專利名稱：一種空頻信號處理方法
技術領域：
本發(fā)明涉及無線通信技術領域，更確切地說是涉及一種空頻信號處理方法。
背景技術：
目前，寬帶無線通信系統(tǒng)通常都具有大的延時擴展，并且發(fā)射信號會遭遇頻率選擇性衰落。正交頻分多路復用(OFDM)正是克服這類惡劣通信環(huán)境進行信號傳輸?shù)囊环N非常有潛力的多載波調(diào)制技術。由于OFDM系統(tǒng)引入了保護時間間隔，也就是循環(huán)前綴(CP)，因此對保護間隔內(nèi)的延時多徑信號不敏感，只要循環(huán)前綴的長度大于該信道的沖擊響應，就能有效地對付頻率選擇性衰落引起的符號間干擾(ISI)。目前的幾個高速率無線通信標準都選擇了OFDM作為其主要的發(fā)射方法，比如，無線局域網(wǎng)標準(WLAN)IEEE802.11系列(Wi-Fi)、寬帶無線接入標準802.16系列(Wi-MAX)及高性能無線局域網(wǎng)歐洲標準HiperLAN/2等都采用了OFDM。
另外，自適應天線陣列信號發(fā)射/接收除了能夠大幅度地提高系統(tǒng)容量等性能之外，還能進行同信道干擾(CCI)抑制，提高系統(tǒng)的頻率復用，從而提高網(wǎng)絡的頻譜效率。
因此，OFDM結合多天線發(fā)射/接收技術能夠大幅度提高無線通信系統(tǒng)的性能，是下一代無線通信系統(tǒng)的核心技術之一。這使得多天線OFDM系統(tǒng)在寬帶無線局域網(wǎng)、寬帶無線接入等領域的應用得到了重點研究。
根據(jù)信號處理與快速傅立葉變換的不同位置，OFDM陣列接收信號的處理結構和方法主要分為兩類快速傅立葉變換(FFT)前空時信號處理(Pre-FFTSP)和FFT后空頻信號處理(Post-FFT SP)。其中，Pre-FFT SP對頻偏引起的載波間干擾(ICI)等的抑制比較困難，不能獲得最優(yōu)化的性能；而Post-FFTSP在最大化信干噪比(SINR)或最小化均方誤差(MSE)等處理上是最優(yōu)化的，特別適用于延時擴展不超過循環(huán)前綴的信號處理。
在接收信號時，待接收的信號在經(jīng)過無線信道后，首先被自適應天線陣列接收，接收得到的陣列信號在經(jīng)過前期處理后，被FFT變換到頻域，形成二維的空頻接收信號，包括空間維和頻域維，其中，空間維的接收天線元數(shù)為Nr，頻域維的子載波數(shù)為Nc。之后，在頻域維的每個子載波上，可以利用波束賦形方法對空間維信號進行合并。然后即可對合并后的信號進行解碼判決等處理，從而恢復原有的發(fā)射信號。
目前，針對上述信號合并處理，Post-FFT SP具體有兩種信號處理方法，一種是全自適應波束賦形法，另一種是子載波分組波束賦形法。
對于第一種全自適應波束賦形法來說，該方法為每個頻域維，或者說是為每個子載波，設計一套波束賦形加權向量，之后再利用該加權向量在每個子載波上進行空間維的信號合并。該方法在性能上是最優(yōu)化的，但需要實時計算很多變量或參數(shù)——需要計算的參數(shù)個數(shù)是空間維數(shù)Nr與頻域維數(shù)Nc的乘積。其中，僅就計算波束賦形加權向量wk來說，如果是為每個子載波計算一個單獨的wk，就需要計算Nc個這樣的wk。因此這種方案會給系統(tǒng)帶來很高的計算復雜度，在實際中無法實時實現(xiàn)。
第二種子載波分組波束賦形法則是利用相鄰子載波之間的相干衰落性質(zhì)，由于在相干帶寬內(nèi)的相鄰子載波上，信號的衰落可以認為是相似或相同的，因此可以對相干帶寬內(nèi)的子載波使用相同的加權向量。具體來說，是將Nc個子載波分為寬度為P的子載波組，共為Q組，即P×Q＝Nc，其中P、Q均為整數(shù)，每組使用相同的波束賦形加權向量對陣列接收信號進行合并處理。由于P為共用一套加權向量的子載波數(shù)目，因此該方法與全自適應波束賦形方法相比，復雜度會隨之降低P倍。
