專利名稱：在多用戶通信系統中的多層偽隨機噪聲碼擴展的制作方法
本申請是申請日為1998年10月9日申請號為第98812099.2號發明名稱為“在多用戶通信系統中的多層偽隨機噪聲碼擴展”的中國專利申請的分案申請。
背景技術：
I.發明領域本發明涉及擴展譜通信系統，如無線數據或電話系統，以及衛星通信系統。本發明尤其涉及產生、識別和捕獲采用分層或覆蓋的偽隨機噪聲(PN)擴展的擴展譜通信信號以及具有不同周期或碼片速率的標識符碼的方法和裝置。
II.相關技術的描述人們已經開發了各種多址通信系統和技術，用來在大量的系統用戶之間傳送信息，如碼分多址(CDMA)擴展譜技術。多址通信系統中的CDMA技術見美國專利4,901,307中所描述的原理，該專利在授權日是1990年2月13日，標題是“采用衛星或地面轉發器的擴展譜多址通信系統(Spread Spectrum Multiple AccessCommunication Syatem Using Satellite Or Terrestrial Repeater)”；以及美國專利5,691,974，其授權日是1997年11月25日，其標題是“采用全頻譜發射功率在擴展譜通信系統中用來跟蹤各接收方相位時間和能量的方法和裝置(Methodand Apparatus for Using Full Spectrum Transmitted Power in a Spread SpectrumCommunication System for Tracking Individual Recipient Phase Time andEnergy)”，二專利已轉讓給本發明的受讓人，在此引述供參考。
這些專利所揭示的通信系統中，大量通常為移動或遠端系統用戶采用收發器與其他的系統用戶或所要求的信號接收方進行通信，例如通過所連接的公共電話交換網。這些系統用戶通過匯接局和衛星，或地面基站(也稱為區站或小區)用CDMA擴展譜通信信號進行通信。
在典型的擴展譜通信系統中，采用一組或多組或者一對或多對預選的偽隨機噪聲(PN)碼序列在將用戶信息信號調制到載波上用于傳輸作為通信信號之前，在預定的頻帶上調制或‘擴展’用戶信息信號。PN擴展是一種擴展譜傳輸方法，這是本領域中眾所周知的，它產生比基礎數據信號寬得多的帶寬的通信信號。在基站或匯接局對用戶的通信鏈路(也稱為前向鏈路)中，PN擴展碼或二進制序列用來鑒別不同基站所發射的信號，或不同波束、衛星或匯接局的信號以及多徑信號。
這些編碼通常是由給定小區或波束中的所有通信信號所共享的，并且在相鄰波束或小區之間是有時間偏移的，以產生不同的擴展碼。時間偏移提供特有的射束標識符，它可以用作波束對波束的切換，或用來確定相對于基本通信系統定時的信號定時。
在典型的CDMA擴展譜通信系統中，采用信道化碼來區別小區中在前向鏈路上不同用戶的信號或衛星波束中發射的用戶信號，或者子波束。即，每一用戶收發器有其自身在用特有‘覆蓋’的或‘信道化’正交碼在前向鏈路上提供的正交信道。沃爾什函數通常用來實現信道化碼，對于地面系統，具有典型長度在64碼片的數量級，對于衛星系統是128個碼片的數量級。該結構中每一沃爾什函數64或128個碼片通常稱為沃爾什碼元。
CDMA信號處理中使用的基于PN碼調制技術使得能夠快速地鑒別相似頻譜的通信信號。如果路徑長度之差使相對傳播延遲超過PN碼片周期這使得跨越不同傳播路徑的信號能夠相互鑒別。如果采用的是比方說是約1.22MHz的PN碼片速率則擴展譜通信系統可以區別或鑒別路徑延遲或到達時間大于1微秒的信號或信號路徑差別。
寬帶CDMA技術使得能夠更容易地克服多徑衰落的問題，并且具有相當高的信號增益。然而，還具有某種形式的信號分集，從而進一步減小通信系統中有相對用戶和衛星或資源運動時與捕獲和解調信號相關的衰落的惡劣影響和其他的問題。這種運動以及大的距離使得在路徑長度中出現很大的動態變化。通常，在擴展譜通信系統中采用三種類型的分集，包括時間分集、頻率分集和空間分集。時間分集是可以用糾錯編碼或簡單重復和信號分量的時間交錯來獲得，而頻率分集的形式是通過在寬帶寬上對信號能量進行擴展來提供的。空間分集是用多個信號路徑通常是通過不同的天線或通信信號波束來提供的。
典型CDMA擴展譜通信系統考慮對前向鏈路用戶終端通信采用相干調制和解調技術。在采用該方法的通信系統，‘導頻’信號(或其他已知信號)可以用作匯接局或衛星對用戶以及基站對用戶鏈路的相干相位基準。即，通常不含有數據調制的導頻信號是由基站或匯接局在整個覆蓋區中發射的。單個的導頻通常是由每一個匯接局或基站對每一所使用的頻率(通常稱為CDMA信道、FDM信道或某些系統中的子波束)發射的。該導頻是由采用來自公共資源的CDMA信道的所有用戶所共享的。通常，每一扇區在衛星系統在每一衛星波束或頻率或子波束中轉發導頻信號時有其自己特有的導頻信號，而這些衛星波束或頻率或子波束是由采用衛星的匯接局發出的。這提供了可以相互區別以及區別不同的波束和小區并提供簡化的信號捕獲的信號。
導頻信號是由用戶終端用來獲得初始系統同步的，并且用來提供所發射的信號的健全時間、頻率和相位跟蹤以及信道增益基準的。從導頻信號獲得的相位信息被用作通信系統或用戶信息信號相干解調的相位基準。用于導頻信號通常是不包含數據調制的，它們通常是由被調制到載波頻率上去的PN擴展碼組成。有時，PN擴展碼稱為導頻碼序列。PN擴展碼通常是相互時移的，以獲得可鑒別的導頻信號。
導頻信號通常用來測定所接收的通信信號的相對信號或波束強度。在許多系統中，導頻信號通常還是在比典型的業務信號或其他的數據信號更高的功率水平下發送的，以提供一個更大的信噪比和干擾容限。該更高的功率電平還使得在用相對較寬的帶寬和更低成本的相位跟蹤電路提供很精確的導頻載波相位跟蹤時對導頻信號高速完成初始的捕獲搜尋。
作為建立通信鏈路過程的一部分，用戶終端采用稱為‘搜尋器接收機’或簡稱為‘搜尋器’的接收機，來在未知載波頻率偏移出現時使導頻相位和PN擴展碼定時同步。有幾種技術和裝置已被用來提供這種搜尋器功能。一種這樣的技術見美國專利5,109,390，其標題是“CDMA蜂窩電話系統中的分集接收機(DiversityReceiver In A CDMA Cellular Telephone System)”，其授權日是1992年4月28日，該專利已轉讓給本發明的受讓人，在此引述供參考。
與導頻捕獲/同步以及信號解調過程相關的一個問題是用戶捕獲導頻信號所需的時間量。更準確地說，是捕獲產生導頻信號中所使用的PN擴展碼的用以解調其他通信信號的相位或定時。
在地面轉發器系統(如陸基無線蜂窩電話服務)中，采用相當長的32,687個碼片的PN碼序列，它受控于每秒1.2288兆碼片(Mcps)數量級的碼片速率的時鐘控制。這一長度用來鑒別具有大量空間靠近的小區的系統中的信號。由于這樣的無線系統具有一致的強導頻信號，捕獲時間能保持較短的長度。即，采用健全的導頻信號，以及極少或沒有Doppler頻移或相似的效果，選擇和驗證正確相位或信號定時所需的時間仍然相當短。然而，對于基于衛星的系統，對頻率的Doppler效應以及導頻信號功率和較低功率導頻信號一起變壞通常會產生捕獲和驗證導頻信號定時更長的時間。
所以，考慮到測試假設、驗證等所需的時間較長，人們已經考慮了更短的PN擴展碼，以便大大縮短整個搜尋或捕獲的時間。在這種類型的通信環境中，人們已經考慮了長度在1024個碼片數量級的PN碼，在上述碼片速率下，它產生約833微秒的編碼長度。許多系統將承載信息的信道分成許多的二進制位塊或“幀”，這些位在可以使用前需要進行幀同步。信息位準確的含義或后續處理是幀中位置的函數(function)。這樣的數據幀其長度通常是20至80毫秒，這在與更短的PN碼一起工作時，在確定合適的幀定時中產生一些問題。短的PN碼其自身留下了許多未解決的幀定時的假設。正確的幀定時僅僅可以通過不同假設的嘗試和差錯來發現。幀定時中的這種不定性延遲了信息信道或信號的捕獲。
不幸的是，從匯接局到衛星以及衛星到用戶或收發器的信號轉發的路徑延遲還對縮短PN碼產生這樣一個主要的問題。所包含的距離，即使是在低地球軌道的情況下，也對信號產生顯著的路徑延遲，這是隨衛星軌道的位置而變化很大的。這對不同的衛星或信號源的信號時間偏移，相互明顯移動，從而相互具有偏移的信號開始對齊，這避免了正確信號的差異。即，信號是受7毫秒數量級的路徑延遲動態范圍影響的，這意味著它們在時間上不再是分開的，并且不再是能夠恰當區分為是波束或信號源了。使PN擴展碼的長度稍稍增加的一個明顯的解決方案在信號捕獲中再引入了所不要求的時間延遲。
所以，我們需要的是一種使前向鏈路信號擴展的新技術，從而接收機仍然能夠捕獲用于在短時間間隔內的信號解調的相位和波束標識信息，并補償與衛星相對于信號接收方移動相關的相當高的信號延遲路徑和更低功率的導頻信號。
