解碼后得到原始信息比特。
采用理想周期相關(guān)互補(bǔ)序列對作為導(dǎo)頻的信道估計(jì)器處理流程如圖5所示。前后導(dǎo)頻的接收信號輸入信道估計(jì)器，在去掉循環(huán)保護(hù)后，進(jìn)行預(yù)處理，然后根據(jù)已知的導(dǎo)頻虛禮進(jìn)行快速周期格雷相關(guān)，在經(jīng)過后處理，得信道沖激響應(yīng)的最小二乘估計(jì)；獲得信道沖激響應(yīng)后，重建接收導(dǎo)頻信號，接收到的和重建的導(dǎo)頻信號相減，得誤差信號，根據(jù)此誤差信號，可求得噪聲方差。信道估計(jì)器的輸出信道沖激響應(yīng)和噪聲方差估計(jì)值可用于檢測器、自適應(yīng)鏈路判決和無線鏈路性能指示等。
5 仿真實(shí)驗(yàn)在仿真實(shí)驗(yàn)中，選擇相互獨(dú)立的瑞利衰落多徑信道模型。由導(dǎo)頻估計(jì)得信道沖激響應(yīng)后，再經(jīng)二次多項(xiàng)式擬合求得整個時隙的信道沖激響應(yīng)。仿真系統(tǒng)參數(shù)配置如表1所示。圖6中橫坐標(biāo)是每個接收天線的信噪比，SNRnR(dB)=10log10((ΣnT|cnR,nT|2)/σznR2),]]>縱坐標(biāo)是信道沖激響應(yīng)(CIR)歸一化均方誤差，NMSE=ΔE{|c^-c|2}/E{|c|2}.]]>由圖6所示的仿真結(jié)果可知，車速為5km/h時，MIMO信道估計(jì)歸一化均方誤差非常接近LS準(zhǔn)則下的MMSE，而車速為120km/h時的CIR歸一化均方誤差與車速為5km/h時相比，在接收信噪比超過12dB后，隨信噪比提高下降的速度逐漸減緩。原因一是與導(dǎo)頻插入的密度有關(guān)，車速提高，信道的變化也隨之加快；二是由于本發(fā)明采用的信道估計(jì)方法是聯(lián)合前后導(dǎo)頻進(jìn)行的，且假設(shè)前后導(dǎo)頻的信道沖激響應(yīng)相同，而隨著車速提高，這個假設(shè)趨于不成立。因此，車速提高會使信道估計(jì)性能惡化。采用自適應(yīng)時隙結(jié)構(gòu)，根據(jù)最大多普勒頻偏自適應(yīng)調(diào)整導(dǎo)頻插入密度，從而可以降低不同車速下的信道估計(jì)均方誤差。但是增加導(dǎo)頻意味著增加開銷。另外，更好的擬合方案也可提高信道估計(jì)精度。
表1 信道估計(jì)仿真參數(shù)

權(quán)利要求
1.一種利用理想周期相關(guān)互補(bǔ)序列對進(jìn)行信道估計(jì)的方法，其特征在于通信系統(tǒng)中，在發(fā)送端，使添加了循環(huán)保護(hù)的導(dǎo)頻與編碼調(diào)制映射后的數(shù)據(jù)信號復(fù)接，構(gòu)成子時隙，導(dǎo)頻段采用理想周期相關(guān)互補(bǔ)序列對，子時隙中的前后導(dǎo)頻段互為復(fù)共軛，一個或多個子時隙構(gòu)成時隙；在接收端，去掉導(dǎo)頻的循環(huán)保護(hù)，以消除多徑時延擴(kuò)展引起的傳輸塊之間的相互干擾，然后，根據(jù)接收到的子時隙中前后導(dǎo)頻段的信號進(jìn)行信道估計(jì)。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的利用理想周期相關(guān)互補(bǔ)序列對進(jìn)行信道估計(jì)的方法，其特征在于該方法中的發(fā)送端含有如下步驟1.)將前后導(dǎo)頻分別添加循環(huán)保護(hù)G或G*；二進(jìn)制互補(bǔ)序列對也稱為格雷對存在通用構(gòu)造遞推關(guān)系，采用遞推生成方法a(0)＝[+1]，式1b(0)＝[-1]，式2a(k)＝[a(k-1)；w(k-1)b(k-1)]， 式3b(k)＝[a(k-1)；-w(k-1)b(k-1)]， 式4這里，小寫黑體字母表示向量，aT表示a的轉(zhuǎn)置，其中，k＝1，2，...