專利名稱：交織ofdma上行鏈路系統的載波頻偏校正方法
技術領域：
本發明屬于寬帶無線接入技術領域，特別涉及一種采用交織(Interleaved)子載波分配方法的正交頻分復用多址(Orthogonal Frequency Division Multiplexing Access，OFDMA)上行鏈路系統的載波頻偏補償方法。
背景技術：
近年來，在寬帶無線通信系統中都采用了OFDM或OFDMA技術。OFDM/OFDMA以其抗多徑衰落能力強，頻譜利用率高等特點，已經成為下一代移動通信中最具競爭力的傳輸技術之一。
OFDMA是指在多用戶OFDM系統中，通過為每個用戶分配不同的子載波，從而得到的一種新的多址方式。在OFDMA系統中，用戶占用不同的子載波，因此多個用戶可以同時進行數據傳輸；并且由于各個子載波之間相互交疊，不需要為每個用戶加入保護頻帶，從而提高了頻譜利用率；同時子載波的正交性可以防止載波間干擾(inter-carrier interference，ICI)以及用戶間干擾(multiuser interference，MUI)。因此，作為一種靈活的多址方式，并且隨著WiMAX技術的廣泛推廣，OFDMA必將成為未來寬帶無線移動通信系統中最具競爭力的空中接口標準。
但是OFDMA系統對載波頻偏(Carrier Frequency Offset，CFO)很敏感，CFO不僅會導致本用戶信號幅度的衰減，而且還會引起本用戶子載波間的自干擾(sefl-ICI)，同時還存在由其他用戶的頻率偏移所引起的用戶間干擾。為了獲得理想的性能，用戶與基站之間的載波必須保持同步，例如在IEEE 802.16d/e協議中就要求載波頻率的偏差應小于子載波間隔的2％。因此載波頻率同步是影響OFDMA應用前景的關鍵問題。
載波頻率同步的兩個主要內容是CFO估計和CFO校正。目前，抵消多用戶上行鏈路接收機頻率偏差影響的方法主要有兩種補償法和反饋法。前者是由基站采用信號處理的方法對接收到的信號進行頻率偏差的補償，該方法不需要控制信道的幫助。后者是基站把估計到的頻率偏差通過下行鏈路控制信道反饋給移動用戶，由移動端自動調整其發射信號的頻率。然而在移動通信中，多普勒頻率具有時變性，因此信號在傳輸過程中的時延會導致用戶端接收到的反饋信息失效，而且這樣也會導致下行鏈路的額外負擔。所以由基站直接進行頻偏補償的方法是OFDMA系統的研究重點。由于基站需要了解每個用戶占用的子載波情況，因此補償法與子載波的分配方案是緊密聯系的。
在OFDMA系統中，主要有兩種子載波分配方法塊(Block)方法和交織(Interleaved)方法，如圖1所示。前者是將整個頻帶劃分為若干個連續的子頻帶，每個用戶占據一個或幾個子頻帶；而后者分配給每個用戶的子載波是交織分布在整個頻帶內的。塊分配方法的頻率分集度不高，可能會造成某個用戶的子載波完全處于深衰落之中；而且用戶之間需要子載波保護間隔，這樣就會導致接入用戶的個數減少。交織分配方法可以提供最大的頻率分集和信道分集，但是由于不同用戶的子載波相距較近，因此該方法容易引入用戶間干擾。
目前還沒有可行的方法解決交織OFDMA上行鏈路系統的載波頻偏校正問題，而通過構造接收機的信號結構，可以實現由基站直接補償用戶頻偏的目的。
發明內容
