專利名稱：一種ofdm符號的非盲同步方法
技術領域：
本發明屬于信息傳輸領域，尤其涉及OFDM符號的非盲同步方法。
背景技術：
目前，許多通信系統中都采用了正交頻分復用(Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing，OFDM)作為基本的調制方式，例如微波接入全球互通(Worldwide Interoperability for Microwave Access，WiMAX)系統、數字視頻廣播(Digital Video Broadcasting，DVB)系統等。在OFDM系統中，信號的最小組成單位為一個OFDM符號，如何在接收端對OFDM符號進行同步是進行接收與解碼的基本前提。
OFDM符號的同步方法通常可以分為兩類一類是非盲同步方法，即基于同步信號(即導頻)輔助的同步方案；另一類是盲同步方法，如基于OFDM符號的循環前綴與OFDM符號之間相關特性的同步方案。前者的好處在于能夠快速進行同步，同步精度較高，并且可以利用同步信號來作頻偏糾正、信道估計等操作，不足之處是要占用額外的資源。后者雖然不需要占用額外的系統資源，但同步的時間較長，通常要經歷10～100個OFDM符號后才能取得符號同步。
在非盲同步中，通常使用具有良好自相關性與互相關性的隨機序列作為同步信號，然后將同步信號插入到OFDM符號之前。常用的隨機序列有m序列、Gold序列等，其原始長度通常為2n-1，其中n是正整數。但是在許多實際系統中，由于系統幀結構的限制，同步信號的長度不可能取這些數值，因此必須對原始的隨機序列作相關處理來產生不同長度的同步信號。
在現有數字電視技術中，由于幀結構的限制，OFDM符號同步信號的長度取值為256比特、304比特和384比特。圖1示出了常見的一種幀結構，在這種幀結構中同步信號的長度為256比特，其他兩種幀結構與圖1所示的幀結構基本類似，但同步信號的長度變為304比特與384比特。
為了解決常用隨機序列長度與同步信號長度不匹配的問題，現有技術使用基于m序列的延拓序列作為同步信號，即將較短的m序列作前后循環延拓，從而得到長度符合要求的延拓序列作為同步信號。發送端在每一個OFDM符號的前面插入一個延拓序列作為同步信號，接收端利用原始插入的延拓序列與接收信號作移動相關，當原始插入的延拓序列與接收信號中的延拓序列對齊時，相關運算得到一個相當大的峰值，此時就認為找到了一個同步點。此外，每個OFDM符號前的延拓序列使用不同的m序列來生成的，因此不同OFDM符號前的延拓序列也是不同的。
延拓序列由8階的m序列生成，共有三種延拓序列組成的同步信號，其長度分別為256比特、304比特和384比特，如圖2a、2b及2c所示。
如果使用由m序列循環延拓組成的延拓序列作為同步信號，那么在通過作移動相關來實現同步時，同一條支路會產生兩個或三個峰值點，這種情況使得同步算法十分復雜且不穩定。而且，在多徑延遲的長度超過m序列本身的長度時，則無法通過延拓序列來判斷多徑延遲。
以255比特的m序列擴展為384比特的延拓序列為例，如圖3所示，假設信號的一條支路發生了255個樣本的延時，由于延拓序列是循環延拓產生的，圖3中所示的原始數據段與延遲數據段是相同的，無法斷定信號支路是發生了255個樣本的延遲還是根本沒有發生延遲。因此，在上述情況下，多徑支路的最大延遲不能超過255個樣本(盡管此時延拓序列的長度為384比特)，即延拓序列的抗多徑干擾能力較低。
另外，在現有技術方案中，每一個OFDM符號之前插入的延拓序列是不同的。這樣，在接收端如果只使用一個特定的延拓序列來作移動相關，平均要經歷較長的時間才會在接收信號中遇上該特定的延拓序列，延長了同步操作所需要的時間。相反的，如果接收端同時使用多個不同延拓序列作移動相關，雖然可以在較短的時間內完成同步操作，但卻需要更多的計算量，所需計算量的大小與不同延拓序列的數量成正比。
發明內容
本發明的目的在于提供一種OFDM符號的非盲同步方法，旨在解決現有技術中存在的在通過m序列循環延拓組成的延拓序列作為同步信號實現OFDM符號的非盲同步時，延拓序列的抗多徑干擾能力較低以及同步效率低的問題。
