專利名稱：一種多入多出正交頻分復用系統的信道估計方法
技術領域：
本發明涉及移動通信系統中的信道估計方法，尤其涉及信息的無線傳輸領域的與正交頻分復用技術相結合的系統的信道估計方法。
背景技術：
OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交頻分復用)通過將頻率選擇性多徑衰落信道在頻域內轉變成平坦信道，從而能夠有效地抵抗頻率選擇性衰落的影響，而MIMO(Multiple-Input Multiple-Output，多入多出)技術能夠在空間中產生獨立的并行信道同時傳輸多路數據流，增加了系統的傳輸速率。在未來的寬帶無線通信系統中，多徑衰落信道和帶寬效率是兩個最嚴峻的挑戰。將MIMO技術與OFDM相結合能夠為無線通信系統提供更高的系統容量和更高的數據傳輸速率，在未來的無線通信中有廣泛的應用前景。對于相干檢測的MIMO-OFDM系統，信道估計極大地影響著整個通信系統的性能。
在OFDM系統中通過在子載波上插入導頻可以容易地實現信道估計，然而在多發射天線的OFDM系統中，每一個接收天線的信號來自多個發射天線的獨立衰落信號的疊加，因此針對單天線的OFDM信道估計方法不能識別出多個信道衰落系數。目前在MIMO-OFDM系統中，采用的信道估計方法大致可以分為基于訓練序列的MMSE(最小均方誤差)估計、基于訓練序列的LS(最小二乘)估計、基于導頻的信道估計、盲估計和半盲估計。考慮到算法的復雜度和估計精度之間的均衡，實際的MIMO-OFDM系統往往通過設計導頻形式而采用基于導頻的信道估計方法。
另外在實際的MIMO-OFDM系統中，信道估計是在同步之后進行的，同步技術對信道估計的性能有著一定的影響。同步技術包括定時恢復和頻偏估計。定時偏差和頻偏估計的誤差都會影響系統的性能。如果定時的偏移量與最大時延擴展的長度之和仍小于循環前綴的長度，定時是正確的，但是定時的偏移會引起子載波相位的旋轉；而進行小數倍頻偏估計時，各種估計算法都不可避免的存在估計誤差，引起子載波相位的偏移。在一幀信號的時間內，往往假設信道是慢變的，但是信道的緩慢變化，也會引起因此子載波相位的變化。因此，定時偏移、頻偏估計的誤差和信道的緩慢變化，都會造成子載波相位的旋轉或偏移，這需要利用信道估計進行相位補償。
發明內容
本發明所要解決的技術問題是提供一種多入多出正交頻分復用系統的信道估計方法，解決現有估計方法在估計精度和實現復雜度之間的矛盾，以及解決現有技術無法對由于非理想同步引起的子載波相位偏移進行補償的技術問題。
為達到上述目的，本發明提供了一種多入多出正交頻分復用系統的信道估計方法，其特點在于，包括如下步驟步驟一，用最小二乘法得到系統第j個接收天線、第i個發送天線組成的收發天線對的訓練導頻符號位置信道響應HPji；其中1≤j≤Nr，1≤i≤Nt；Nr、Nt分別是收、發天線的數目；步驟二，對HPji通過插值得到該收發天線對間的所有子載波位置的信道響應值Hji；步驟三，對Hji作逆傅立葉變換由頻域轉換到時域，得到多徑信道的沖激響應hji；步驟四，進行重要路徑的選擇，得到經選擇后的信道沖激響應h′ji；步驟五，對h′ji作傅立葉變化由時域轉到頻域，得到信道的響應H′ji；步驟六，重復以上步驟一至步驟五，遍歷所有的收發天線對，得到數據幀的所有收發天線對間當前信道的信道響應估計初值H′ji，其中i＝1，...，Nt；j＝1，...，Nr；步驟七，由該數據幀的參考導頻符號估計出信道相位的偏移量φji，其中i＝1，...，Nt；j＝1，...，Nr；步驟八，利用步驟七的偏移量φji對步驟六的信道響應估計初值H′ji進行補償，得到該多入多出正交頻分復用系統的最終信道響應估計H。