發明概述考慮到相對于捕獲和處理擴展譜通信系統中的通信信號技術中的上述和其他的問題，本發明的一個目的是改善信號的捕獲。
本發明的一個優點是它提供了將短PN序列用于信號捕獲，同時保持信號區分用于標識，并改善對信息信道定時的同步。
本發明的這些和其他的目的、優點和目的是在擴展譜通信系統中對信號進行擴展的方法和裝置中實現的，其中，數字信息信號是用預選的偽隨機噪聲(PN)擴展碼進行帶寬擴展的，用以產生擴展譜調制信號。典型的通信系統是一種采用多個衛星轉發器從匯接局類型的基站接收通信信號并將它們轉發到一個或多個具有接收機的移動站或便攜站的無線數據系統或電話系統。這樣的系統中的信息信號通常根據需要被從模擬形式轉換成數字形式，并且隨后在轉發到系統用戶前交錯并編碼，用于檢錯和糾錯。經編碼的信號可以與一個或多個正交函數組合起來，以提供信息信號的信道化。
在一種較佳實施例中，第一個PN擴展碼是用預選的第一編碼長度和第一周期或周期性產生的。這一編碼稱為內碼。產生的第二個PN編碼序列具有第二個預定的編碼長度，并且周期大大長于第一個的周期。該編碼稱為是一個外碼。PN編碼可以分別用第一個和第二個PN發生器來產生。在某些系統中，PN編碼發生裝置或電路在產生某些編碼或序列時是可以時間共享的。第二PN碼或編碼發生器的更新或生成速率或“碼片速率”顯著低于第一個的更新或生成速率。
通常，第一PN擴展碼被輸入到第一擴展裝置或元件，用來對要傳送的信息信號進行擴展，從而產生第一擴展譜信號。所產生的第一擴展譜信號被輸入到第二擴展元件，在此與第二PN碼序列組合，產生第二擴展譜信號。通常，采用乘法器在每一步驟處將PN碼和信號組合起來。所產生的擴展譜信號可以被轉發到發送電路用于調制到載波信號上，隨后由通信系統傳送到一個或多個系統用戶。
然而，在本發明的進一步的方面中，第二PN碼首先與信息信號組合，隨后用第一PN碼對合成信號進行擴展。也可以將兩個編碼組合起來，產生一個特有的擴展碼，該特有的擴展碼基本上是一個經外碼修改的內碼，隨后用來對信息信號進行擴展。
在一種典型的擴展譜系統中，信息信號被等同地應用于同相信道和正交相信道，并且第一擴展元件采用PN碼發生器，用第一多項式函數產生一個同相的PN碼片用于第一信道，采用第二PN碼發生器，用第二個不同的多項式函數產生用于其他信道的正交相PN碼片。第二擴展元件采用第三PN編碼發生器，用另一個多項式函數產生第三PN碼片。
整個第一PN擴展碼周期等于用于第二PN碼的一個碼片周期，并且使PN碼的各個周期在同一時間開始時同步。例如，這些編碼可以作為m個序列的PN碼的預選部分，或增加長度的最大長度的線性序列PN碼。更長的總編碼周期PN碼或編碼序列形成一個‘外’碼，對于該外碼，系統定時更容易捕獲，同時，更短周期的PN擴展碼形成一‘內’碼，以保持信號非干擾的要求的電平。整個效果是提供了一種改進的信號識別和與信號定時的同步，同時保持合理的快速信號捕獲。
采用長度是1024的第一PN碼時，用于本發明第二PN碼的編碼序列是288個碼片長，并具有以序列或集合-1-1 1-1 1-1-1 1 1-1-1-1 1-1 1 1-1-1-1-1-1 1-11開始并以全1結束的碼片值。有用編碼也可以是-1-1-1 1 1-1 1-1-1 1-1 1 1 1-11 1 1-1-1-1-1-1-1-1-1-1 1 1 1…1。另一個有用的編碼是用特征多項式Q(z)＝1+z3+z4+z6+z9產生的，并且然后采用288個碼片序列。
在本發明的另一些方面中，擴展元件可以通過將預選的PN碼存儲在數據存儲裝置中或存儲元件如ROM或RAM電路中來實現。隨后檢索并提供這些編碼作為乘法器的輸入，乘法器也接收相應的信息或擴展信號作為輸入。
第二PN碼也可以另外編碼，通過使檢索的編碼通過一個碼片延遲元件并輸入到也接收沒有延遲的編碼的另一個乘法器，來減少相位相干的要求。乘法器在延遲的PN碼和非延遲的PN碼之間形成一個乘積，并提供該乘積作為不同編碼的輸出。另外，數據存儲可以含有不同編碼形式的第二PN碼序列。
在通信系統的接收側，這種多層擴展譜通信信號的定時是用首先在其中將通信信號解調以去掉載波并且隨后進行去擴展的接收機來捕獲的。去擴展器或去擴展裝置將接收的擴展譜信號與第二或內PN擴展碼組合，產生第一級或中間的去擴展信號。采用累加器在第二PN碼的周期上或第一編碼的碼片周期上將該去擴展的信號累加，并區別地檢測順序累加信號之間的相移，或對累加信號進行譯碼。檢測的信號經過一個匹配濾波過程，并將結果與預選的閾值比較。另外，比較中所采用的閾值是可以通過在第一PN編碼周期上確定被檢測的信號的幅度的平均值來預選或產生。該值是可以恰當取比例的。
附圖簡述在參照附圖詳細描述了本發明以后，讀者將會更清楚地了解本發明的特征、目的和優點，其中，相同的參考字符表示相同的元件。
圖1是典型的無線通信系統的示意圖；圖2是匯接局發送階段的方框圖；圖3描繪的是圖2所示發送階段的發送調制器；圖4a和4b是圖3所示發送調制器的雙階段PN擴展部分，它是按照本發明的原理構成和工作的；圖5繪出的是典型的相對內、外PN擴展碼和PN標識符碼時序；圖6是一個用戶終端接收機；圖7是圖6所示雙電平PN碼相關器和信號捕獲電路；圖8是給定的匹配濾波器和采用較長碼的編碼組合之間積分(integrated)能量中的相對差異；
圖9描繪的是建議編碼的典型時序關系；圖10描繪的是圖7或11所示捕獲電路中使用的典型編碼發生器；圖11是另一種雙層PN碼相關器和信號捕獲電路的圖；以及圖12是圖11所示捕獲電路中使用的典型塊相關器。
較佳實施例的詳細描述本發明提供了一種新的擴展技術或對擴展譜通信系統中的信息信號進行擴展譜調制的新技術。該標識用來測量時間延遲，和確定相互間軟切換和定位操作的信號時序。本發明的技術去掉了現有技術中解調和處理用戶終端接收的每一波束的要求以便恰當識別波束或其來源。
這是通過將第一PN擴展碼或碼集以及第二PN編碼序列或函數應用于所要求的信息擴展信號來完成的。第二PN碼序列是與第一PN擴展碼同步的，但采用比第一PN序列中更長的碼片周期。即，第二PN碼被時鐘鎖定在與第一個相關的速率下，從而第二PN碼的每一個編碼片在第一編碼或編碼碼元的整個周期上延伸。第二PN碼形成一個‘外’碼，該外碼改進了信號源(這里是波束)的識別，并使信號的捕獲更容易。第一個PN碼形成一個‘內’擴展碼，它提供了要求的信號隔離和區分的電平，并避免了射束相互間的干擾。外碼可以被看成是重疊在第一個上，或者被看成是產生“分層的”PN碼。另外，內碼和外碼相互作用，形成一種保持所需寬帶擴展函數同時提供在快速信號捕獲和切換中使用的健全的波束或信號源識別的新型的擴展函數或編碼。
典型的其中采用本發明的無線通信系統如無線電話系統如圖1所示。圖1中所示的通信系統10采用擴展譜調制技術在遠端或移動用戶終端與系統匯接局或基站之間進行通信。在圖1中所示的一部分通信系統中，一個基站12和兩個衛星14和16以及兩個相關的匯接局或樞紐(hub)24和26用來實現與兩個移動站或用戶終端20和22或其他站進行通信。本發明還可以用于基于衛星或地面的通信系統，正如本領域中的技術人員所知道的那樣。
移動站或用戶終端20和22中的每一個具有或包含一個無線通信裝置，如(但不局限于)蜂窩電話、數據收發器或轉發裝置(如計算機，個人數據助手、傳真機)或尋呼或定位接收機。通常，這種單元或者是手提的，或者是車載的，視不同情況而定。這里，用戶終端22被繪成是一種便攜式手提電話。盡管這些用戶終端的討論是針對移動單元的，但應當理解，本發明的原理也可以應用于固定單元，或其他類型要求遠端無線服務的終端。后一種類型的服務尤其適合于世界上許多遠端區域中用衛星建立通信鏈路的情況。另外，無線服務可以用于結構的內部區域以及‘開放式’場合。
本例中人們注意到，衛星14和16提供了多個‘場點’中的波束，這些波束用來覆蓋通常是分開的非重疊的地理區域。通常，不同頻率處的多個波束也稱作CDMA信道或‘子波束’，或FDMA信號、頻率間隙(slot)或信道，可以被引向重疊于相同的區域。然而，應當理解，不同衛星的波束覆蓋區或服務區，或者地面區站的天線圖形根據通信系統設計和所提供的服務的類型，可以在一個給定的區域中完全或部分。在這些通信區域或裝置之間還可以實現空間分集。例如，每一個可以在不同頻率處向具有不同性能的用戶組提供服務，或者，給定的用戶終端可以用多個頻率和/或多個服務提供者，每一個具有重疊的地理覆蓋區。
圖1中，繪出了一些在用戶終端20和22和基站12之間或通過衛星14和16與一個或多個匯接局或中央樞紐24和26建立起通信的可能的信號路徑。圖中分別繪出了基站12和用戶終端20和22之間通信鏈路的基站-用戶部分。分別繪出了匯接局24和26與用戶終端20和22通過衛星14用線段34和36表示的通信鏈路的衛星-用戶部分。分別繪出了匯接局24和26與用戶終端20和22通過衛星16之間建立起的用線段38和40表示的通信鏈路的衛星-用戶部分。這些通信鏈路的匯接局-衛星部分是用線段42、44、46和48表示的。這些線段上的箭頭表示每一通信(或者是前向的或者是反向的)典型的信號方向，并且是僅為清楚起見而描繪的，并不表示實際的信號圖形或物理限制。
