專利名稱：用于mimo cdma下行鏈路的基于傅立葉變換的線形均衡的制作方法
技術領域：
本發明涉及在移動CDMA電話系統中的MIMO接收方法，其中借助于避免矩陣求逆的線性均衡算法將所需信號與其它干擾信號相分離。
背景技術：
在設計和實施數據傳輸系統時的主要問題是同時傳輸和接收來自數個同時用戶的信號使得信號盡可能小地相互干擾。由于此問題和所用的傳輸容量，已經使用了各種傳輸協議和多址接入方法，尤其在移動電話業務中最為普遍的是FDMA(頻分多址)和TDMA(時分多址)以及新近的CDMA(碼分多址)。
CDMA是基于擴展頻譜技術的多址接入方法，而且除了先前使用的FDMA和TDMA之外CDMA最近也已經投入于蜂窩無線系統中使用。CDMA與先前的方法相比具有許多優點，比如頻率規劃簡易性和頻譜高效性。
在CDMA方法中，用戶的窄帶數據信號與具有比該數據信號更寬頻帶的擴頻碼相乘到相對寬的頻帶。在已知測試系統中使用的帶寬例如包括1.25MHz、10MHz和25MHz。該相乘將數據信號擴頻到要使用的整個頻帶。所有用戶在同一頻帶上同時發射。在基站與移動臺之間的每個連接上使用不同的擴頻碼，而在接收器中可以基于用戶的擴頻碼對用戶的信號進行區分。如果可能，選擇擴頻碼使得它們相互正交，即它們彼此不相關。
在常規實施的CDMA接收器中的相關器與它們基于擴頻碼而識別的所需信號相同步。在接收器中通過將數據信號與同在傳輸步驟中相同的擴頻碼相乘來將該數據信號恢復成原信號。從理想意義上說，與某一其它擴頻碼相乘的信號并不相關而且無法恢復到窄帶。因此這些信號在所需信號看來就如同噪聲一樣。目的在于從多個干擾信號之中檢測預期用戶的信號。在實踐中，擴頻碼確實在某種程度上相關，而其它用戶的信號使得通過使接收信號發生失真來檢測所需信號更加困難。由用戶對于彼此所造成的干擾被稱為多址接入干擾。
該情形在一個或數個用戶以比其它用戶大得多的信號強度進行發射時尤其成問題。利用較大信號強度的這些用戶相當大地干擾其它用戶的連接。這樣的情形被稱為遠近問題，并且當一個或數個用戶距離基站較近而一些用戶距離較遠時例如可能在蜂窩無線系統中出現該問題，于是如果系統的功率控制算法不是非常快速和高效，則距離更近的用戶會掩蔽其它用戶在基站接收器中的信號。
在異步系統，即用戶的信號沒有相互同步的系統中，可靠的信號接收尤其成問題，因為用戶的符號被其它用戶的數個符號擾亂。然而在常規接收器中，均用作檢測器的與擴頻碼相匹配的濾波器和滑動相關器在遠近情形中不能很好地工作。在已知方法之中，最佳結果由如下去相關檢測器來提供，該去相關檢測器通過將收到的信號與所用擴頻碼的互相關矩陣相乘從而將多址接入干擾從該信號中消除。去相關檢測器在如下文獻中有具體的描述Lupas，Verdu，‘Linear multiuserdetectors for synchronous code-division multiple access channels’，IEEETransactions on Information Theory，1989年1月第35卷第1期第123-136頁；以及Lupas，Verdu，‘Near-far resistance of multiuser detectorsin asynchronous channels’，IEEE Transactions on Communication，1990年4月第38卷。然而，這些方法同樣涉及到許多運算如矩陣求逆運算，這些運算要求大計算容量而且當例如就像在蜂窩無線系統中那樣傳輸信道的質量和用戶數目持續地變化時尤其需要。
信道均衡是在頻率選擇性的CDMA下行鏈路中提高下行鏈路接收器性能的頗有希望的一種手段。當前的研究涵蓋了兩類線性均衡，即非自適應線性均衡和自適應線性均衡。非自適應線性均衡器通常假設信道的“逐段(piece-wise)的”平穩性，而且根據某一優化標準如LMMSE(最小均方誤差)或者迫零來設計均衡器，其中一般通過矩陣求逆來求解線性方程組。這可能在計算成本上很高，當信道的相干時間短而均衡器必須頻繁更新時更是如此。另一方面，自適應算法借助于隨機梯度算法來解決類似的LMMSE或者迫零優化問題而且避免直接的矩陣求逆。雖然在計算上可能更易于管理，但是自適應算法并不那么魯棒，因為它們的收斂行為和性能依賴于對參數如步長大小的選擇。
已經在各種背景中利用多發射、多接收系統，而且在獨立的平坦衰落環境中已經表明MIMO系統的容量隨著天線的數目線性地增加。
將MIMO配置應用于CDMA下行鏈路對接收器設計者提出了重大挑戰，因為接收器必須應對碼片間(inter-chip)干擾(ICI)和協信道干擾(CCI)以便實現可靠通信。
本領域仍然需要一種既魯棒又不消耗大量計算能力的均衡處理。
發明內容
本發明的目的在于提供一種用于下行鏈路MIMO CDMA信號的均衡方法，該方法避免了計算密集的矩陣求逆。
本發明的特征在于一種僅使用FFT和IFFT作為濾波器系數生成處理中的步驟的線性濾波器處理。
本發明的特征在于利用由DFT運算所對角化的塊輪換矩陣對相關矩陣的逼近。