提出本發明的目的是為了解決交織OFDMA上行鏈路系統的載波頻率同步問題，首先分析了交織OFDMA上行鏈路系統的信號結構，在此基礎上提出了一種由基站直接進行頻偏補償的方法，即偽逆法。本發明的特征在于，該方法是在一塊接收端集成電路芯片上實現的，依次會有以下的步驟步驟1接收端用一個移位寄存器對接收到的OFDM信號去CP，即去循環前綴，得到一個OFDMA符號，用r(n)表示，r(n)=Σm=1Mr(m)(n),]]>r(m)(n)表示第m個用戶的OFDM符號，n＝0，1，…，N-1表示時域采樣序號，N為系統的子載波個數，所述r(m)(n)用下式表示r(m)(n)=Σp=0P-1Hp(m)Sp(m)ej2πN(pQ+q(m)+ϵ(m))n]]>=ej2πN(q(m)+ϵ(m))nΣp=0P-1Hp(m)Sp(m)ej2πPpn]]>其中，q(m)為第m個用戶所占用的子信道序號，q(m)∈{0，1，…，Q-1}；Q為子信道數，滿足M≤Q；M為用戶個數；P＝N/Q，為每個子信道上的個子載波個數；ε(m)∈(-0.5，0.5)為第m個用戶的歸一化頻偏ϵ(m)=Δf(m)Δf;]]>Δf(m)表示用戶m的頻偏，可以通過頻偏估計電路得到，為設定值；{Δf(m)}m＝0M則表示所有用戶的頻偏；
Δf表示子載波間隔；Hp(m)表示用戶m在第(pQ+q(m))個子載波上的信道頻率響應，其表達式為Hp(m)=Σl=1L(m)αl(m)e-j2π(q(m)+pQ)Δfτl(m);]]>其中，αl(m)和τl(m)分別為第l條路徑的復增益和時間延遲，L(m)為總的路徑數；Sp(m)為第m個用戶的第p個調制符號；步驟2把步驟1得到的r(n)通過一個串/并存儲轉換器，對剩余的N點采樣信號進行數據重組，得到一個OFDM符號塊的矩陣表達式Y，Y＝A+Z＝VS+Z；其中，Z為Q×P維的加性高斯白噪聲矩陣， 在上式中，⊙表示點積運算，S＝U⊙(BFP)；U=u(1)u(2)···u(M)M×PB=b(1)b(2)···b(M)M×P]]>V＝[v(1)，v(2)，…，v(M)]為范德蒙矩陣，其結構為 θ(m)=(q(m)+ϵ(m))Q]]>v(m)、u(m)、b(m)分別定義為v(m)=1ej2πθ(m)···ej2π(Q-1)θ(m)T]]>u(m)=1ej2πθ(m)/P···ej2π(P-1)θ(m)/P]]>b(m)=H1(m)S1(m)H2(m)S2(m)···HPmSP(m)]]>其中，(·)T表示轉置運算；
FP為P×P維的IFFT矩陣 步驟3用一個頻偏校正電路依次按以下步驟對每個用戶的信號進行頻偏補償步驟3.1用一個奇異值分解偽逆求解電路求矩陣 的偽逆 其中 為v的估計值；步驟3.2用一個乘法器對接收到的信號矩陣Y左乘 得到S的估計值S^=V^+Y;]]>步驟3.3為M個用戶建立M個復指數運算電路，每一個復指數運算電路的輸入為p，Q， 經過運算得到 的共軛矩陣 其中 為U的估計值，(·)*表示共軛運算；步驟3.4用M個乘法器分別對 與 中的每一項進行乘法運算，得到頻偏補償之后的信號 步驟4對每一個用戶的信號分別進行串/并變換，再進行P點的FFT變換就可以得到B的估計值B^=S^FCFPH]]>其中FPH為戶點的FFT矩陣，(·)H表示共軛轉置步驟5按下式用一個除法器求出每個用戶原始符號的估計值x^(m)=b^(m)DP-1(h(m))]]>其中(m)為 的第m行， 該DP(h(m))為h(m)的元素所組成的P×P維對角矩陣，h(m)=H1(m)H2(m)···HP(m)T.]]>本發明提出的偽逆頻偏補償方法在第一步中，偽逆矩陣 含有所有用戶的頻偏信息，因此可以對所有用戶的頻偏進行聯合補償，同時達到分離用戶信號的目的，這樣就會減少相鄰用戶信號之間載波頻偏的影響；然后在第二步中再進一步對每個用戶的頻偏分別進行補償，因此該方法對用戶頻偏值的大小不敏感，并且在用戶個數較多的情況下仍能得到較好的性能。