如圖1所示，通信系統10通常采用系統控制器和交換機網28(也稱為移動電話交換局MTSO)來與基站進行通信。MTSO 28通常包括對匯接局或基站進行系統寬控制并且控制公共交換電話網(PSTN)和基站以及用戶終端之間的電話呼叫路由選擇的接口和處理電路。匯接局通常直接與PSTN接口連接，并且不需要使用MTSO用于該功能。通常，也可以將諸如也與衛星通信的地面操作命令和控制中心(GOCC)之類的其他控制和命令中心與匯接局或基站相連，以提供包括PN和正交功能碼分配的某些操作上的系統寬控制。用已知的技術，如(但不局限于)專用電話線、光纖鏈路或微波或專用衛星通信鏈路，可以建立起將GOCC或MTSO 28與各種系統匯接局或基站耦合起來的通信鏈路。
盡管圖1中只繪出了兩個衛星，但通信系統通常采用穿過不同的軌道平面的多個衛星14和16。人們已經建議將各種多衛星通信系統用于采用數量級在48或更多個衛星的典型系統，這些衛星在低地軌道(LEO)上的8個不同軌道平面上為大量的用戶終端服務。然而，本領域中的普通技術人員已經知道如何將本發明的原理應用于各種衛星系統和匯接局結構，包括其他的軌道距離和星座。
本領域中，術語基站和匯接局有時是可以互換的。匯接局被看作是專門化的基站，它指揮通過衛星的通信，并且具有多種‘功能’，采用相關的設備，保持通過移動中繼元件或轉發器的通信鏈路。而基站采用地面天線指揮周圍地域內的通信。中央控制中心通常還具有多種在與匯接局和衛星接口連接時執行的功能。用戶終端有時也稱為是用戶單元、移動單元或移動站，或者根據喜好，簡稱為某些通信系統中的“用戶”、“移動用戶”或“使用者”。
如上面討論那樣，每一基站或匯接局發送一個‘導頻載波’信號遍及一個覆蓋區。對于衛星系統來說，該信號是在每一衛星‘波束’中轉發的，并且是用衛星所服務的匯接局發出的。單個的導頻通常是由每一個匯接局或基站在每一衛星對用戶的波束頻率(子射束)處發射的。該導頻信號由在該波束上接收信號的所有用戶共享。該技術使得許多業務信道或用戶信號載波能夠共享載波相位基準的公共導頻信號。
導頻信號通常在整個通信系統中采用相同的PN擴展碼對或碼集，但具有不同的用于每一波束、小區或扇區的相對編碼定時偏移。在給定的衛星點中，每一波束有一個導頻，該導頻的PN碼是與相鄰波束的導頻時間偏移的。在給定波束覆蓋區或小區中工作的用戶終端享有單個的PN擴展碼相位，而不同的波束采用基本PN擴展碼序列的不同時間偏移。這提供了信號隔離或減少了干擾，并使得射束能夠相互鑒別開來。采用一個導頻信號碼序列使得用戶終端能夠找到在所有導頻信號碼相位上與單個的搜尋的系統定時同步。在某些匯接局或基站之間也可以采用不同的PN擴展碼(生成多項式)。在衛星通信系統中，不同的PN碼集可以被分配用于每一軌道平面內。每一通信系統設計規定按照本領域中人們都懂得的因素的系統中的PN擴展碼和定時偏移的分布。
每一PN序列是由一系列的在比正被擴展的基帶通信信號高得多的頻率處，在預選的PN碼周期上出現的‘碼片’組成。典型的碼片頻率或碼片(chipping)速率約為1.2288KHz，PN碼序列長度或周期為1024個碼片。然而，諸如前面所討論的那樣，該編碼長度可以被調整，以增加編碼分離，或降低搜尋次數，正象本領域中的技術人員所知道的那樣，也與按照本領域中所知道的因素的每一通信系統設計中所規定的那樣。這些序列的典型發生電路見美國專利5,228,054中所揭示的，其標題是“Power of Two Length Pseudo-Noise Sequence Generator With Fast OffsetAdjustments”，其授權日為1993年7月13日，該專利已轉讓給本發明的受讓人，在此引述供參考。
圖2中繪出了用來實現CDMA通信系統的基站或匯接局裝置的傳輸段或部分的典型設計。在典型的匯接局中，幾個這樣的傳輸段或系統用來向許多用戶終端在某一時間里提供服務，并且在任一時間里用于幾個衛星和波束。匯接局所使用的傳輸段的數量是由本領域中眾所周知的因素決定的，包括系統的復雜程度、視線中的衛星數、用戶容量、所選擇的分集程度等等。每一通信系統設計還規定在轉發信號時使用的用于傳輸段的天線數。
圖2中還示出了通信系統中從MTSO或從其他的信號混合器發出的信號被耦合到合適的發射調制器中，用一條數字鏈路50傳送到接收用戶。用來構筑數字鏈路50的電路是人們所熟知的，并且通常包含各種已知的數字數據交換和存儲元件。數字鏈路50通常還包括模-數轉換電路或元件，用以準備信息信號作數字傳輸處理。發送調制器52對數據或信息信號進行擴展譜調制，用于傳送到所要求的接收用戶終端，并將合成信號提供到發射功率控制器/放大器54，控制輸出信號所使用的發射功率的最終量。典型發射調制器52的結構和運行的進一步的細節見美國專利5,103,459，其標題是“在CDMA蜂窩電話中產生信號波形的系統和方法(Systemand Method for Generating Signal Waveforms in a CDMA Cellular Telephone)”，該專利已轉讓給本發明的受讓人，在此引述供參考。
功率控制器/放大器54的輸出與匯接局中使用的其他發射功率控制和放大電路的輸出相加。這些是用于相同傳輸頻率上和相同波束內的其他用戶終端的放大信號。這一和是在眾所周知的信號加和元件或裝置56中完成或用該元件或裝置56來完成的。信號加法器56的輸出被提供到模擬發射器58，用來轉換成合適的載波頻率，并進一步放大，輸出到一個或多個天線，通過衛星輻射到用戶終端。控制處理器60在將信號與其他信號相加和輸出到天線之前，控制導頻、同步信道和尋呼信道信號的功率和產生以及它們與功率控制器/放大器54的耦合。
在信息信號被轉發到系統用戶或使用者之前，必須首先使信息信號數字化，并且根據需要編碼和交錯，以產生基本的數字通信信號。用于特定用戶的信號還由分配給該用戶的前向鏈路的正交擴展函數或編碼序列調制。即，用特有的覆蓋正交碼，通常是沃爾什碼，來區別小區或波束中不同的用戶或使用者信號。對給定載波頻率前向鏈路上的編碼產生用戶信號，也稱為信道。這種正交擴展函數有時也稱為是信道化碼，并且通常是在最終PN擴展操作之前應用的，盡管它們是首先是與PN擴展碼組合起來，并且隨后是在單個的覆蓋/擴展步驟中應用的。
用來實現發射調制器52的典型的信號調制器設計的進一步的細節見圖3所示。圖3中，調制器52包括一個編碼器70和一個交錯器72，用重復(repetition)對數據碼元進行編碼，例如通過卷積編碼，和交錯，以便提供檢錯和糾錯功能。卷積編碼、重復和交錯技術在本領域中是眾所周知的，這與準備數字數據用于傳輸的其他技術一樣。本發明的原理并非僅限于在擴展之前準備數字數據的方法。來自交錯器72的數據碼元隨后用編碼發生器74所提供的所分配的正交碼(這里是沃爾什碼)進行正交編碼或覆蓋。來自發生器74的編碼用一個或多個邏輯元件76與碼元數據相乘或組合。正交碼的碼片速率以及經編碼的數據是由本領域中的技術人員所熟知的因素決定的。
在用沃爾什碼覆蓋之前或之后，經交錯的數據還可以在串聯與乘法器76的輸入或輸出相串聯的第二邏輯元件78中，與二進制PNU序列相乘。這一序列是由PN碼發生器80提供的，并且與每一用戶終端產生或用于每一用戶終端的特有的PN序列對應。編碼發生器80可以用各種已知的元件構成，用于這一用途。用戶終端地址或用戶標識(ID)可以用來提供附加因素，用于區別系統用戶。也可以是，根據需要，采用數據加密標準(DES)和用戶特有的密鑰的應用加密器，來取代PN發生器80。PNU碼通常是一個在高碼片速率下產生的很長的編碼，并且隨后經抽取，提供一個較低的速率如19,200kbps。當采用二進制‘0’和‘1’構成正交和PNU碼中的碼片時，乘法器可以用邏輯元件如異或門來構成。
發射調制器電路還包括兩個PN發生器82和84，它們產生兩個不同的PNI和PNQ擴展碼，分別用于同相(I)和正交相(Q)信道。這些發生器可以是用合適的接口元件在幾個發射器之間時間共享的。用于這些序列的典型的發生電路見美國專利5,228,054，其標題是“采用快速偏移調整的2的冪次長度偽噪聲序列發生器(Powerof Two Length Pseudo-Noise Sequence Generator With Fast OffsetAdjustments)”，該專利的授權日是1993年7月13日，已轉讓給本發明的受讓人，在此引述供參考。PN碼也可以預先存儲在存儲器元件如ROM或RAM電路中，如采用查詢表的形式，具有自動索引或尋址的功能。這些PN擴展碼在某些應用中也可以是90°相位偏移的相同編碼。