本發明是這樣實現的，一種OFDM符號的非盲同步方法，發送端選擇一個隨機序列的刪余序列作為同步信號，并將所述同步信號插入到每個OFDM符號之前；接收端利用所述刪余序列與接收信號作移動相關運算，確定同步點。
所述刪余序列的長度小于等于所述隨機序列的長度。
不同OFDM符號之前插入的刪余序列相同。
當所述同步信號的長度為420、595、720、945、1220、1470和1620比特時，對應的隨機序列的長度分別為511、1023、1023、1023、2047、2047和2047比特。
所述隨機序列為Gold序列或者m序列。
長度為511、1023和2047比特的Gold序列的優選本原多項式對分別為x9+x4+1和x9+x6+x4+x3+1、x10+x3+1和x10+x8+x3+x2+1以及x11+x2+1和x11+x8+x5+x2+1。
長度為511、1023和2047比特的m序列的生成多項式分別為x9+x4+1、x10+x3+1和x11+x2+1。
本發明利用隨機序列的刪余序列構成同步信號，并將同步信號插入到每個OFDM符號之前；接收端將原始插入的刪余序列與接收信號作移動相關運算，實現同OFDM符號的非盲同步，可以使系統工作在強噪聲和干擾的條件下，同時能夠使同步信號抵抗更大的時延擴展，并具有較低的運算量。
圖1是現有技術中常用的一種幀結構示意圖；圖2a-2c是現有技術中延拓序列與m序列的關系示意圖；圖3是由m序列循環延拓組成的隨機序列在多徑延遲下的示例圖；圖4是一個5階Gold序列的生成示例圖；圖5是本發明中Gold序列及其刪余序列之間的關系示意圖；圖6a-6c是本發明中Gold序列及其刪余序列之間的關系示例圖；圖7是利用本發明提供的刪余序列作相關同步的實現示意圖；圖8是本發明中非盲同步中相關運算結果的仿真示意圖。
具體實施例方式
為了使本發明的目的、技術方案及優點更加清楚明白，以下結合附圖及實施例，對本發明進行進一步詳細說明。應當理解，此處所描述的具體實施例僅僅用以解釋本發明，并不用于限定本發明。
在本發明中利用Gold序列或m序列等隨機序列的刪余序列構成同步信號，將原始插入的刪余序列與接收信號作移動相關運算，根據運算結果確定同步點，以實現OFDM符號的非盲同步。
隨機序列可以取Gold序列或m序列。m序列由生成多項式為本原多項式的移位寄存器生成，具有良好的隨機性及自相關性，移位寄存器取不同的初始化狀態即可以得到不同的m序列。一個n次本原多項式F(x)的定義為1)F(x)是既約的，即不能再進行分解因式；2)F(x)可以整除xr+1，其中r＝2n-1；3)F(x)不能整除xs+1，其中s＜r。
Gold序列由一對優選的、周期和速率均相同的m序列模二加后得到，這一對優選m序列對應的本原多項式稱為優選本原多項式對。
圖4示意了一個5階Gold序列的生成示例，處于上方的移動寄存器所對應的本原多項式為x5+x3+1；下方的移位寄存器所對應的本原多項式為x5+x4+x3+x+1。單獨地看待上方、下方的移位寄存器就是兩個m序列的生成器。
與m序列相比，Gold序列除了具有良好的隨機性與自相關性外，還具有碼集數量大，互相關性能好的特點。例如在生成多項式階數都為9的情況下，一個m序列碼集中的碼數為48個，而相應階數的Gold序列碼集中有29+1＝513個碼字。同樣在生成階數為9的情況下，m序列的峰值互相關值為113，為序列長度的22.11％；而Gold序列的峰值互相關值僅為33，為序列長度的6.46％。
假設原始隨機序列的長度為X，刪余序列的長度為Y，X必須大于等于Y；則刪余序列通過截取原始隨機序列前面的Y位來組成，如圖5所示。X與Y的取值可以根據具體的應用需求來確定。
在數字電視系統中，系統的有效帶寬一般為7.56M，OFDM符號的大小為3780比特。在這些條件的約束下，為了使幀結構與自然時間(即秒結構)保持同步，則同步信號的長度只能取一些特定的值。在本發明中，當刪余序列(即同步信號)的長度Y取值為420、595、720、945、1220、1470和1620比特時，對應隨機序列的長度X的取值分別為511、1023、1023、1023、2047、2047和2047比特。圖6a、6b、6c分別出示出了前三種Gold序列及其刪余序列之間的關系，其余的Gold序列、m序列及其相應刪余序列之間的關系與圖6類似，不再贅述。顯然，可以使用不同相位的Gold序列或m序列來生成不同的刪余序列；然后根據具體應用需求在每個OFDM符號之前插入相同或不同的刪余序列。