為了驗證提出的載波頻偏補償方法的有效性，并驗證理論推導，我們進行了計算機仿真驗證。
在仿真中，系統參數采用IEEE 802.16d/e標準中的定義。上行鏈路帶寬(BW)為20MHz，子載波個數N＝2048，循環前綴(CP)長度為256，調制方式為QPSK，采樣頻率fs＝BW·8/7，因此子載波間隔Δf為11.16kHz。
下面給出了經頻偏補償后上行鏈路所有用戶平均誤比特率性能的計算機仿真結果。分別采用直接法(Direct method)、循環卷積法(CC method)和本發明提出的偽逆法(Pinv method)對用戶的頻偏進行補償，并且與沒有頻偏時的誤比特率性能進行對比。在基站接收端，假設信道的狀態信息(CSI)已知。
實驗一用戶個數較少的情況仿真參數為子信道個數(Q)為16，用戶個數(M)為4，占用的子信道分別為
，歸一化頻偏分別為
。
圖6為未采用信道編碼時的仿真結果。從圖中可以看到，在沒有采用頻率同步時，系統的誤比特率為0.03左右；在采用頻率同步時，系統的誤比特率性能有了很大程度的提高，并且偽逆頻偏補償方法的性能最接近于理想情況(歸一化頻偏ε(m)＝0，m＝1，2，…，M)，在誤比特率(BER)為10-4時，偽逆法分別比循環卷積法和直接法在性能上提高了1.8dB和7dB。
圖7為采用信道編碼時的仿真結果。編碼采用碼率為1/2的卷積編碼，約束長度為5。從圖中可以看到，在沒有采用頻率同步時，系統的誤比特率為0.01左右。在誤比特率(BER)為10-4時，偽逆法分別比循環卷積法和直接法在性能上提高了1dB和3.4dB。
實驗二用戶個數較多的情況仿真參數為子信道個數(Q)為32，用戶個數(M)為24，隨機選擇子信道，所有用戶的歸一化頻偏在區間[-0.50.5]內均勻分布。
圖8為未采用信道編碼時的仿真結果，圖9為采用碼率為1/2卷積編碼時的仿真結果。從圖中可以看到，在多個用戶的情況下，循環卷積法和直接法已經失去了作用，而本發明提出的偽逆法仍然可以取得較好的BER性能。并且在得到CFO精確估計值的前提下，該方法不受載波頻偏值大小的影響。
在計算機仿真的技術上，本發明在FPGA中得到了實現，實際測試取得了良好的效果。
圖1為子載波分配方法a.塊方法；b.交織方法。
圖2為交織OFDMA上行鏈路的發射機結構。
圖3為偽逆頻偏補償及符號檢測方法接收機結構。
圖4為串并存儲轉換電路。
圖5為偽逆頻偏補償電路，即頻偏校正電路。
圖6為未采用編碼時的誤比特率曲線(Q＝16，M＝4)。
沒有頻偏校正 直接補償法 循環卷積法 提出的方法沒有頻偏圖7為采用1/2卷積編碼時的誤比特率曲線(Q＝16，M＝4)。
沒有頻偏校正 直接補償法 循環卷積法 提出的方法沒有頻偏圖8為未采用編碼時的誤比特率曲線(Q＝32，M＝24)。
沒有頻偏校正 直接補償法 循環卷積法 提出的方法沒有頻偏圖9為采用1/2卷積編碼時的誤比特率曲線(Q＝32，M＝24)。
沒有頻偏校正 直接補償法 循環卷積法 提出的方法沒有頻偏具體實施方式