PN發生器82和84還響應于至少一個輸入信號，該輸入信號對應于來自控制處理器的射束或小區標識信號，根據需要，控制處理器提供預定的時間延遲或偏移，用于PN擴展碼的輸出。盡管圖中僅繪出了兩個PN發生器，用來產生PNI和PNQ擴展碼，但應當理解，也可以采用采用更多或更少的發生器來實現許多其他的PN發生器。
用一對邏輯元件或乘法器86和88，將從乘法器76輸出的正交編碼的碼元數據與PNI和PNQ擴展碼相乘。同一數據被輸入到兩個乘法器，并用單個的編碼組合或用該編碼調制。合成的信號隨后被轉發到合適的功率控制和放大電路、發射功率控制器54和模擬發射器58。合成的PN擴展和正交編碼的輸出信號隨后通常經過帶通濾波，并通常通過雙向調制加到單個的通信信號上的正交對的正弦函數而調制到射頻(RF)載波上。然而，很清楚，在本發明的原理內，也可以采用其他類型的調制。
合成信號在與其他的前向鏈路信號相加和由用于匯接局的天線輻射之前，經過進一步的放大和濾波。濾波、放大和調制操作在本領域中是眾所周知的。人們知道，在形成發射信號時，其他的實施例可以改變某些操作的次序。這種類型的傳輸裝置運行的進一步的細節見上述美國專利5,103,459。
除了沒有要處理的編碼或交錯數據以外，上述裝置和過程也用來產生導頻信號。相反，恒定電平的信號被特有的編碼覆蓋，并且隨后用邏輯元件86和88擴展。只要需要，呈重復或未變碼型或不變幀結構的數據也可以被用來形成導頻信號。即，用來形成導頻信號信道的正交函數通常具有一恒定值，如全‘1’或全‘0’，或一種已知的重復碼型，如‘1’和‘0’相間的結構碼型。另外，碼型也可以是通或斷選通的，或者是與如來自數據信道的數據多路復用的。導頻信號通常還在由發射功率控制器54和模擬發射機58處理時具有多個功率，以確保即使在波束邊緣接收時具有合適的能量，盡管這是不要求的。在被調制到RF載波上以后，根據需要，該導頻信號被轉發到由匯接局服務的每一波束或CDMA信道中。
盡管上述技術提供了一種所需電平的PN擴展用于地面蜂窩或無線系統，但如上面討論的那樣，在用衛星轉發器實現時具有某些缺點。當用在衛星或某些更復雜的地面用途時，通常所使用的PN擴展碼太長，使得在捕獲信號時不夠快。然而，當用在上面討論的更長的信號延遲或具有更低功率或衰耗的導頻信號時，與通常期望的基于衛星的轉發器一樣，短的PN擴展碼沒有提供實際上的不同。即，與更低功率的導頻信號或各種信號路徑延遲相關的其他的問題會在短PN碼的信號捕獲中增加不確定性，這又反過來增加了捕獲的時間。所以，采用更短的PN碼沒有能證明采用當代基于衛星的通信系統設計時是實際的。
采用多級或‘分層’的PN擴展技術，本發明克服了與采用長或相對短的PN擴展碼相關的問題。從另一個角度來看，本發明通過將PN擴展碼和一個特有的標識符或外PN碼序列組合，產生了一個新的高度專門化的或健全的擴展碼。該新的擴展碼基本上增加了擴展碼的時間量程，而沒有增加捕獲的次數。這一新的擴展技術改進了在擴展譜通信系統中用戶終端接收和解調通信信號的方式，以可靠方式降低了信號捕獲的時間。
用本發明構成CDMA通信系統的擴展裝置的典型實施例見圖4a和4b所示。在圖4a所示的擴展器中，與以前一樣，由信號混合器或乘法器86和88，接收先前編碼、交錯和正交覆蓋的數據或信息信號。在這一點上，與以前一樣，采用來自內碼發生器82和84的主或‘內’PN擴展碼PNI和PNQ。這產生I信道和Q信道擴展譜通信信號。這些信號可以被看作是用PNI和PNQ擴展碼在第一級或層上擴展或調制的。然而，不是與以前一樣的將合成的擴展信號轉發到發射功率擴展器和模擬發射元件，而是要經過第二級的PN擴展。
如圖4a所示，至少提供一個附加的PN碼發生器90，它產生一個PN碼，該碼是與PNI和PNQ擴展碼的定時同步但具有更長的周期。該碼可以用已知的如上述討論的裝置來產生，或者可以預存儲在存儲元件中用于在信號處理期間檢索用。
如上所述，典型的內PN碼是數量級在1024的碼片，或者長度更長，并在約833微秒的時間區間或編碼周期上在數量級在1.2288Mcps(兆/百萬碼片-每秒)的速率下應用。新的外PN碼長度在255到288個碼片的數量級上，并在約240毫秒的時間區間或編碼周期上，在數量級在1200cps更慢的速率下應用。上述典型實施例采用288個碼片，這僅是為描述的方便，盡管其他的編碼長度(按照碼片的個數)也在本發明的原理范圍內。這簡單地要求外碼序列具有比內PN擴展碼長得多的編碼周期。
用于新的外PN碼的序列可以是任何合理的偽隨機二進制序列。對于288個碼片長度的例子，是不能使用全m-序列(2m-1)的，但可以采用一部分更長的m-序列，有時也稱為“斬斷”序列。最好采用在頻譜上是白色的序列，以便由用戶使外PN定時的捕獲時間為最小，但這不是實現本發明的目的所必須的。外碼通常是“實數”碼，而內碼是“復數”碼。
正象本領域中的技術人員所知道的那樣，編碼的長度是相對于特定通信系統的某種定時關系而選擇的，并且是根據相關器和其他信號捕獲裝置的硬件限制而選擇的。即，編碼片長度或周期是根據其他因素中的相關器限制而選擇的，但整個編碼長度是相對于解決路徑延遲和幀定時的模糊性所需的時間長度而選擇的。本例中，單個的外PN碼片中含有一個內擴展碼周期(編碼長度)。外PN擴展碼調制內PN序列(導頻信號)或數據和沃爾什碼元(業務信號)，以產生所使用的最終擴展序列。
隨后，外PN擴展碼與組合器86和88的輸出組合。盡管這一組合可以是直接發生的，例如通過相乘，但可以用差分(differential)編碼方案，在更大的頻率偏移范圍內實現改進的性能和操作。差分編碼減小了對約兩個外PN碼片周期的相位相干性要求。所以，在該較佳實施例中，從PN碼發生器90輸出的外碼首先用乘法器92和延遲元件94進行差分編碼。提供的外PN碼作為乘法器92的一個輸入，它接收來自延遲元件94的第二輸入，該延遲元件有一個輸入與乘法器92的輸出是相連的。正如外PN碼片速率所決定的那樣，用于元件94所產生的延遲的值是一個碼片周期。該環路返回結構形成在時刻k時外PN碼中每一個碼片與時刻k-1(即一個碼片延遲)時前一個碼片之間的乘積。這給出了一個編碼PN序列，它用作附加的NRZ(±1)類型的覆蓋。在一種實施例中，‘0’值可以用來對第一個碼片進行編碼，這是因為沒有更早的碼片。
盡管上文中已經描述了第一級(order)差或差分編碼，但本領域中的技術人員將會理解，也可以采用除上述單一級別以外的其他延遲和更高級的差分。然而，這要求在信道中具有更長的相干時間，并且在許多系統中這不是個優點的。在某些應用場合，不僅可以使用第一級差分方法，而且還可以使用第二級差分方法。例如，象DDPSK的方案可以要求較小的相干性。所以，這可以被擴展成包括相干的、差分和第二級差分檢測。然而對于某些應用場合，第一和第二級差分也許就足夠了。
差分編碼的PN序列從乘法器92轉移到兩個乘法器96和98中的每一個。乘法器96和98中的每一個接收編碼的PN序列作為一個輸入，和PNI或PQQ擴展信息信號中的一個，分別作為一個第二輸入。這些信號隨后相乘，由差分編碼的外PN序列對PNI或PNQ信號進行擴展。這產生由用于I和Q信道由內、外PN碼擴展的擴展譜調制信號。這些調制信號中的每一個可以通過兩個基帶FIR濾波器100A和100B中的一個轉發，去掉由多次擴展或其他的操作所產生的不要求的信號分量。
在圖4b所示的擴展器中，與以前一樣，由信號組合器或乘法器86和88，接收先前編碼、交錯和正交覆蓋的數據或信息信號。然而，主要的或‘內’PN擴展碼PNI和PNQ被用于兩個乘法器96’和98’中的每一個。乘法器96’和98’中的每一個接收經編碼的外PN序列作為一個輸入，和一個內PN碼作為分別來自內碼發生器82和84的第二輸入。兩個編碼的組合或乘積隨后用作乘法器86和88的輸入。就象虛線元件90’所表示的那樣，可以在沒有經差分處理的情況下，使用外PN碼。
外和內PN擴展碼與經編碼的數據碼元之間的關系如圖5中進一步詳細所示。本例中，被覆蓋的數據碼元被構筑成具有128個碼片長，并且在1.2288Mcps的擴展碼速率下被時鐘鎖定在該系統上。這與長度為128個信道碼是相當的，但也可以根據需要，采用其他的長度，如64。這產生每一內PN擴展碼周期(1024個碼片)有8個編碼碼元(每一個有128個碼片)。
外PN碼(碼片)在整個內PN碼周期中保持恒定，即，一個恒定值的外PN碼片覆蓋1024個內PN碼片的周期。所以，通過恰當地同步化搜尋，用戶終端可以首先得到內PN碼定時，并且隨后解決外PN碼定時，以實現所要求的定時控制。然而，為了使用該方法，用戶終端應當知道或能夠在出現外PN碼片邊界時進行恰當的近似。該信息用來防止用戶終端接收器在跨越邊界處對信號能量的積分，而該積分將導致或給出不準確的定時結果。所以，如圖5所示，用已知的系統定時，使外PN碼片邊界對齊，而出現在內PN碼周期邊界處。