下面詳細介紹一下第二種波束賦形方法。假設是單天線發(fā)射，且OFDM信號中的接收天線元為Nr個，子載波為Nc個，則針對該信號的接收原理如圖1所示。其中sk為從OFDM符號的第k個子載波上取出的樣本符號，即表示一個OFDM符號的第k個樣本，且k為位于P個子載波最中間的子載波序號，hk為Nr×1維無線信道，nk為噪聲信號，yk=[yk,1···yk,Nr]T]]>為第k個子載波上的接收信號向量，wk=[wk,1···wk,Nr]T]]>為Nr×1維波束賦形向量， 為空間維信號合并后第k個子載波上的信號。由圖1可以看出，該波束賦形方法主要是通過從同一組的P個子載波中獲取第k個子載波的樣本sk，在被無線信道hk接收，并在噪聲信號加入到信號中后，得到第k個子載波上的接收信號向量為yk=[yk,1···yk,Nr]T]]>，之后再根據(jù)該向量得到第k個子載波上的波束賦形向量wk，并將該wk作為該組子載波的波束賦形向量，之后即可根據(jù)該wk對該組子載波所對應的空間維信號進行合并。
與需要計算P×Q＝Nc個wk的全自適應波束賦形方法相比，該方法只需要計算Q個wk，顯然降低了計算復雜度。但是，為獲得比較好的系統(tǒng)性能，該方法中共用權向量的子載波數(shù)目必須足夠小，也即共用加權向量的子載波數(shù)目P只能取較小的值，因此從這個角度來說，該方法并沒有明顯降低波束賦形技術的復雜度。
針對上述第二種方法的分析如表1所示。其中，P為共用一套加權向量的子載波數(shù)目或子載波組的寬度，NC為子載波總數(shù)，系統(tǒng)的信噪比(SNR)＝10dB。由表1提供的不同信道環(huán)境下誤碼率(BER)要求與子載波分組大小P的關系可以看出，在2-徑信道，在存在2個同信道干擾用戶的條件下，要獲得小于或等于0.01的BER，即BER≤10-2，如果是使用NC＝64的子載波進行通信，則P≤4，此時與全自適應波束賦形方法相比，第二種方法僅將計算復雜度降低4倍。即使使用的是NC＝256的子載波進行通信，也要P≤8，即復雜度也只降低8倍。對于COST-207 TU信道，在無干擾用戶的情況下，如果NC＝64，則復雜度與全自適應波束賦形方法相同，即使NC＝256，復雜度也只能降低3倍。
表1另外，上述第二種方法的系統(tǒng)性能非常容易受到信道頻率選擇性衰落變化的影響，這是因為，不同的子載波信號經(jīng)歷了不同的信道衰落，而第二種方法并沒有考慮到這個問題，而是為每組子載波采用相同的波束賦形權向量，這就必然會導致系統(tǒng)的性能損失。
通過對以上兩種方法的分析可以看出，現(xiàn)有的賦形技術如果具有優(yōu)化性能，則相應的計算復雜度很高，而如果降低計算復雜度，則需要以影響性能為代價。并且第二種方法的系統(tǒng)性能還會受到信道頻率選擇性衰落變化的影響。
發(fā)明內(nèi)容
有鑒于此，本發(fā)明所要解決的主要問題在于提供一種空頻信號處理方法，以在降低系統(tǒng)的計算復雜度的同時保證系統(tǒng)的性能，并保證系統(tǒng)性能不會受到信道頻率選擇性衰落變化的影響。
為解決以上問題，本發(fā)明提供了以下技術方案一種空頻信號處理方法，該方法包括以下步驟a.對接收到的陣列信號進行前期處理，并將處理后的信號通過FFT變換到頻域，得到二維接收信號；b.對步驟a得到的二維接收信號進行大分組的子載波分組波束賦形處理，得到一維的頻域輸出信號；c.對步驟b得到的一維頻域輸出信號進行信道估計和均衡；d.將步驟c處理后的信號恢復為發(fā)射時的信號。
所述步驟b中，所述大分組的子載波分組波束賦形處理包括將子載波進行大分組，然后計算每組的波束賦形加權向量，再利用計算得到的加權向量對相應組的子載波進行波束賦形處理。
所述計算每組的波束賦形加權向量為抽取每組的中間子載波上的訓練序列，利用最小均方差波束賦形技術及自適應波束賦形算法對所抽取出的訓練序列進行計算，得出該組子載波的波束賦形加權向量。
所述自適應波束賦形算法為樣本矩陣求逆算法。
所述步驟c中，所述對波束賦形后的信號進行信道估計為通過采用最小二乘算法對頻域輸出信號中的訓練符號進行計算，估計出波束賦形后的子載波信道的參數(shù)。