在進行非盲同步時，發送端在每個OFDM符號之前插入一個刪余序列作為同步信號，接收端利用原始插入的刪余序列與接收信號作移動相關運算，如圖7所示。由于Gold序列與m序列都有很好的自相關性，因此當原始插入的刪余序列未與接收信號中的刪余序列對齊時，相關運算得到的值相對較小；而當兩者對齊時，相關運算得到一個相當大的峰值，此時就認為找到了一個同步點。當然，在插入到OFDM符號前，刪余序列需要做轉換，即將{0，1}序列映射為{-1，+1}或{+1，-1}序列。
圖8示出了一個相關運算結果示例，當原始插入的刪余序列與信號中的刪余序列未對齊時，相關的值較小；當兩者對齊時，相關值出現一個高達420的峰值，可以輕易地將它與其余小的相關值區分開來。
與Gold序列或m序列相比，通過刪余方法產生的同步信號在自相關與互相關性能上有一定的損失，會產生更大的相關旁瓣。但從大量仿真結果來看，如圖8所示，相關旁瓣的大小與相關峰值相比還是很小的，對判定同步點不會產生影響。如果利用刪余序列來作為同步信號，那么在同步信號中不存在循環冗余的結構，因此在利用刪余序列來與接收信號作自相關時，只會產生一個較大的峰值點，所以能抵抗較大的時延擴展。此外，發送端在不同OFDM符號前插入相同的刪余序列作為同步信號，因此接收端只要使用一個刪余序列與接收信號作移動相關即可，所需的計算量較小。
除了上述Gold序列和m序列外，也可以利用其他自相關與互相關性能較好的隨機序列來產生刪余序列，其具體實現與上述Gold序列和m序列相同，不再贅述。
以上所述僅為本發明的較佳實施例而已，并不用以限制本發明，凡在本發明的精神和原則之內所作的任何修改、等同替換和改進等，均應包含在本發明的保護范圍之內。
權利要求
1.一種OFDM符號的非盲同步方法，其特征在于，發送端選擇一個隨機序列的刪余序列作為同步信號，并將所述同步信號插入到每個OFDM符號之前；接收端利用所述刪余序列與接收信號作移動相關運算，確定同步點。
2.如權利要求1所述的ODFM符號的非盲同步方法，其特征在于，所述刪余序列的長度小于等于所述隨機序列的長度。
3.如權利要求1所述的OFDM符號的非盲同步方法，其特征在于，不同OFDM符號之前插入的刪余序列相同。
4.如權利要求1所述的OFDM符號的非盲同步方法，其特征在于，當所述同步信號的長度為420、595、720、945、1220、1470和1620比特時，對應的隨機序列的長度分別為511、1023、1023、1023、2047、2047和2047比特。
5.如權利要求1至4任一權利要求所述的OFDM符號的非盲同步方法，其特征在于，所述隨機序列為Gold序列或者m序列。
6.如權利要求5所述的OFDM符號的非盲同步方法，其特征在于，長度為511、1023和2047比特的Gold序列的優選本原多項式對分別為x9+x4+1和x9+x6+x4+x3+1、x10+x3+1和x10+x8+x3+x2+1以及x11+x2+1和x11+x8+x5+x2+1。
7.如權利要求5所述的OFDM符號的非盲同步方法，其特征在于，長度為511、1023和2047比特的m序列的生成多項式分別為x9+x4+1、x10+x3+1和x11+x2+1。
全文摘要
本發明適用于信息傳輸領域，提供了一種OFDM符號的非盲同步方法，發送端選擇一個隨機序列的刪余序列作為同步信號，并將所述同步信號插入到每個OFDM符號之前；接收端利用所述刪余序列與接收信號作移動相關運算，確定同步點。通過本發明，可以使系統工作在強噪聲和干擾條件下，同時能夠使同步信號抵抗更大的時延擴展，并具有較低的運算量。
文檔編號H04L27/26GK101043490SQ20061003468
公開日2007年9月26日 申請日期2006年3月24日 優先權日2006年3月24日
發明者吳更石, 吳紹權, 李峰 申請人:華為技術有限公司