在匯接局已經準備了擴展譜通信信號并且隨后通過衛星將它們傳送出去以后，它們必須由各個用戶終端接收，并確定合適的信號定時。采用上面所討論的PN編碼技術來接收、去擴展和檢測或譯碼通信信號的用戶終端接收機部分的一部分如圖6中所示。圖6中所示的用戶終端可以留駐在如無線通信裝置中，如(但不局限于)便攜式或移動蜂窩電話或衛星電話。
圖6中所示的接收機部分采用至少一幅天線102來接收通信信號，和將通信信號轉發到模擬接收機或接收機系統104。接收的通信信號在模擬接收機104中下變頻，并且在變換成合適的IF或基帶頻率之前被放大，并經過濾波和進一步放大。產生的放大信號隨后在合適的時鐘速率下數字化，并輸出到至少一個數字數據接收機106A和至少一個搜尋器接收機108。這些輸出是為清楚起見而組合的，并且是組合成同相和正交相信道信號的，但通常是成分立I和Q信道的形式。
附加數字數據接收機106B-106N用來得到信號分集，并且對某些系統設計上是任選的。本領域中的普通技術人員將會認識到決定所采用的數字接收機數量的因素，如典型的分集性的水平、復雜程度、制造的可靠性、成本等，這些是用來提供用于該數量的初步選擇的。搜尋器接收機的數量可以超過一個，并且也是取決于通信系統的復雜性、所搜尋的信道數、所要求的信號捕獲速率、定時限制等的，這是本領域中的技術人員所理解的。
用戶終端還包括至少一個控制處理器110，該處理器110與搜尋器接收機108一起與數字數據接收機106A-106N耦合。除了其他的功能以外，控制處理器110通常提供基本的信號處理定時、功率和切換控制或協調、分集、分集組合功能，和用于信號載波的頻率選擇。控制處理器110經常執行的另一個基本控制功能是偽隨機(PN)碼序列或正交功能或用作信號傳送和接收處理的一部分的編碼序列的選擇和運算。這可以包括用來捕獲各種信號所使用的相位或PN碼定時偏移。
數據接收機106A-106N的輸出與分集組合器和譯碼器112耦合，在處理器110的控制下，向數字基帶電路114提供一個輸出。基帶電路包含用來往返于單元用戶間轉發信息的用戶終端中其余的處理和顯示元件。即，信號或數據存儲元件，如臨時的或長期的數字存儲器；輸入和輸出裝置，如LCD或視頻顯示屏、揚聲器、鍵盤終端和手機；A/D元件、聲碼器和其他的話音和模擬信號處理元件；所有這些都形成用戶基帶電路的一部分，它們所采用的元件在本領域中是已知的。如圖6中所示，這些元件中的某些可以在控制處理器110的控制下工作或與控制處理器110進行通信。
為了通過特定的數字數據接收機建立起或保持通信鏈路，一個或多個搜尋器接收機108用來掃描預選的PN碼和編碼時移，以及所接收的通信信號的Doppler頻率空間，以捕獲一個信號。即，定期地搜尋從模擬接收機接收的數據，和確定是否存在導頻(或其他所要求的信號)；或者首先確定所接收的哪一個信號是后續信號接收和譯碼中所使用的合適的導頻信號。在許多系統中，最強的信號是導頻信號，但這是不要求的，并且可能不是某些衛星通信系統的情況。即，盡管導頻信號可以相對于業務信道信號被分配了附加的功率，以確保合適和有效、快速的跟蹤和捕獲，這可能會消耗比所要求的更多的功率，并且會產生不要求的干擾。然而，不管這是不是一個導頻信號，只要PN碼定時是合適的或者是一個弱的導頻信號，本發明的過程就可以采用最強的信號。
確定什么時候已經捕獲了導頻(或其他的)信號定時的一種方法是建立起或選擇估算的相移作為導頻信號PN碼相位的‘假設’，并且隨后用本地產生的在那些定時偏移下應用的參考PN擴展碼，通過對通信信號和伴隨的噪聲進行去擴展來對其進行測試。隨后，在預選的時間間隔上，對相關信號中與信號碼片相關的能量進行積分，并與一個或多個預定的閾值比較。當本地的參考和信號PN擴展碼具有相同的定時時，所累加的能量應當是最高的，或者至少超過某一閾值。
用來進行作出PN碼定時檢測判斷的這樣一種能量測量(有時也稱為計算測試統計)的裝置，見美國專利5,644,591，其標題是“在CDMA通信系統中進行搜尋捕獲的方法和裝置(Method and Appararus for Performing Search Acquisition ina CDMA Communication System)”；以及美國專利5,577,025，其標題是“采用多個沃爾什信道在多用戶通信系統中的信號捕獲(Signal Acquisition in aMulti-User Communication System Using Multiple Walsh Channels)”，其授權日為1996年11月19日。這兩個專利在此引述供參考。
用新的外擴展或PN碼捕獲信號的典型裝置如圖7中所示。該裝置的運行假設最里面的兩個PN碼或碼集是已經捕獲了的，例如采用上述專利中所揭示的裝置捕獲的。即，用戶終端電路已經確定了內PN碼的合適的時移。在這一第一級的信號捕獲以后，內PN擴展碼的估計的或確定的時移隨后被用來相對于內PN碼對所接收的信號進行去擴展，以提供外PN碼擴展的數據碼元。
去擴展是通過輸入本地產生的PNI-內和PNQ-內擴展碼作為去擴展器或相關元件120的輸入來實現的。隨后，用以前決定的內PN碼時移，將這些編碼應用于所接收的通信信號。去擴展器120的輸出被輸入到一對累加器或累加和加法元件122A和122B。累加器122A和122B在內PN碼的周期上對用于I或Q信道的去擴展器輸出進行累加。由于每一外PN‘碼片’周期是在內PN碼(碼元)周期上延伸的，所以碼元能量是在該周期上累加的，以提供每一外PN碼片的能量。圖7中所示的Ik和Qk值對應于第k個I和Q外擴展碼PN碼片，這些碼片是通過累加1024個I和Q內擴展碼片來形成的，用于本典型實施例。其他的擴展碼長度導致其他相應不同的累加周期或碼片數。
為了從Ik和Qk值捕獲外PN碼，用戶終端接收機必須首先對信號進行前向一饋送差分譯碼。完成該譯碼的典型技術是采用點積結構，如通常數據解調中所使用的那樣。數據解調這樣的結構及其操作的進一步的討論見美國專利5,506,865，其標題是“導頻載波點積電路(Pilot Carrier Dot Product Circuit)”，該專利已轉讓給本發明的受讓人，在此引述供參考。
在上述專利所揭示的技術中，點積是在從所接收的導頻信號產生的數據信號矢量和參考矢量之間形成的。典型的數據矢量具有64或128個碼片的碼元長度，這是正交信道化碼的長度。然而，與數據信號接收情況相反，本“碼元”周期是1024個內碼片，而當前(Ik，Qk)信號矢量不是與參考矢量而是與前一信號矢量點積的。在I信道和Q信道上采用同一外PN碼，并且這些信道上一個外PN碼片的平均值(碼片能量E)具有下述形式
E{Ik}=E{Qk}=±1024Ec2]]>式中，Ec是接收信號的碼片能量，E{Ik}是I信道的平均值，而E{Qk}是Q信道的平均值。
與外PN碼片k相關的點積具有下述形式dk＝IkIk-1+QkQk-1當外擴展碼PN碼片k與以前的k-1相同時，那么dk的平均值就簡單地就是(1024)2Ec(碼長的平方乘以碼片能量)。但是，如果外PN碼片是相互不同的，則dk的平均值是-(1024)2Ec，并且完成了所要求的差分譯碼。
采用點積處理對接收碼片的差分譯碼示意如圖7所示。累加器122A的輸出作為乘法器124A的一個輸入，而累加器122B的輸出作為乘法器124B的一個輸入。同時，累加器122A和122B的輸出也分別作為一對延遲元件126A和126B中每一個的輸入。這些延遲元件的輸出反過來又分別作為乘法器124A和124B的第二個輸入。延遲元件126A和126B在Ik信號和Qk信號輸入到乘法器之前，將一個外PN碼片周期的延遲傳遞給Ik信號和Qk信號。這就使乘法器124A和124B在每一PN碼片k和其前者之間形成乘積。
隨后，用加法元件或加法器128將乘法器124A和124B中形成的用于第k個和第k-1個I和Q碼片的乘積相加，產生所要求的點積值dk，它對應于用所去除的差分編碼的外擴展碼PN。隨后，將譯碼的PN碼片序列dk與外PN碼的本地形式的不同時移相關。由于外PN擴展碼具有在240毫秒數量級上的更長的周期，所以重要的是使單個的外PN周期(288個外PN碼片)中檢測到正確對齊的幾率為最大。否則，就經過了相當長的時間，并且相對于等待下一個周期開始執行進一步的信號處理來說是一種浪費。
這就建議，采用一種匹配濾波器方法來執行相關操作。從概念上說，匹配濾波是W個存儲元件的抽頭(tapped)延遲線，即，濾波器長度為W。抽頭權重是外PN的開頭的W個位，并且每次新的外擴展碼PN碼片被接收并時鐘控制到濾波器內時，由累加器將所有W個加權輸出相加。隨后，將累加器的輸出與一閾值比較。超過閾值的濾波器輸出表示與外PN擴展碼的正確對齊。采用匹配的濾波器，在一個或兩個周期中捕獲導頻的幾率可以是很高的。較長的濾波器提供了比較短更好的檢測幾率，但實現起來價格更高。