所述步驟c中，所述對波束賦形后的信號進行信道估計，進一步包括通過采用最小二乘算法對頻域輸出信號中的導頻子載波進行計算，估計出導頻子載波所在信道的參數(shù)，并采用插值算法估計出導頻子載波之間的子載波信道的參數(shù)，之后再根據(jù)兩次信道估計得到的參數(shù)計算出最終的信道估計參數(shù)。
通過對兩次信道估計參數(shù)進行加權組合計算出最終的信道估計參數(shù)。
所述步驟c中，所述進行均衡為采用迫零修改后信道均衡技術對估計出的子載波信道參數(shù)進行計算，得到子載波信道的均衡系數(shù)，并根據(jù)該均衡系數(shù)對相應的輸出信號進行信道均衡處理。
所述步驟c中，所述進行均衡為采用最小均方誤差均衡技術對估計出的子載波信道參數(shù)進行計算，得到子載波信道的均衡系數(shù)，并根據(jù)該均衡系數(shù)對相應的輸出信號進行信道均衡處理。
所述步驟d為通過對信道均衡后的信號進行解碼判決及并串轉(zhuǎn)換，將信號恢復為發(fā)射時的信號。
本發(fā)明所采用的大分組子載波波束賦形方案，通過增大P或減小Q，大幅減少了需要計算的未知參數(shù)的個數(shù)，降低了系統(tǒng)的計算復雜度；采用的信道估計和均衡則一方面解決了由于增大P或減小Q所帶來的系統(tǒng)性能降低的問題，以及解決了發(fā)射信號因遭遇頻率選擇性衰落而導致的信號在每個子載波上的衰落不同所導致的性能損失的問題，另一方面也解決了目前的子載波分組波束賦形方法的系統(tǒng)性能容易受無線信道變化的影響的問題，從而既降低了系統(tǒng)的整體計算復雜度，又沒有犧牲系統(tǒng)的性能。
另外，在采用信道均衡處理時，雖然整個無線信道是頻率選擇性的，但每個子載波上的信號卻是窄帶的，因此采用一步均衡就足以實現(xiàn)性能補償了，而對于系統(tǒng)來說，一步均衡是不會帶來更多的計算復雜度的，因此本發(fā)明方案并沒有因增加信道均衡處理而增大系統(tǒng)的計算復雜度。
與現(xiàn)有的全自適應波束賦形處理及子載波分組波束賦形處理方法相比，本發(fā)明方案在獲得相同系統(tǒng)性能的條件下，大幅降低了信號處理的計算復雜度，或者說獲得了更高的系統(tǒng)性能與計算復雜度之比，使之具有更好的實用意義。假設獲得相同BER性能，本發(fā)明方案的復雜度僅約為子載波分組波束賦形方案的1/2。
另外，由于本發(fā)明解決了子載波分組波束賦形方法的性能對時變無線信道十分敏感的問題，因此獲得了系統(tǒng)性能抗無線信道變化的魯棒性能，即在頻率選擇性信道環(huán)境中，避免了系統(tǒng)性能受信道變化的影響，這在實際無線通信環(huán)境中的應用具有十分重要的意義。
圖1為現(xiàn)有的子載波分組波束賦形方法針對單天線發(fā)射的接收原理圖；圖2為本發(fā)明方案的流程圖；圖3為本發(fā)明方案的接收原理圖。
具體實施例方式
下面結合附圖及具體實施例對本發(fā)明方案做進一步詳細的說明。
本發(fā)明方案如圖2所示，本發(fā)明方案所對應的接收原理則如圖3所示。本發(fā)明方案包括以下步驟步驟201、對接收到的陣列信號進行前期處理，之后將其通過FFT變換到頻域，形成包括空間維和頻域維的二維接收信號。
由圖3可以看出，本發(fā)明方案針對Nr個接收天線元，首先需要分別進行FFT變換，形成二維接收信號。
在獲得二維接收信號后，再將其作為輸入信號進行二級處理，具體處理分別如步驟202及203所述。
步驟202、第一級處理是將獲得的二維信號進行大分組的子載波分組波束賦形處理，即進行同信道干擾抑制，獲得一維的頻域輸出信號。
這里要針對每個接收天線元下的子載波分別進行處理，由于每個接收天線元下都有Nc個子載波，因此可以將每個接收天線元下的Nc個子載波都分為寬度為P的子載波組，共為Q組，即P×Q＝Nc，且P、Q均為整數(shù)。每組使用相同的波束賦形權向量對接收到的陣列信號進行合并處理。其中，為降低計算復雜度，還需要增大P值，或者是減小Q值，從而大幅減少需要計算的未知參數(shù)的個數(shù)，以降低系統(tǒng)的計算復雜度。比如，由于語音業(yè)務對實時性要求較高，對信號處理的延遲敏感，但對系統(tǒng)BER要求不高，因此針對語音業(yè)務可以取更大的P值，以降低計算復雜度，并降低信號處理帶來的延遲。