以下將參照附圖對本發明的具體實施進行詳細的描述。
圖2為交織OFDMA上行鏈路的發射機結構框圖，假設系統的子載波個數為N、用戶個數為M、子信道數為Q，并且每個用戶分配的子載波個數相同，則每個子信道有P＝N/Q個子載波。子信道{q}的子載波序號為{q，Q+q，…，(P-1)Q+q}，q＝0，1，…，Q-1。假設第m個用戶所占用的子信道為q(m)，{S0(m)，S1(m)，…，SP-1(m)}為該用戶在一個OFDMA符號塊內的P個調制符號。
在第m個用戶的發射端，通過子載波映射電路將{Sp(m)}p＝0P-1映射到N個子載波上，得到{Xi(m)}i＝0N-1，i＝0，1，…，N-1表示頻率采樣序號。其對應關系為 {Xi(m)}i＝1N-1經過N點IFFT運算轉化為時域OFDM信號，然后通過移位寄存器將時域信號后面的NCP個數據插入沿時間軸排列的OFDM信號之前，從而完成插入循環前綴的操作。并/串變換電路將并行OFDM信號轉化為串行OFDM信號x(m)(n)，數/模變換電路將數字信號轉化為模擬信號x(m)(t)，最后再經過載波調制則可以進行OFDM信號的發射。
在不考慮噪聲的情況下，在OFDMA上行鏈路接收端，經過去循環前綴(CP)之后，N點的OFDMA符號可以表示為r(n)=Σm=1Mr(m)(n)---(2)]]>其中r(m)(n)表示第m個用戶的OFDM符號r(m)(n)=Σp=0P-1Hp(m)Sp(m)ej2πN(pQ-q(m)+ϵ(m))n]]>=ej2πN(q(m)+ϵ(m))nΣp=0P-1Hp(m)Sp(m)ej2πPpn---(3)]]>其中，n＝0，1，…，N-1表示時域采樣序號，ε(m)∈(-0.5，0.5)為第m個用戶的歸一化頻偏，如果{Δf(m)}m＝0M表示用戶的頻偏，而Δf表示子載波間隔，則ε(m)定義為ϵ(m)=Δf(m)Δf;---(4)]]>Hp(m)表示第m個用戶在第(pQ+q(m))個子載波上的信道頻率響應，其表達式為Hp(m)=Σl=1L(m)αl(m)e-j2π(q(m)+pQ)Δfτl(m)---(5)]]>其中L(m)為總的路徑數，αl(m)和τl(m)分別為第l條路徑的復增益和時間延遲。
觀察(3)式，我們可以看出r(m)(n)具有如下的性質r(m)(n+vP)=ej2πv(q(m)+ϵ(m))/Qr(m)(n)---(6)]]>v為整數。(6)式表明{r(m)(n)}n＝0N-1具有一種特殊的周期結構，周期為P。因此{r(n)}n＝0N-1可以排列成Q×P的矩陣形式 在上式中，⊙表示Schur乘積(點積運算)，S＝U⊙(BFP)，U=u(1)u(2)···u(M)M×PB=b(1)b(2)···b(M)M×P---(8)]]>V＝[v(1)，v(2)，…，v(M)]為范德蒙矩陣，其結構為 FP為P×P維的IFFT矩陣 v(m)、u(m)、b(m)分別定義為v(m)=1ej2πθ(m)···ej2π(Q-1)θ(m)T]]>u(m)=1ej2πθ(m)/P···ej2π(P-1)θ(m)/P]]>b(m)=H1(m)S1(m)H2(m)S2(m)···HPmSP(m)]]>=s(m)DP(h(m))]]>其中，(·)T表示轉置運算，h(m)=H1(m)H2(m)···HP(m)T,x(m)=X0(m)X1(m)···XP-1(m),]]>DP(h(m))為h(m)的元素所組成的P×P維對角矩陣，θ(m)的表達式為θ(m)=(q(m)+ϵ(m))Q.---(10)]]>由于ε(m)∈(-0.5，0.5)，所以θ(m)的取值范圍為[(q(m)-0.5)]Q，(q(m)+0.5)/Q]。考慮到噪聲的因素，一個OFDMA符號塊可以表示為矩陣的形式Y＝A+Z＝Vs+Z (11)其中Z為Q×P維的加性高斯白噪聲(AWGN)矩陣，其元素為零均值、方差為σ2的高斯隨機變量。