這種匹配濾波器方法如圖7中所示，這里，匹配濾波器130的連接用來接收成序列的dk值作為輸入，并將一相關輸出提供給比較元件或比較器136。比較器136產生一個表示從濾波器130得到的相關輸出是什么時候超過所要求的閾值的輸出。比較器136的輸出與已知的檢測和捕獲電路一起應用，以選擇或表示用于外PN擴展的選擇的時移值什么時候是合適的。
上述例子外PN碼片的內到達(inter-arrival)時間是0.833毫秒，使得可以用本領域中普通技術人員已知的各種硬件和軟件，容易地對匹配濾波器130進行濾波操作。抽頭加權被限制在集合{+1，-1}的事實使得單個的串行加法器能夠將濾波器中的元件與表示相加或相減的抽頭權重相加。例如，循環緩沖器可以用來構成該濾波器。
由于每一外PN碼片是從1024個內PN碼片的和計算形成的，所以，外PN碼片就得益于相對于內PN碼片的30dB的“處理增益”。該增益意味著外PN自相關函數(ACF)的峰值和非峰值最大值(Rmax)在確定捕獲性能時比內PN擴展碼的情況更重要。只有少數幾個最大的非峰值ACF值大到足以由噪聲的相加而被推到閾值以上。因此，對于合適的局部相關窗尺寸(即匹配的濾波器長度)，選擇外PN碼的主要標準應當是最大非峰值相關值的最小化。
由于外碼片比內碼片長1000倍(1024)，所以，基于24個外碼片的相關性比基于24個內碼碼片的相關性對信號能量的積分多1000倍。即使是對整個更長內碼的積分，比方說是2048個碼片的數量級，也將給出是信號能量的10倍。對相關過程的相對影響的例子見圖8所示。圖8中，響應曲線160給出在用更長PN擴展碼時典型的相對峰值和非峰值響應，而曲線162給出采用帶有更短外PN碼的匹配濾波器時的響應。這種好處是很明顯的。
上述匹配濾波器檢測方案僅在閾值相對于平均接收外PN碼片取比例(scaled)時能夠恰當地工作。設置這樣一個閾值的一種簡單但有效的方法是建立起一個值，該值是對齊時平均相關結果(1024)2WEc和不對齊時最大平均結果(1024)2RmaxEc之間的中間值。
設置這種類型的閾值通常需要某種形式的自動閾值控制(ATC)，用來正確地校準閾值。這種ATC在實施時是相當容易的，這是因為點積輸出的幅度產生一個估算的(1024)2Ec。這些輸出取樣可以選擇其通向對它們取平均的簡單濾波器的路由，以提供某種抗噪聲功能，并且合成的平均值由因子(W+Rmax)/2取比例，以產生所要求的閾值。
這種方法見圖7中的右下側，此處，還連接有幅度成形元件132，以接收點積值dk的序列。幅度成形元件132產生一個輸出，它表示所接收的輸入序列的相對幅度。該幅度隨后被提供作為閾值濾波器134的輸入，它接著又對這些值取平均，并用(W+Rmax)/2因子對產生的平均值取比例，以產生所要求的參考閾值。隨后，給出該參考閾值，作為比較器136的輸入。另一種情況是，可以用一個或多個附加的匹配濾波器(未示出)來代替幅度元件132和閾值濾波器134，并用多個匹配的濾波器輸出之間的比較，而不是與某一閾值的比較來進行檢測。例如，可以在一個全外PN周期中收集匹配的濾波器輸出，并且隨后選擇最大的輸出值。
在實現本發明時應當考慮其他的幾個方面。首先，用戶終端接收機采用時間和頻率跟蹤器來跟蹤內PN擴展碼的定時。這種頻率跟蹤器的使用將在上述信號捕獲專利中的進一步詳細的討論。這些跟蹤器應當是在開始進行外PN捕獲前啟動(engaged)或工作的。這就使信號在所使用的1024長度的累加時，保持盡可能為相干的。這些跟蹤器通過將它們的累加設置成不是擴展到外PN碼片邊界以外時是不受外PN調制影響的。但是，這樣的頻率跟蹤器應當從去擴展器直接接收它們的輸入，這是因為根據需要，導頻濾波器是受外PN調制影響的。
第二，在外PN捕獲期間，外PN擴展碼的本地形式的產生被關閉。一旦外PN定時解決了，然后就啟動本地外PN發生器，開始從接收的數據中去掉外碼。
第三，在頻率跟蹤器接近準備狀態之前，外PN擴展碼捕獲是不應當開始的。如果在跟蹤器仍然處于過渡模式時就開始捕獲了，閾值校準不是有效的，這是因為頻率誤差變化時，Ec中看到的變化的緣故。通常需要一種確定什么時候閾值變成有效的某種方法。潛在地說，從驗證階段得到的測量可以用來估算Ec和相應的閾值。于是，在實際的閾值到達該估算的90％之前，是不進行外PN捕獲的。一旦點積值被認為是有效的，則W個外PN碼片的延遲也是允許的，以便在啟動閾值檢測前“裝載”匹配的濾波器。
盡管上述本發明的實施例代表了本領域中由于信號捕獲的進步，但人們發現，用特定的外PN擴展碼序列還可以實現進一步的改進。即，采用某些序列或某種形式的序列來構筑外PN擴展碼進一步提高了采用本發明的技術時的性能。下面給出這種序列的開發和使用的分析。
通常，增加W的大小和選擇合適的編碼產生更小的誤差幾率(丟失和虛假告警)。然而，選擇一個合適的編碼是重要的，這是因為如果Rmax的值隨W的增加而增加，即使增加W的大小，通信系統性能的提高也是很有限的。采用近似方法來獲得丟失幾率的估算時可以看到這一點，其形式是
這里，Io是與接收感興趣的信號相關的干擾信號電平。
如果Ec/I0和N的值、內PN碼的長度是固定的，并且將所有的得到的常數項組合成一個常數C，則這一關系可以更簡單地寫成下述形式 由于每一外PN周期中虛假告警有許多的機會，并且在有這種機會時進行的統計是隨自相關函數的相應值而變的，所以獲得虛假告警幾率的精確估算要困難得多。然而，虛假告警幾率象丟失幾率一樣，是作為函數(W-Rmax)/W]]>而下降的，這是千真萬確的。作為一種很粗的近似，由于虛假告警有許多的機會，虛假告警幾率可以被說成是高于P丟失，其高出的量可達幅度的一個數量級。為了更精確地牽制虛假告警幾率，最好采用模擬的方法。
從上面第二個關系式可以看到，最佳性能通常是通過使W和Rmax之差為最大同時保持W盡可能地小來實現的。當然，從硬件的角度看，也要求W較小。
用于本發明的最佳編碼是用基于部分信號或編碼相關而不是全部相關的選擇標準來選擇的。對2288種可能的長度為288的二進制序列的徹底搜尋并不是每次用戶終端想要獲得一個信號就進行的，而是在通信系統的設計找到合適的編碼時一次又一次進行的。這樣一種搜尋將是極長的，并且具有所不要求的通信延遲。所以，人們開發了很有用的或有效的方法，盡管這些方法有時并不是最佳的。
對于這種技術或方法，首先選擇長度為W的匹配濾波器。采用結構[ABB…B]，從長度為W的子序列，產生或構成一個編碼。例如，假設選擇W具有長度為24個碼片(匹配濾波器長度為24)，并且總的PN編碼長度是288個碼片。于是，兩個子序列‘A’和‘B’都是長度為24，而‘B’為11倍，[即，(288碼片-24碼片)/24碼片等于采用了為11的‘B’]。隨后，用‘A’子序列建立一個匹配濾波器，從而接收機總是使‘A’與全長為288編碼的24-外-碼片子序列相關。這與用整個序列相關要快得多。
當用戶終端接收機定時恰當地與外PN碼對齊時，產生的相關值是W(24)，而不管是選擇‘A’還是‘B’。即，相關值反映的是對齊信號的W個總接收碼片，而當不對齊時是零。所以，一個目標是選擇‘A’和‘B’的值，從而所有的‘B’與‘A’的周期相關為最小，并且A與過渡區或重復PN碼的‘AB’和‘BA’部分的相關性也為最小。申請人發現，‘B’子序列碼片值的有效選擇是使所有的碼片或者為+1，或者為-1。這種方法使得如果W不太大時可以容易地對最佳‘A’序列進行徹底搜尋，并產生一個可以相當容易地產生的外擴展碼。
上述搜尋技術的應用使得能夠識別與24長度匹配的很好編碼，這里Rmax等于零。識別的編碼產生誤差幾率(對于W＝24)，是用其他的測試技術如載斷m序列或偽隨機搜尋所開發的編碼更小幾個數量級。對于Ec/I0為-21dB，人們希望小于10-4的虛假告警幾率具有更小的丟失幾率。因此，人們相信，采用下面討論的編碼可以被看作是得到小誤差幾率和保持匹配濾波器盡可能短之間的一種很好的權宜之計。
該編碼的開頭24位，即所謂的‘A’部分是[-1-1 1-1 1-1-1 1 1-1-1-1 1-1 1 1-1-1-1-1-1 1-1 1]其余的位，即‘B’部分，是“1”。將1映射為0，并將-1映射為1，外PN可以被轉換成更緊縮的八進制形式6 5 4 7 23 7 2 0…0用于存儲和檢索。即，+/-1的格式可以用來研究相關性和干擾，但PN發生器通常是基于0，1格式的，而八進制碼通常是用在編碼系統中的。
相對于濾波器過程在288碼片周期上這樣一種編碼定時的一例見圖9所示。圖9中，有用的外碼170具有24位可變部分172的碼片，后面是264碼片或位常數‘1’值部分174。為了進行比較，也可以將更長偽隨機碼176的一部分也用作實現本發明，就象下面討論的那樣。