由圖3可以看出，本發(fā)明方案需要針對每一組的子載波進行子載波分組波束賦形處理，得到每一組所對應的波束賦形向量wi，j，其中，1≤i≤Q，1≤j≤Nr。
由于每個接收天線元下的所有子載波都是采用相同的處理方法，因此這里僅以第一個接收天線元下的第q組子載波為例，說明波束賦形加權向量的計算。設第一個接收天線元下的第q(1≤q≤Q)組的Nr×1維加權向量記為wq，1，抽取該組的中間子載波上的訓練符號，并根據(jù)該訓練符號計算出wq，1，具體是根據(jù)訓練符號中的樣本進行計算，該計算可以通過圖3中的波束形成權控制器實現(xiàn)。具體算法與現(xiàn)有技術相同，可以是利用最小均方誤差波束賦形技術，并用自適應波束賦形方法計算出wq，1。其中，所使用的自適應波束賦形算法可以是樣本矩陣求逆算法(SMI)，由于SMI算法需要一些訓練序列輔助計算權值，因此還需要根據(jù)接收天線元數(shù)目合理設計訓練序列的數(shù)目，比如，需要抽取的訓練序列數(shù)目至少應為天線元數(shù)目的2倍。
之后再根據(jù)wi，j分別對每組子載波所對應的空間維信號進行合并處理，從而獲得一維的頻域輸出信號x=[x^1x^2···x^Nc]T.]]>步驟203、第二級處理是對步驟202獲得的一維頻域信號進行信道估計和均衡。
本步驟中，首先是對波束賦形后的信號進行信道估計。
通常OFDM幀中都是包括訓練符號和數(shù)據(jù)，因此可以采用最小二乘算法(LS)來估計波束賦形后的子載波信道，即用訓練符號估計出子載波信道的信道參數(shù)。具體可以用公式h^=S-1x]]>表示，其中，x=[x^1x^2···x^Nc]T]]>為波束形成權控制器的輸出信號，S=diag{S1S2···SNc}]]>為對角矩陣，對角線元素si為原始發(fā)射符號，且為發(fā)射機和接收機都已知的訓練符號， 則為修改后、也即波束賦形后的信道估計向量。由于同一幀的持續(xù)時間小于信道的相關時間，因此對訓練符號估計得到的子載波信道參數(shù)可以用于數(shù)據(jù)接收。
對于信道變化較慢的情況來說，通過上述信道估計即可滿足系統(tǒng)要求。但對于信道變化較快的情況來說，為保證信道估計的準確性，還需要進行進一步的信道跟蹤。比如，在OFDM符號的一些子載波上插入導頻信號，因此在進行信道估計之后，還可以采用這些導頻子載波來跟蹤信道的變化，以進行精確的信道估計，即跟蹤由于信道的變化所引起的信道參數(shù)的微小改變。其具體估計方法與前面的方法大致相同，同樣可以采用LS來進行信道估計，所不同的是，公式h^=S-1x]]>中的x在此為波束形成權控制器的輸出信號中具有導頻子載波的信號，S則為這些信號對應的原始發(fā)射符號所組成的對角矩陣。這樣的處理只估計出導頻子載波上的信道，對于導頻子載波之間的子載波信道，則可以利用插值技術進行估計，比如采用線性插值或二次插值技術進行估計。如果是進行兩次信道估計，則需要根據(jù)這兩次信道估計得到的信道估計參數(shù)來計算最終的信道估計參數(shù)，具體可以對這兩次信道估計參數(shù)進行加權組合。
在獲得波束賦形后的信道估計之后，再利用均衡技術對信道進行均衡。若采用最簡單的迫零修改后信道均衡(ZF)技術，則第k個子載波上波束賦形后的信道的均衡系數(shù)表示為ck=1/h^(k)]]>，其中， 為第k個子載波在進行波束賦形后的信道估計向量。若采用最小均方誤差(MMSE)均衡，可表示為ck=h^*(k)/(|h^(k)|2+σn2/Ps),]]>這里Ps表示發(fā)射符號能量，σn2為噪聲方差， 仍為第k個子載波的波束賦形后的信道估計向量。
在得到均衡系數(shù)后，即可根據(jù)該均衡系數(shù)對相應的輸出信號xk分別進行信道均衡處理，其中，1≤k≤Nc。