上述的方法，其特在于，所述訓練導頻符號，為系統的收發兩端均已知的符號，由訓練正交頻分復用符號的特定子載波傳送；所述參考導頻符號，為收發兩端均已知的符號，由數據傳輸正交頻分復用符號的特定子載波傳送，所有的發送天線由相同的子載波發送參考導頻符號。
上述的方法，其特點在于，所述訓練正交頻分復用符號為數據幀的第一個正交頻分復用符號，在所述訓練正交頻分復用符號中，對于Nt個發送天線中的第q個天線，等間隔地插入K個訓練導頻符號，第一個傳送訓練導頻符號的子載波號是q-1，在非訓練導頻符號子載波處發送幅度為0的0符號。
上述的方法，其特點在于，所述數據傳輸正交頻分復用符號為數據幀的第一個正交頻分復用符號后的正交頻分復用符號。
上述的方法，其特點在于，在所述步驟二中，所述插值為一階線性插值、二階線性插值或樣條插值。
上述的方法，其特點在于，在所述步驟四中，所述重要路徑是指沖激響應模值較大的路徑，所述重要路徑的選擇通過以下方式實現將信道沖激響應系數幅度與預定門限相比較，選擇不小于所述門限的信道沖激響應的元素作為重要路徑，并使其余元素設置為零；上述的方法，其特點在于，在所述步驟四中，所述重要路徑的選擇通過以下方式實現選擇信道沖激響應系數幅度最大的預定數量的元素作為重要路徑，并使其余元素設置為零上述的方法，其特點在于，在所述步驟六中，先判斷是否所有的收發天線對的信道響應都已經求出來，如果不是，則執行步驟一，繼續求取其余收發天線對的信道響應；如果是，則已經得到所有收發天線對間當前信道的信道響應估計初值，組成這一數據幀的信道響應初值矩陣。
本發明具有如下技術效果1)對于不同的發射天線，在訓練OFDM符號處采用不同子載波傳送訓練導頻符號，使得各個天線上的導頻排列位置相互錯開，可以去除信道估計時各個天線導頻間的相互干擾，而且可以將MIMO信道轉換為多個獨立而且相互正交的單入單出信道，因而借助于簡單的LS方法估計得到訓練符號處的所有天線對之間的信道響應；2)選擇并保留重要路徑而將其它元素置零，排除了信噪比低的多徑分量的影響，同時也降低了高斯白噪聲的影響，提高了信道估計的精度；
3)對由于信道變化或同步技術產生的相位偏移進行了校正，進一步提高信道估計的精度；4)由于本發明是基于LS準則進行的信道估計，而選擇重要路徑和相位補償的信號處理算法簡單，因此計算復雜度低，而且易于實現。
圖1是本發明的MIMO-OFDM系統結構示意圖；圖2是本發明的數據傳輸幀結構的示意圖；圖3是本發明中訓練導頻符號、參考導頻符號圖案的示圖；圖4是本發明信道估計方法的流程圖；具體實施方式
下面結合附圖對技術方案的實施作進一步的詳細描述。
本發明為了克服現有MIMO-OFDM通信系統信道估計方法在估計精度和實現復雜度之間的矛盾，以及無法對由于非理想同步引起的子載波相位偏移進行補償的缺點，提出了一種能滿足一定的估計精度、能補償由于系統非理想同步或信道變化引起的子載波相位偏移、又便于實現的多入多出正交頻分復用系統中的信道估計方法。
為了說明方便，特定義以下術語訓練導頻符號收發兩端均已知的符號，由數據幀的第一個OFDM符號(即訓練OFDM符號)的特定子載波傳送。在訓練OFDM符號中，對于Nt個發送天線中的第q個天線，等間隔地插入K個訓練導頻符號，其第一個傳送訓練導頻符號的子載波號是q-1，在非訓練導頻符號子載波處發送幅度為0的0符號。