可以更方便地將不同編碼的外PN碼或序列存儲在匯接局發射機電路內，而不是存儲未編碼形式，并在硬件中提供差分編碼器，對數據進行運算，這示于圖4中。這也通過對于匯接局所處理的許多信道中的每一個去掉乘法器92和延遲元件94而減少了硬件。為了實現這種減少，采用常規作法將差分編碼的序列存儲在發射機中所使用的存儲器或存儲元件中，在此，它們被初始化成{1，-1}標記中的1或{0，1}標記中的0。采用這種方法，并存儲差分編碼的PN碼，上述起先差分編碼的24位序列將變成[-1 1 1-1-1 1-1-1-1 1-1 1 1-1-1-1 1-1 1-1 1 1-1-1]所有其余264個位或碼片為-1。
不幸的是，存儲差分編碼形式的這一外PN擴展碼有一個小缺點。在一個完整周期的外PN碼上完成差分編碼以后，發射機或差分編碼器存儲器的狀態，即存儲值，與外PN周期開始時的情況是相反的。這就是說，對外PN序列的重復編碼產生差分編碼序列，它具有2X288(碼片)周期性，序列的第二個半部分與第一個半個部分是互補的。
可以有各種方法來解釋這一小小的復雜性。首先，未編碼的外PN碼可以存儲在一個周期上，并實時進行差分編碼。第二差分編碼的外PN擴展碼的總共2X288個位可以被存儲在一個外PN周期上。第三，在未編碼外PN碼序列中位48和264之間的某一地方，一個位的值是鎖定的。這一這一簡單的動作使得Rmax＝0，并使經編碼的外PN的周期等于288個位。第四，未編碼的外PN碼的位24可以是鎖定的。這一動作保持264個1的串，并使編碼外PN擴展碼的周期等于288位。但因為Rmax現在等于2，采用這一后一種技術，是可能犧牲這種性能的。
當W等于24時，上述外PN碼使得Rmax等于零，但|R|max等于8。如果因為某些原因，要求用具有小|R|max值的外PN碼，下面的編碼是八進位形式7 1 3 2 1 0 7 7 7…7式在映射的二進制形式[-1-1-1 1 1-1 1-1-1 1-1 1 1 1-1 1 11-1-1-1-1-1-1-1-1-1 1 1 1…1]給出|R|max的值等于4。
模擬是用上面圖7所示選擇的PN擴展碼和捕獲電路進行的。即使當采用低導頻信號強度為Ec/I0＝-22dB的時候，誤差幾率是如此地小，從而在100,000次模擬嘗試中不會出現一個誤差，或者是丟失，或者是虛假告警。即，系統不正確表示PN擴展碼定時分別是不正確的或正確的幾率。ATC方法的分析近似估計丟失的幾率，這里Ec/I0＝-22dB，是3.4×10-6的數量級。當Ec/I0的值進一步減小到-25dB時，丟失幾率的分析近似約為1×10-3。采用ATC方法，100,000次嘗試的相應結果是約2.6×10-4丟失幾率，7×10-4的虛假告警幾率。采用拾取最大值的方法，就象前文中所說的那樣，對于100,000次嘗試，產生小于1×10-5的丟失幾率，和小于1x10-5的虛假告警幾率。即，在100,000次嘗試中沒有看到丟失或虛假告警。
如果希望有更小的誤差幾率，一種成本有效的方法是需要第二次查看測試。通過在已經出現了外PN碼檢測以后簡單地等待288個外碼片周期，并重復定時確定測試，可以容易地實現。兩次獨立定時測試出現虛假告警的幾率是一次查看虛假告警幾率的平方，例如，采用在Ec/I0＝-25dB下用ATC方法進行第二次查看測試將虛假告警幾率從7×10-4改變成4.9×10-7。與這樣一種第二次查看相關的時間上的不利后果是附加240毫秒。
上述PN碼導致一個外PN碼，它由短隨機查看段(24個碼片長)，和264個碼片長的長常數段構成。另一種PN碼已被觀察到，在其整個288個碼片長度上是偽隨機的，并且可以簡單地形成作為截斷的m-序列。
外碼是從長度為511m-序列截得的子序列。特征多項式是Q(z)＝1+z3+z4+z6+z9產生這樣一種編碼的典型的發生器結構將圖10中的Galois LFSR結構。初始狀態(寄存器內容)應當是
。所選序列的開頭9個碼片是010000110，最左面的是第一個碼片。該發生器被時鐘記時288次，隨后復位到初始狀態，以提供所要求的編碼序列。即外PN序列每288個碼片或一個外碼片周期重復。
這導致在大小為48的相關窗口中具有最大非峰值相關為12的編碼。與前一個編碼相比，這可以給出更好的性能，而前一個編碼對于長度為24的匹配濾波器是最好的。它給出具有單次搜尋可接受的性能水平。未截斷的編碼可參見Simon等人的“擴展譜通信(Spread Spectrum Communication)”，卷1，表5.8。
然而，上述實施例中使用的匹配濾波器檢測器方法也是不用該交替PN碼執行的。即使濾波器長度是48位的兩倍，如果已知固定的虛假告警幾率，未檢測到正確信號定時(1-P檢測)的幾率大于用交替碼時的一個數量級以上。所以，下面給出PN碼捕獲電路的另一種實施例。基本概念是，從差分譯碼器元件124A、124B和128的輸出收集外PN碼片塊，并且隨后使這一塊與外PN擴展碼的本地參考的所有可能校正相關。實現這一相關過程的信號捕獲結構見圖11所示。
圖11中，信號捕獲裝置的去擴展和差分譯碼部分保持與圖7所示的結構不變。然而，接收的外PN碼片dk的匹配濾波器130現在由緩沖器140和塊相關器142取代。緩沖器140的實際尺寸和塊相關器142中使用的數據塊是按照通信系統的特定應用和工作參數決定的，這是本領域中人們已知的。即，電路的復雜性和處理數據塊的時間，以及對捕獲速度和精確性的要求，決定了這些尺寸。
僅僅是為了描述起見，48個碼片的大小用作討論該實施例中的代表值。該例中，緩沖器140收集48個外PN碼片，或48外碼片周期上的碼片，并且隨后將它們作為一數據塊，轉發到塊相關器142，進行處理。一旦數據被轉發出塊相關器142以后，它就開始接收和緩沖下一個48個外碼片。
典型塊相關器142更詳細的描述如圖12所示。當譯碼外PN碼片塊被轉移到相關器142時，各碼片被存儲在也稱為數據塊的存儲器或存儲元件144中的順序存儲單元DATA(0)至DATA(47)內。外PN碼的本地的二進制(在這模型中為+/-1)復制被存儲在也稱為外編碼塊的存儲元件146中的一系列連續存儲單元PN(0)到PN(287)中。這些塊中的每一個具有一條作為輸入連接到累加器148的輸出線或總線。數據塊144的輸出被傳送到累加器148的數據輸入端，而外碼塊146的輸出被傳送到累加器148的加/減控制輸入端。
從PN外碼塊146檢索得到的二進制值用來控制累加器148的加/減線，從而它們決定從數據塊144檢索得到的當前數據值是否加上或減去了當前累加器的內容。累加器148計算或產生在每一可能的本地PN碼偏移時間內數據與本地PN擴展碼的相關性。通常，對通過數據的288次傳送中的每一次測試一個時間偏移。
最大的相關值及其相應的指數被存儲在另一個存儲單元150中，它可以形成累加器148的一部分。該指數值隨后被報告給擴展器110或其他的信號捕獲電路，作為合適的外PN擴展碼對準的最佳估計。下面給出該處理中所使用的步驟的偽碼表述。這些步驟每次在新的經譯碼的外PN碼片塊被轉發到塊相關器142內時重復。
塊相關器142中采取的處理步驟可以用偽碼步驟來表述將Rmax和Rmai_i的值設置為等于0ForRi＝0 to 287R＝0Forj＝0 to 47R＝R+Data(j)*PN((Ri+j)mod 288)End ForIf R＞RmaxRmax＝RRmax_i＝RiEnd IfEnd For通過將R、Rmax和Rmax_i設置成等于0，對數據進行了簡單的處理，這里‘i’是某一編碼特定時間或相移的指數值。即，使編碼偏移的碼片數。隨后，對于Ri從0到287的每一個值，R的值是按照下述關系式為48個數據值(即j＝0到47)中的每一個確定的R＝R+Data(j)*PN(Ri+j)mod 288)每次確定R時，將其與Rmax比較，如果確定的R值大于當前的Rmax存儲值，則Rmax被設置成等于該R的值，并且將Rmax_i設置成等于Ri。所以，每次R超過Rmax時，選擇的R值作為新的Rmax值，并記錄產生這一結果的Ri值作為Rmax_i。處理結束時，Rmax_i的值提供所要求的定時信息。
第二種建議的PN碼相對于第一種來說的一個缺點是，它需要使用更多的硬件，并且這些硬件呈存儲器的形式和相關的存儲和檢索電路。該PN碼還要求對被譯碼的外碼片的緩沖和處理塊具有相對更高的計算速率。同時，即使當采用更長的塊長度時，檢測和虛假告警統計(基于單個塊的)可以是或不是與用于第一種所建議的PN碼一樣好的。然而，人們希望大致相當，人們發現，另一種外PN碼的可延續性(extensibility)以及重復查看的機會而無需等待整個外PN周期是要增加計算復雜性的。所以，可以用更多的隨機外碼，而不是特別的[A B B…B]碼。這意味著可以采用更長的W＝48的相關窗口。這說明長度足夠了，在文獻中還可以找到有關的PN碼的表。表格中的一種編碼給出等效于(或略優于)與W＝24匹配的特別編碼的性能。