，K，k是迭代次數(shù)，K＝log2(N)，a(k)和b(k)是2個長度為N的互補(bǔ)序列對，w(k)∈{+1，-1}，[a；b]表示對列向量進(jìn)行列復(fù)接，互補(bǔ)序列對a(k)和b(k)中的元素都是二進(jìn)制數(shù)(+1，-1)，已知長度NP互補(bǔ)序列對為a和b，定義sP=Δ(2/2)(a+jb),]]>式5其中，j=-1.]]>一個時隙由MSS個子時隙構(gòu)成，mSS＝0，1，2，…，MSS-1，在每個子時隙中，在數(shù)據(jù)段前后分別插入導(dǎo)頻序列；為降低導(dǎo)頻開銷，在子時隙mSS和子時隙mSS+1之間共享相鄰導(dǎo)頻，一個時隙共有MSS+1個導(dǎo)頻段；第mSS個子時隙中多個發(fā)送天線的導(dǎo)頻信號為 式6這里，nT＝1，2，…，NT，mP＝0，1，2，…，MSS，P是置換矩陣集{PN(t)}k＝0N-1中的一個；置換矩陣P左乘上一個N×1的列向量a是對列向量作了循環(huán)右移，循環(huán)移位位置由t決定；PN(t)a中的第p個元素可以表示為[PN(t)a]p=a((N-p+t-1)modN);]]>2.)使添加了循環(huán)保護(hù)的導(dǎo)頻與編碼調(diào)制映射后的數(shù)據(jù)信號復(fù)接，構(gòu)成子時隙，一個或多個子時隙構(gòu)成時隙；在接收端，該方法有如下步驟3.)去掉導(dǎo)頻的循環(huán)保護(hù)；4.)在最小二乘意義下，利用一個子時隙的前后導(dǎo)頻，根據(jù)接收到的導(dǎo)頻估計(jì)一個子時隙的信道沖激響應(yīng)參數(shù)；5.)在估計(jì)信道沖激響應(yīng)時，采用預(yù)處理、快速周期格雷相關(guān)和后處理三個分步驟；6.)利用步驟4.)估計(jì)得到的子時隙信道沖激響應(yīng)，采用多項(xiàng)式擬合的方法，獲得整個時隙中各個符號時刻處的信道沖激響應(yīng)；7.)根據(jù)步驟4.)求得的信道沖激響應(yīng)，重建接收導(dǎo)頻，由真正的接收導(dǎo)頻減去重建的接收導(dǎo)頻，獲得重建的噪聲，根據(jù)重建的噪聲可估計(jì)出一個子時隙的噪聲方差；8.)在重建接收導(dǎo)頻時，同樣采用快速周期格雷相關(guān)。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的利用理想周期相關(guān)互補(bǔ)序列對進(jìn)行信道估計(jì)的方法，其特征在于所述方法中的發(fā)送端時隙由若干個子時隙構(gòu)成，每個子時隙的前部和后部為理想周期相關(guān)互補(bǔ)序列對構(gòu)成的導(dǎo)頻。
4.根據(jù)權(quán)利要求2所述的利用理想周期相關(guān)互補(bǔ)序列對進(jìn)行信道估計(jì)的方法，其特征在于所述方法中的發(fā)送端時隙結(jié)構(gòu)可以為1.)每個時隙長度為0.825毫秒，分成1056個調(diào)制符號；2.)每個時隙由若干個子時隙構(gòu)成“G+P+D+G*+P*”；3.)每個子時隙前導(dǎo)頻段P、前循環(huán)保護(hù)段G、數(shù)據(jù)段D、后導(dǎo)頻段P*和后循環(huán)保護(hù)段G*，這里的導(dǎo)頻段P*是前導(dǎo)頻段P的復(fù)共軛，后循環(huán)保護(hù)段G*是前循環(huán)保護(hù)段G的復(fù)共軛；4.)前后相鄰的子時隙共享導(dǎo)頻和循環(huán)保護(hù)段，后一個子時隙的前導(dǎo)頻段和前循環(huán)保護(hù)段是前一個子時隙的后導(dǎo)頻段和后循環(huán)保護(hù)段；5.)循環(huán)保護(hù)段G或G*的長度為8，由導(dǎo)頻段P或P*的最后的8個符號構(gòu)成；6.)導(dǎo)頻段P或P*的長度為32個調(diào)制符號，每個符號的取值由理想周期相關(guān)互補(bǔ)序列對的生成多項(xiàng)式?jīng)Q定；7.)導(dǎo)頻是滿足理想周期相關(guān)的互補(bǔ)序列對。