參考導頻符號收發兩端均已知的符號，由數據幀的第一個OFDM符號后的OFDM符號(即數據傳輸OFDM符號)的特定子載波傳送。所有的發送天線由相同的子載波發送參考導頻符號。
本發明所述MIMO-OFDM系統中的信道估計方法，包括如下步驟a)用LS方法得到第j(1≤j≤Nr)個接收天線、第i(1≤i≤Nt)個發送天線對的訓練導頻符號位置信道響應HPji，其中Nt、Nr分別是收發天線的數目；b)對HPji通過插值得到該收發天線對間的所有子載波位置的信道響應值Hji；c)對Hji作逆傅立葉變換(IFFT)由頻域轉換到時域，得到多徑信道的沖激響應hji；d)可通過兩種方法選擇重要路徑，①將信道沖激響應系數幅度與預定門限相比較，選擇不小于門限的信道沖激響應的元素作為重要路徑，并使其它元素設置為零；或者②選擇信道沖激響應系數幅度最大的預定數量的元素作為重要路徑，并使其它元素設置為零；通過①或②得到經選擇后的信道沖激響應h′ji；e)對h′ji作傅立葉變化(FFT)由時域轉到頻域，得到信道的響應H′jif)重復以上步驟A1~A5，遍歷所有的收發天線對，就可以得到所有收發天線對間當前信道的信道響應估計初值H′ji(i＝1，...，Nt，j＝1，...，Nr)；g)由該數據幀的參考導頻符號估計出信道相位的偏移量φji，其中i＝1，...，Nt，j＝1，...，Nr；h)利用步驟g的結果對步驟f的結果進行補償，即可得到該MIMO-OFDM系統的最終信道響應估計H。
圖1是本發明的MIMO-OFDM系統結構示意圖；根據MIMO-OFDM的原理(如圖1)，二進制信息數據先經過調制映射，通過空時編碼后，然后將信號分成多路傳送到每個發送天線，每一路的信號進行按圖2所示的幀結構進行成幀，其訓練導頻符號、參考導頻符號和數據符號的圖案如圖3所示，經過IFFT，添加CP(循環前綴)，再通過天線發送出去。接收端通過同步接收后，去掉CP，經過FFT，提取導頻符號，進行信道估計，空時解碼器利用信道信息對信息進行解調。整個過程簡述如下發送端構造如圖2所示的幀結構，一幀由一個訓練OFDM符號和Mt個數據傳輸OFDM符號組成。首先構造第q(q＝1，Λ，Nt)個發送天線的一幀信號對于訓練OFDM符號，記為Xm，k(q)，其中m表示一幀中的第m個OFDM符號(此時m＝0)，k表示子載波序號(k＝0，Λ，N-1)，其中發送訓練導頻符號的子載波是k=q-1+i·NK,i=1,Λ,K,]]>在非訓練導頻符號子載波處，發送0符號；對于數據傳輸OFDM符號，等間隔插入M個導頻，其位置是l,NM+l,Λ,(M-1)NM+l,]]>記為Xm，k(q)，m＝1，2，Λ，Mt，非導頻位置發送數據。本方案的訓練導頻符號、參考導頻符號圖案如圖3所示，其中 表示訓練導頻符號、 表示參考導頻符號、 表示數據符號、 表示0符號。本例中，取l=N2M.]]>然后經過IFFT后，插入CP(循環前綴)，最后通過相應的第q個天線發射出去。
接收端對于每個接收天線，經過同步后去掉循環前綴，進行FFT變換，得到Ym,k(r)=Σq=1NtXm,k(q)Hm,k(r,q)+Wm,k(r)...(1)]]>其中，m＝0，1，2，Λ，Mt，k＝0，1，Λ，N-1，r＝1，Λ，Nr，Ym，k(r)是第r個接收天線接收到的信號，Wm，k(r)是第r個接收天線的第m個OFDM符號中第k個子載波對應的高斯白噪聲的傅立葉變換，Hm，k(r，q)是第r個接收天線第q個發射天線間第m個OFDM符號第k個子載波對應的信道頻域響應。