如上面討論的那樣，為了在外PN定時或對齊(alignment)時進行第二次查看以驗證第一種建議的PN碼的恰當的定時捕獲或對齊，要求等待通過PN碼的‘B’周期，并且重新裝載‘A’部分。即，在將外PN碼的感興趣的部分再次裝入匹配濾波器130之前，經過了240毫秒(外PN碼周期)。采用另一種PN碼的方法，可以將第二次查看與下一個經譯碼的外PN碼片塊一起采用。例如，采用塊大小為48個經譯碼的碼片，可以在一個外PN周期中重復幾次相關測試處理或處理過程(測試288個數據通過的每一個)。根據重復測試而實際上沒有等待時間的作出捕獲判斷的能力，更多的是補償了采用另一種PN碼進行單次測試所通常提供的所增加的計算復雜性。
采用更多隨機外PN碼的另一個優點是交替外PN碼的所有部分都攜帶信息。這就使得交替外PN擴展碼在突發(burst)誤差環境中因為可以采用任意譯碼片塊而更健全。相反，僅可以采用第一種建議的PN擴展碼的有限的‘A’部分。另外，采用長固定部分的PN擴展碼是不可擴充的，這是因為其設計是為了使長度為N(這里是N＝24)的匹配濾波器檢測器的性能為最佳。該編碼的‘B’部分是不可變的，并且不允許在捕獲電路的其余部分也是變化的(如增加存儲器或相關器塊的大小等)時候提高其性能。然而，在其整個長度上實際上更加偽隨機的交替PN擴展碼使其更經得起被修改。
如前所述，運算不必一定是“先”內碼“后”外碼的。誰“先”誰“后”僅僅是為了描述的方便和清楚起見。事實上或實際上，這一點可以從產生具有某些特別設計的特性的新的更長編碼看到這一點，該編碼是這兩個編碼的乘積。發射側(發射機)或數據解調器的操作順序可以是任何一種方式的，即在任一順序中采用這些擴展序列。它們可以首先將內碼應用于數據而后是外碼，或應用外碼而后是內碼。運算也可以是將編碼單獨組合起來，隨后用于擴展。然而，搜尋器接收機對運算的順序是很敏感的。這里，內碼經過去擴展，或首先用于去擴展。即，這對于搜尋器中的捕獲是有意義的，這里，內PN碼在先，而外PN序列其次。
應當清楚，捕獲過程是一個“二步驟的”過程，有時發明人也將其稱為是‘決定(clinching)’。實踐中，無線裝置或電話首先快速捕獲內碼，而后捕獲外碼。采用這一“兩步驟”方法，意味著已經大大減少了假設數。這提供了一種在通信系統中使用這種方法的潛在動力。
人們可以將捕獲看成是從不知道內、外碼定時而開始的。在相信已經找到了編碼定時之前，對大量的內碼假設進行測試。有少量的假設是需要花費一點時間的。在該時間內，外碼是全部忽略的。在這一點上，內碼定時是用1個碼片的精度和1024個碼片的模糊性獲得的，對于本例，其他的內碼長度產生相應的模糊值。現在，人們相信，有一種良好的假設(編碼同步匹配)，接收波形用已經檢測到或找到的內碼進行的去擴展之后被輸入到外碼檢測器中。外檢測器確定外偏移是什么，產生或提供某些附加的定時信息。這第二步驟獲得了具有1024個碼片精度(內碼長度)和1024*288碼片模糊性(內碼長度乘以外碼長度)的定時。上述結果使得我們具有1碼片精度和294，912碼片模糊性的定時。
為了重新強調我們外碼是為通信系統而完成的，應當指出，外碼是不實施用戶或用戶信號的信道化或分離的。當將兩個PN碼的組合用于傳統的蜂窩反向鏈路時，長碼(不是擴展碼)提供信道化。這里，外碼向通信系統有效地提供比僅采用內碼的更長的時間定標(scale)。這是在沒有顯著增加捕獲時間時完成的。
這一產生更長時間定標至少具有兩個優點。首先，它提供了幀定時，而無需計算誤差矩陣，如循環冗余檢驗(CRC)，以測試多個幀定時假設。第二，它使得可以由它們的外PN偏移對波束進行非模糊識別。內PN碼相對于完成此的路徑延遲中的變化來說太短了(當采用所要求的長度和周期時)。
因為定時是在兩個步驟中捕獲的，對捕獲時間的影響為最小。首先，測試n＝1024種可能的內碼定時，隨后是m＝288種外碼定時。所以，總共測試n+m＝1312種假設。如果簡單地使內碼足夠長以解決定時模糊性，則人們需要測試n*m＝294,912種假設。換言之，必須搜尋定時假設的二維網格，一條軸上是1024個內偏移，另一條軸上是288個外偏移。然而，采用本發明的外PN使得無線裝置一次搜尋一維，而不必測試網格中的每一個單元。
結果，通過在15毫秒數量級上應用具有偏移的外PN定時，可以有充足的時間來獲得波束標識，即使是在出現變化路徑延遲的時候。這在切換談判(negotiation)時是有用的，這可以出現在衛星系統中的匯接局的情況下，以便確定切換軟組合的與系統時間的導頻偏移，以及正確測量δt或定位的時間差或相位差。這就無需為識別波束而獨立解調和處理每一新的波束。
將外PN碼用作差分編碼的序列改進了外PN定時捕獲期間電話或其他接收裝置的性能。外PN碼可以用差分方案來檢測或譯碼，它可以在大范圍的頻移上工作。最好采用頻譜為白色的序列，以便使捕獲所需的時間為最小，但這不是必須的。任何一種合理的偽隨機二進制序列可以用于外碼。
上述較佳實施例的描述使得本領域中的任何普通技術人員能夠制造和使用本發明。很明顯，這些實施例還可以有各種修改形式，并且其基本原理還可以應用于其他的實施例，而無需借助于發明人。所以，本發明并非僅限于上述實施例，應當從最寬的范圍來理解本發明的原理和所揭示的新特征。
權利要求
1.擴展譜通信系統中對信息信號進行擴展的裝置，其中，數字信息信號是用至少一種預選的偽隨機噪聲PN擴展碼進行帶寬擴展的，以產生擴展譜信號，其特征在于，所述裝置包含用于產生所述數字信息信號的裝置；擴展裝置，用來接收和組合至少一種第一PN擴展碼、第二PN碼序列和所述數字信息信號，來提供所述擴展譜信號，其中，所述第一PN擴展碼具有第一編碼長度和第一編碼周期，所述第二PN碼序列，具有第二編碼長度和第二編碼周期，所述第一編碼長度比所述第二編碼長度長，而所述第二編碼周期比所述第一編碼周期長。
2.如權利要求1所述的裝置，其特征在于，所述第二PN碼是一m序列PN碼的預選部分。
3.如權利要求1所述的裝置，其特征在于，所述擴展裝置包含第一擴展裝置，它接收和組合至少一個第一PN碼和所述數字信息信號，以產生第一擴展譜信號；以及第二擴展裝置，它接收和組合所述第二PN碼序列和所述第一擴展譜信號，從而產生第二擴展譜信號。
4.如權利要求3所述的裝置，其特征在于，還包含與所述第二擴展裝置相連的發射裝置，用來接收和調制具有所述第二擴展譜信號的載波信號。
5.如權利要求3所述的裝置，其特征在于，所述第一擴展裝置包含第一PN碼發生器，它用第一多項式函數產生同相PN碼片編碼的第一頻譜擴展信號；以及第二PN碼發生器，它用與所述第一多項式函數不同的第二多項式函數，產生一正交相PN碼片編碼的第二頻譜擴展信號。
6.如權利要求5所述的裝置，其特征在于，所述第二擴展裝置包含一個第三PN碼發生器，用與所述第一多項式函數和所述第二多項式函數不同的多項式函數來產生第三PN碼片編碼的第三頻譜擴展信號。
7.如權利要求6所述的裝置，其特征在于，所述第二擴展裝置包含存儲預選的PN碼序列的存儲裝置；用來接收所述存儲的PN碼序列并對其施加一個碼片延遲的延遲裝置；用來接收和形成所述PN碼序列和延遲的PN碼序列的乘積并將所述乘積提供作為一差分編碼輸出的乘法裝置。
8.如權利要求7所述的裝置，其特征在于，所述第二PN碼序列具有288個碼片的長度，所述288個碼片中開頭的24個碼片是-1-1 1-1 1-1-1 1 1-1-1-1 1-11 1-1-1-1-1-1 1-1 1，其余的碼片為1。
9.如權利要求1所述的裝置，其特征在于，所述的擴展裝置包含產生和組合所述第二PN碼序列和一個碼片延遲的PN碼序列，以產生一個差分編碼輸出的裝置。
10.如權利要求9所述的裝置，其特征在于，所述擴展裝置產生第一級差分編碼輸出。
11.如權利要求9所述的裝置，其特征在于，所述擴展裝置產生第二級差分編碼輸出。
12.如權利要求9所述的裝置，其特征在于，所述擴展裝置產生相干差分編碼輸出。
13.如權利要求1所述的裝置，其特征在于，所述擴展裝置包含用來接收所述第二PN碼序列并對其產生一個碼片的延遲的延遲裝置；以及用來接收和形成所述第二PN碼序列和延遲的PN碼序列的乘積并將所述乘積提供作為一差分編碼輸出的乘法裝置。
全文摘要
一種在擴展譜通信系統中對信息信號進行擴展以提供提高的信號捕獲速度的技術。第一擴展碼或碼集用來對帶有第二PN擴展碼序列或函數的信息信號進行擴展。第二PN碼與第一擴展碼是同步的，但具有更長的周期，從而第二PN碼的每一編碼片在第一PN碼的整個周期上延伸。更長的周期擴展碼形成一個外碼，它有助于提供非模糊的波束識別，并且容易地捕獲存在動態改變信號路徑延遲時的幀定時，改進信號的捕獲。
文檔編號H04B1/707GK1819473SQ20061000460
公開日2006年8月16日 申請日期1998年10月9日 優先權日1997年10月10日
發明者B·哈姆斯, B·巴特勒, G·斯金納 申請人:高通股份有限公司