步驟204、對二級處理后的信號進行解碼判決等處理，從而將信號恢復為發(fā)射時的信號。
本步驟包括通過圖3中的P/S對均衡后的信號進行并串轉(zhuǎn)換來恢復發(fā)射信號。
通過以上步驟，即可實現(xiàn)空頻信號處理。
以上所述僅為本發(fā)明方案的較佳實施例，并不用以限定本發(fā)明的保護范圍。
權利要求
1.一種空頻信號處理方法，其特征在于，該方法包括以下步驟a.對接收到的陣列信號進行前期處理，并將處理后的信號通過FFT變換到頻域，得到二維接收信號；b.對步驟a得到的二維接收信號進行大分組的子載波分組波束賦形處理，得到一維的頻域輸出信號；c.對步驟b得到的一維頻域輸出信號進行信道估計和均衡；d.將步驟c處理后的信號恢復為發(fā)射時的信號。
2.根據(jù)權利要求1所述的方法，其特征在于所述步驟b中，所述大分組的子載波分組波束賦形處理包括將子載波進行大分組，然后計算每組的波束賦形加權向量，再利用計算得到的加權向量對相應組的子載波進行波束賦形處理。
3.根據(jù)權利要求2所述的方法，其特征在于，所述計算每組的波束賦形加權向量為抽取每組的中間子載波上的訓練序列，利用最小均方差波束賦形技術及自適應波束賦形算法對所抽取出的訓練序列進行計算，得出該組子載波的波束賦形加權向量。
4.根據(jù)權利要求3所述的方法，其特征在于，所述自適應波束賦形算法為樣本矩陣求逆算法。
5.根據(jù)權利要求1所述的方法，其特征在于所述步驟c中，所述對波束賦形后的信號進行信道估計為通過采用最小二乘算法對頻域輸出信號中的訓練符號進行計算，估計出波束賦形后的子載波信道的參數(shù)。
6.根據(jù)權利要求5所述的方法，其特征在于所述步驟c中，所述對波束賦形后的信號進行信道估計，進一步包括通過采用最小二乘算法對頻域輸出信號中的導頻子載波進行計算，估計出導頻子載波所在信道的參數(shù)，并采用插值算法估計出導頻子載波之間的子載波信道的參數(shù)，之后再根據(jù)兩次信道估計得到的參數(shù)計算出最終的信道估計參數(shù)。
7.根據(jù)權利要求6所述的方法，其特征在于，通過對兩次信道估計參數(shù)進行加權組合計算出最終的信道估計參數(shù)。
8.根據(jù)權利要求1所述的方法，其特征在于所述步驟c中，所述進行均衡為采用迫零修改后信道均衡技術對估計出的子載波信道參數(shù)進行計算，得到子載波信道的均衡系數(shù)，并根據(jù)該均衡系數(shù)對相應的輸出信號進行信道均衡處理。
9.根據(jù)權利要求1所述的方法，其特征在于所述步驟c中，所述進行均衡為采用最小均方誤差均衡技術對估計出的子載波信道參數(shù)進行計算，得到子載波信道的均衡系數(shù)，并根據(jù)該均衡系數(shù)對相應的輸出信號進行信道均衡處理。
10.根據(jù)權利要求1所述的方法，其特征在于，所述步驟d為通過對信道均衡后的信號進行解碼判決及并串轉(zhuǎn)換，將信號恢復為發(fā)射時的信號。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種空頻信號處理方法，該方法包括以下步驟a.對接收到的陣列信號進行前期處理，并將處理后的信號通過FFT變換到頻域，得到二維接收信號；b.對步驟a得到的二維接收信號進行大分組的子載波分組波束賦形處理，得到一維的頻域輸出信號；c.對步驟b得到的一維頻域輸出信號進行信道估計和均衡；d.將步驟c處理后的信號恢復為發(fā)射時的信號。該方法解決了現(xiàn)有技術的空頻信號處理中存在的計算復雜度高或者系統(tǒng)性能低、以及系統(tǒng)性能會受信道頻率選擇性衰落影響等問題。本發(fā)明方案在降低系統(tǒng)的計算復雜度的同時，還保證了系統(tǒng)的性能，并且使得系統(tǒng)性能不易受到無線信道變化的影響。
文檔編號H04L25/02GK101018219SQ20061000742
公開日2007年8月15日 申請日期2006年2月10日 優(yōu)先權日2006年2月10日
發(fā)明者劉云輝, 張孝林 申請人:聯(lián)想(北京)有限公司