綜上所述，我們可以構造交織OFDMA上行鏈路系統的信號結構，并且根據用戶頻偏的估計值，利用該信號結構則可以實現由基站對多個用戶頻偏的聯合補償。
根據上述給出的交織OFDMA上行鏈路的信號結構，本發明提出了一種對 矩陣直接求偽逆(PseudoinversePinV)進行頻偏補償的方法，其中 為V的估計值。 中的元素為[V^]q,m=ej2πqθ^(m),]]>q＝0，1，…，Q-1，m＝1，2，…，M，其中 為θ(m)的估計值。該方法的結構如圖3所示，具體步驟如下1)采用移位寄存器去掉OFDM信號的循環前綴，然后通過串/并存儲轉換器對剩余的N點采樣信號進行數據重組，得到矩陣的形式Y；2)然后利用頻偏補償電路(如圖5所示)對每個用戶的信號分別進行頻偏補償。其中，頻偏補償電路的具體實現方法為a)根據(11)式，對接收到的信號矩陣Y左乘 的偽逆，得到S的估計值S^=V^+Y---(12)]]>這一步可以實現對所有用戶的頻偏進行聯合補償，并同時分離用戶信號的目的。其中 表示偽逆運算，可以通過奇異值分解(SVD)偽逆求解電路得到矩陣 的偽逆。
b)根據(7)式， 與 的共軛矩陣進行點積之后就可以得到頻偏補償之后的信號。
其中 為U的估計值， 中的元素為[U^]m,P=ej2πPθ^(m)/P]]>(m＝1，2，…，M，p＝0，1，…，P-1)，(·)*表示共軛運算。
在這一步，每個用戶的頻偏得到了進一步的補償。
3)對每路信號分別進行串/并變換，然后再進行P點的FFT變換就可以得到B的估計值
B^=S^FCFPH---(14)]]>其中FPH為P點的FFT矩陣，(·)H表示共軛轉置。
4)最后采用迫零(zero forcing，ZF)均衡接收器就可以得到每個用戶原始符號的估計值x^(m)=b^(m)DP-1(h(m))---(15)]]>其中b(m)為 的第m行，h(m)=H1(m)H2(m)···HP(m)T,]]>x^(m)=X^0(m)X^1(m)···X^P-1(m),]]> 即，將FFT變換之后的數據分別除以信道的頻域沖激響應，則可得到原始符號的估計值。
上面結合附圖對本發明的具體實施進行了詳細說明，但前述的實施例僅為示例性的但并不應被解釋為對本發明的限制。本發明可以推廣到其他類型的應用。此外，對本發明實施例的描述是說明性的，而非限制權利要求的范圍，很明顯本領域的技術人員可以進行各種修改、替換和變動。
權利要求
1.交織OFDMA上行鏈路系統的載波頻偏校正方法，其特征在于，該方法是在一塊接收端集成電路芯片上實現的，依次會有以下的步驟步驟1接收端用一個移位寄存器對接收到的OFDM信號去CP，即去循環前綴，得到一個OFDMA符號，用r(n)表示，r(n)=Σm=1Mr(m)(n),]]>r(m)(n)表示第m個用戶的OFDM符號，n＝0，1，…，N-1表示時域采樣序號，N為系統的子載波個數，所述r(m)(n)用下式表示r(m)(n)=Σp=0P-1Hp(m)Sp(m)ei