信道時域沖激響應h(n)可以表示為h(n)=Σi=0L-1hiexp(j2πNfDiTn)δ(τ-τi),0≤n≤N-1...(2)]]>其中，L是多徑數，hi是第i徑的復增益，fDi是多普勒頻移，τi是第i條多徑的時延。
下面結合附圖詳細說明該實施例中各步驟的處理過程為了介紹本發明的技術，下面以給出一個具體的MIMO-OFDM系統的配置下，對于本發明的實現步驟，本例中的參數并不影響本發明的一般性。該MIMO-OFDM系統是2發2收(即Nt＝Nr＝2)，其幀結構如圖3所示。假設信道在一幀信號里慢變，系統中的子載波數是N＝256，子載波位置的取值從0～255。在第1個發送天線，訓練OFDM符號中插入128個訓練導頻符號(K＝128)，位置是(0，2，...，254)，其余位置發送0符號，訓練導頻符號與0符號的比例是1∶1；數據傳輸OFDM中以1∶15的比例插入參考導頻和數據，導頻位置是(0，15，...，240)。在第2個發送天線一幀的訓練OFDM符號中，插入128個訓練導頻符號(K＝128)，位置是(1，3，...，255)，其余位置發送0符號；其數據傳輸OFDM中以1∶15的比例插入參考導頻和數據，導頻位置是(0，15，...，240)。CP長度為32(以采樣點計算)，最大時延擴展為10(以采樣點計算)，發送信號經過多徑衰落信道后到達接收端。系統同步模塊確定的定時同步位置落在10～32之間都是合理的，假設系統沒有理想同步但進行了正確的同步，實施例的操作流程的示意圖如圖4所示。具體過程如下步驟410中，利用訓練導頻符號采用LS方法得到第j個接收天線、第i個發送天線對的訓練導頻符號位置信道響應HPji(k)，k＝0，2，Λ，254；接著在步驟420中，通過插值得到所有整個子載波位置的信道響應Hji(k)，k＝0，1，Λ，255；插值方法可以是一階線性插值、二階線性插值、樣條插值或其它插值方法；接著在步驟430中，對Hji作IFFT，得到多徑信道的沖激響應hji；接著在步驟440中，選擇重要路徑，常見的有以下兩種方法①將信道沖激響應系數幅度與預定門限相比較，選擇不小于門限的信道沖激響應的元素作為重要路徑，并使其它元素設置為零；或者②選擇信道沖激響應系數幅度最大的預定數量的元素作為重要路徑，并使其它元素設置為零；通過①或②得到經選擇后的信道沖激響應h′ji；接著在步驟450中，對h′ji作FFT由時域轉到頻域，得到信道的響應H′ji；接著在步驟460中，先判斷是否所有的收發天線對的信道響應都已經求出來如果不是，則執行步驟410，求取其它收發天線對的信道響應；如果是，則已經得到所有收發天線對間當前信道的信道響應估計初值，可以組成這一數據幀的信道響應初值矩陣H0，H0=[H11T,H12T,H21T,H22T],]]>則執行步驟470；接著在在步驟470中，由這一幀的參考導頻符號估計出信道相位的偏移量φ，φ＝[1，2，3，4]；接著在步驟480中，對信道響應H0進行相位補償，具體的補償方法根據下式進行 接著在步驟490，將補償后的結果作為最終的信道估計結果H。
這樣，通過以上步驟就得到該數據傳輸OFDM符號對應的估計值H。對本幀中其它數據傳輸OFDM符號進行同樣的處理，就可以得到對應的信道響應估計值。