5.根據(jù)權(quán)利要求2所述的利用理想周期相關(guān)互補(bǔ)序列對進(jìn)行信道估計(jì)的方法，其特征在于所述的方法中的步驟4.)的最小二乘意義是指由信道沖激響應(yīng)估計(jì)值重建的接收導(dǎo)頻與實(shí)際接收導(dǎo)頻的誤差的平方和最小。
6.根據(jù)權(quán)利要求2所述的利用理想周期相關(guān)互補(bǔ)序列對進(jìn)行信道估計(jì)的方法，其特征在于步驟4.)中，1.)信道沖激響應(yīng)參數(shù)的估計(jì)是對子時隙進(jìn)行的；2.)信道估計(jì)對每一個收發(fā)天線對按照子時隙估計(jì)信道沖激響應(yīng)；3.)信道沖激響應(yīng)參數(shù)的個數(shù)是NMP，即多徑的數(shù)目是NMP，NMP的大小根據(jù)多徑時延擴(kuò)散和符號速率而決定；4.)每個收發(fā)天線對之間的信道沖激響應(yīng)是利用已知的發(fā)送端導(dǎo)頻段P和P*以及第nR根接收天線第mSS個子時隙接收到的前導(dǎo)頻信號段rnR(mSS，0)和后導(dǎo)頻信號段rnR(mSS，1)計(jì)算得到的。
7.根據(jù)權(quán)利要求2所述的利用理想周期相關(guān)互補(bǔ)序列對進(jìn)行信道估計(jì)的方法，其特征在于信道沖激響應(yīng)參數(shù)計(jì)算過程如下1.)對接收到的子時隙前后導(dǎo)頻段rnR(mss，0)和rnR(mSS，1)進(jìn)行預(yù)處理；2.)根據(jù)發(fā)送端導(dǎo)頻序列所采用的互補(bǔ)序列對的遞推生成式，對預(yù)處理輸出的接收導(dǎo)頻進(jìn)行快速周期格雷相關(guān)運(yùn)算；3.)對FPGC運(yùn)算后的輸出進(jìn)行后處理，得到第nR根接收天線對應(yīng)的信道沖激響應(yīng)。
8.根據(jù)權(quán)利要求2所述的利用理想周期相關(guān)互補(bǔ)序列對進(jìn)行信道估計(jì)的方法，其特征在于所述的方法中的步驟6.)中多項(xiàng)式擬合采用2階多項(xiàng)式，多項(xiàng)式擬合是對步驟4.)中估計(jì)得到的信道沖激響應(yīng)參數(shù)分別進(jìn)行；在多項(xiàng)式擬合中，以步驟4.)中的信道沖激響應(yīng)的參數(shù)為輸出，相應(yīng)時間序列為輸入，確定多項(xiàng)式系數(shù)；時間序列取值為0，1，2，...；多項(xiàng)式系數(shù)一旦確定在一定時間段內(nèi)不再變化。
9.根據(jù)權(quán)利要求2所述的利用理想周期相關(guān)互補(bǔ)序列對進(jìn)行信道估計(jì)的方法，其特征在于所述的方法中的步驟7.)中重建接收導(dǎo)頻時，采用同求信道沖激響應(yīng)參數(shù)時用到的FPGC，從而達(dá)到大幅度降低運(yùn)算量的目的。
全文摘要
利用理想周期相關(guān)互補(bǔ)序列對進(jìn)行信道估計(jì)的方法涉及一種應(yīng)用于無線通信領(lǐng)域的信道估計(jì)方法，該方法包括如下步驟(1)發(fā)送端在時隙中插入導(dǎo)頻的方法；(2)在最小二乘意義下，利用一個子時隙前后導(dǎo)頻，求得一個子時隙的信道沖激響應(yīng)參數(shù)；(3)在求解信道沖激響應(yīng)時，采用預(yù)處理、快速周期格雷相關(guān)和后處理三個步驟；(4)利用步驟(2)估計(jì)得到的子時隙信道沖激響應(yīng)，采用多項(xiàng)式擬合的方法，得到整個時隙中各個符號處的信道沖激響應(yīng)；(5)根據(jù)步驟(2)求得的信道沖激響應(yīng)，重建接收導(dǎo)頻；(6)在重建接收導(dǎo)頻時，可以同樣采用快速周期格雷相關(guān)。該發(fā)明所述方法適合單發(fā)單收和多發(fā)多收無線通信系統(tǒng)。
文檔編號H04L25/02GK1819570SQ20061003876
公開日2006年8月16日 申請日期2006年3月10日 優(yōu)先權(quán)日2006年3月10日
發(fā)明者王海明, 洪偉, 高西奇, 尤肖虎 申請人:東南大學(xué)