2πN(pQ+q(m)+ϵ(m))n]]>=ej2πN(q(m)+ϵ(m))nΣp=0P-1Hp(m)Sp(m)ej2πPpn]]>其中，q(m)為第m個用戶所占用的子信道序號，q(m)∈{0，1，…，Q-1}；Q為子信道數，滿足M≤Q；M為用戶個數；P＝N/Q，為每個子信道上的個子載波個數；ε(m)∈(-0.5，0.5)為第m個用戶的歸一化頻偏ϵ(m)=Δf(m)Δf;]]>Δf(m)表示用戶m的頻偏，可以通過頻偏估計電路得到，為設定值；{Δf(m)}m＝0M則表示所有用戶的頻偏；Δf表示子載波間隔；Hp(m)表示用戶m在第(pQ+q(m))個子載波上的信道頻率響應，其表達式為Hp(m)=Σl=1L(m)αl(m)e-j2π(q(m)+pQ)Δfτl(m);]]>其中，al(m)和τl(m)分別為第l條路徑的復增益和時間延遲，L(m)為總的路徑數；Sp(m)為第m個用戶的第p個調制符號；步驟2把步驟1得到的r(n)通過一個串/并存儲轉換器，對剩余的N點采樣信號進行數據重組，得到一個OFDM符號塊的矩陣表達式Y，Y＝A+Z＝VS+Z；其中，Z為Q×P維的加性高斯白噪聲矩陣， 在上式中，⊙表示點積運算，S＝U⊙(BFP)；U=u(1)u(2)···u(M)M×PB=b(1)b(2)···b(M)M×P]]>v＝[v(1)，v(2)，…，v(M)]為范德蒙矩陣，其結構為 θ(m)=(q(m)+ϵ(m))Q]]>v(m)、u(m)、b(m)分別定義為v(m)=1ej2πθ(m)···ej2π(Q-1)θ(m)T]]>u(m)=1ej2πθ(m)/P···ej2π(P-1)θ(m)/P]]>b(m)=H1(m)S1(m)H2(m)S2(m)···HP(m)SP(m)]]>其中，(·)T表示轉置運算；FP為P×P維的IFFT矩陣 步驟3用一個頻偏校正電路依次按以下步驟對每個用戶的信號進行頻偏補償步驟3.1用一個奇異值分解偽逆求解電路求矩陣 的偽逆 其中 為v的估計值；步驟3.2用一個乘法器對接收到的信號矩陣Y左乘 得到S的估計值 步驟3.3為M個用戶建立M個復指數運算電路，每一個復指數運算電路的輸入為p，Q， ，經過運算得到 的共軛矩陣 ，其中 為U的估計值，(·)*表示共軛運算；步驟3.4用M個乘法器分別對 與 中的每一項進行乘法運算，得到頻偏補償之后的信號 步驟4對每一個用戶的信號分別進行串/并變換，再進行P點的FFT變換就可以得到B的估計值B^=S^FCFPH]]>其中 為P點的FFT矩陣， 表示共軛轉置步驟5按下式用一個除法器求出每個用戶原始符號的估計值x^(m)=b^(m)DP-1(h(m))]]>其中(m)為 的第m行， 該DP(h(m))為h(m)的元素所組成的P×P維對角矩陣，h(m)=H1(m)H2(m)···HP(m)T.]]>
全文摘要
本發明屬于寬帶無線接入領域，其特征在于，接收端在收到OFDM信號后，經過去循環前綴得到r(n)信號，再經過串/并存儲轉換器對剩余的N點采樣信號進行數據重組，從而得到一個OFDM符號塊的矩陣表達式Y的形式，然后輸入到頻偏校正電路，根據頻偏估計電路得到的所有用戶頻偏的估計值{Δf
文檔編號H04L5/02GK1819575SQ20061001155
公開日2006年8月16日 申請日期2006年3月24日 優先權日2006年3月24日
發明者范達, 曹志剛, 樊平毅 申請人:清華大學