盡管本發明結合特定實施例進行了描述，但是對于本領域的技術人員來說，可以在不背離本發明的精神或范圍的情況下進行修改和變化。這樣的修改和變化都應被視作在本發明的范圍和附加的權利要求書范圍之內。
權利要求
1.一種多入多出正交頻分復用系統的信道估計方法，其特征在于，包括如下步驟步驟一，用最小二乘法得到系統第j個接收天線、第i個發送天線組成的收發天線對的訓練導頻符號位置信道響應HPji；其中1≤j≤Nr，1≤i≤Nt；Nr、Nt分別是收、發天線的數目；步驟二，對HPji通過插值得到該收發天線對間的所有子載波位置的信道響應值Hji；步驟三，對Hji作逆傅立葉變換由頻域轉換到時域，得到多徑信道的沖激響應hji；步驟四，進行重要路徑的選擇，得到經選擇后的信道沖激響應hji′；步驟五，對hji′作傅立葉變化由時域轉到頻域，得到信道的響應Hji′；步驟六，重復以上步驟一至步驟五，遍歷所有的收發天線對，得到數據幀的所有收發天線對間當前信道的信道響應估計初值Hji′，其中i＝1，...，Nt；j＝1，...，Nr；步驟七，由該數據幀的參考導頻符號估計出信道相位的偏移量φji，其中i＝1，...，Nt；j＝1，...，Nr；步驟八，利用步驟七的偏移量φji對步驟六的信道響應估計初值Hji′進行補償，得到該多入多出正交頻分復用系統的最終信道響應估計H。
2.根據權利要求1所述的方法，其特征在于，所述訓練導頻符號，為系統的收發兩端均已知的符號，由訓練正交頻分復用符號的特定子載波傳送；所述參考導頻符號，為收發兩端均已知的符號，由數據傳輸正交頻分復用符號的特定子載波傳送，所有的發送天線由相同的子載波發送參考導頻符號。
3.根據權利要求2所述的方法，其特征在于，所述訓練正交頻分復用符號為數據幀的第一個正交頻分復用符號，在所述訓練正交頻分復用符號中，對于Nt個發送天線中的第q個天線，等間隔地插入K個訓練導頻符號，第一個傳送訓練導頻符號的子載波號是q-1，在非訓練導頻符號子載波處發送幅度為0的0符號。
4.根據權利要求3所述的方法，其特征在于，所述數據傳輸正交頻分復用符號為數據幀的第一個正交頻分復用符號后的正交頻分復用符號。
5.根據權利要求1、2、3或4所述的方法，其特征在于，在所述步驟二中，所述插值為一階線性插值、二階線性插值或樣條插值。
6.根據權利要求5所述的方法，其特征在于，在所述步驟四中，所述重要路徑是指沖激響應模值較大的路徑，所述重要路徑的選擇通過以下方式實現將信道沖激響應系數幅度與預定門限相比較，選擇不小于所述門限的信道沖激響應的元素作為重要路徑，并使其余元素設置為零；
7.根據權利要求5所述的方法，其特征在于，在所述步驟四中，所述重要路徑的選擇通過以下方式實現選擇信道沖激響應系數幅度最大的預定數量的元素作為重要路徑，并使其余元素設置為零
8.根據權利要求5所述的方法，其特征在于，在所述步驟六中，先判斷是否所有的收發天線對的信道響應都已經求出來，如果不是，則執行步驟一，繼續求取其余收發天線對的信道響應；如果是，則已經得到所有收發天線對間當前信道的信道響應估計初值，組成這一數據幀的信道響應初值矩陣。
全文摘要
本發明公開了一種多入多出正交頻分復用系統的信道估計方法，包括用最小二乘法得到系統收發天線對的訓練導頻符號位置信道響應H
文檔編號H04L25/02GK101076001SQ200610011900
公開日2007年11月21日 申請日期2006年5月15日 優先權日2006年5月15日
發明者余秋星, 張學林, 劉巧艷, 王衍文 申請人:中興通訊股份有限公司