圖1針對一般情況示出了接收器的框圖。
圖2示出了在本發明的分析中使用的各種方程。
圖3示出了根據本發明的MIMO系統的總體視圖。
圖4針對MIMO情況示出了對應于圖1的框圖。
圖5針對QPSK例子示出了準確的求解與根據本發明的求解的比較。
圖6針對16QAM例子示出了準確的求解與根據本發明的求解的比較。
圖7示出了根據本發明的處理步驟的流程圖。
具體實施例方式
在涵蓋單輸入/單輸出(SISO)和多輸入/多輸出(MIMO)二者的初步討論中，考慮如下情況CDMA下行鏈路具有至少一個(M個)天線和J個現行用戶，每個用戶分配有多個代碼Kj，其中j＝1--J。令K為現行擴頻碼的總數(針對Kj進行求和)。需要說明的是，在討論中，使用擴頻碼索引而不是用戶索引以便簡化記法。在發射器處，通過圖2中的等式(1)來給定碼片級信號表示，其中i、m和k是碼片、符號和擴頻碼索引。基站擾頻代碼標記為c(i)同時，ak表示分配給擴頻碼k的功率，bk是用于擴頻碼k的信息符號序列，而sk(i)是擴頻碼k。
令h＝[h0；:::hL]是擴頻碼k的合成碼片級信道脈沖矢量。需要說明的是，h包括來自發射脈沖整形器、無線傳播信道和接收濾波器的分量，使得它將隨著環境改變而改變。還需要說明的是，由于在整個討論中，僅考慮擴頻碼k，所以使用h而不是hk以求簡潔。在圖2的等式2中給定了接收信號的矩陣矢量表示。為了便于對線性均衡的討論，在接收矢量r中堆疊F+1個碼片，使得r(i)＝[r(i+F)；:::；r(i)；:::；r(i-F)]T＝H(i)d(i)+n(i)，其中d(i)＝E[d(i)dH(i)]是發射的碼片功率，而h(i)是H(i)中的第(F+1)列。這一形式的求解是不合乎需要的，因為它依賴于碼片索引i而且隨時間改變。然而，如果以下兩個假設成立則可以去除對于i的依賴性。
a)信道矢量h(i)在碼片塊之上是平穩的。通過選擇塊大小使得塊的時間跨度是信道相干時間的小部分從而滿足此條件。利用此條件，從h(i)和H(i)中去除對于i的依賴性。
b)碼片級發射信號d(i)是白的和廣義平穩的。可以表明如果系統是滿負載的，即在K＝G時，而且每個擴頻碼分配有相等功率，則嚴格地滿足此條件。否則，除負載很輕的系統，即在K＜＜G時之外，此條件以合理的程度成立。于是以下求解有悖于直覺，因為與條件在常規上“ 較佳”，即信號從背景中鮮明地突顯出來時相比，該求解在小的信噪比時更佳。
去除了對于時間的依賴性，對于濾波器矢量w的求解變成圖2中的等式4，其中σ是表示發射功率的常數，而R是來自等式3的相關矩陣。本領域技術人員將認識到，在均衡之后的估計數據表示為d(i)＝wHr(i)，其中r是等式2中的接收信號，而w相對緩慢地變化。已經觀察到如在等式5中所示，R在形式上是帶狀托普利茨(Toeplitz)矩陣，其中由等式6給定的單獨元素依賴于信道脈沖矢量h和一些常數。
本領域技術人員將認識到，針對先前問題(根據其它觀察到的參數來表達w)的對于w的分析求解要求對相關矩陣R求逆。求逆計算要求計算資源和時間。在移動電話手機中提供所需計算資源是困難的，就如同利用有限硬件資源足夠快速地執行計算以提供令人滿意的求解一樣困難。因此，本發明很好地適于使用在CDMA蜂窩系統內的移動手機的接收器中。
矩陣求逆的復雜度是LF3階，其中LF＝2F+1是濾波器長度。另外，矩陣求逆運算在固定點實施的經常情況下可能在數值上不穩定和不準確。
本發明的有利特征在于通過一種將矩陣求逆取代為傅立葉變換的處理來避免矩陣求逆。在本發明的優選實施例中，相關矩陣的求逆被兩個FFT(快速傅立葉變換)和一個逆FFT所取代。
如果LF＞2L，可以根據等式7與矩陣C相加將R轉換成輪換(circulant)矩陣S，其中C是在等式2中定義的上三角“拐角”矩陣。這一改變的目的在于利用每個輪換矩陣可以通過DFT(離散傅立葉變換)矩陣來對角化這一性質，即S＝DH(Λ)D，其中D在等式9中定義，而Λ是通過對S的第一列進行DFT而獲得的對角矩陣。
根據等式10定義V，本領域技術人員將認識到，對LF×LF矩陣R求逆的問題已經減化為對2L×2L矩陣J2L-VS-1VH求逆，其中J2L是2L×2L“交換”矩陣(在反對角上是一)。
另外，如果濾波器長度遠遠長于信道相關長度，即LF＞＞2L，則將兩個拐角與相關矩陣R相加不會顯著地改變矩陣的特征結構。因而，R的逆近似地等于S的逆。于是無需直接的矩陣求逆，因為可以利用一些FFT和IFF運算來獲得S的逆。
回到隔離所需信號的問題，該求解變成w＝S-1h＝DH(Λ)-1Dh，其中D和DH運算分別代表DFT和IDFT運算。作為又一簡化，DFT運算可以被計算更為簡易的FFT運算所取代。
信號識別處理然后變成根據接收信號來估計相關矩陣R；通過添加兩個拐角矩陣將R轉換成輪換矩陣S；進行FFT(s)，其中s是S的第一列，而且生成Λ；計算Dh＝Fft(h)和(Λ)-1Dh，以及變換回到時域，其中w＝DH(Λ)-1Dh＝1FFT((Λ)-1Dh)；將所得w施加到接收矢量r以計算所估計的碼片d。
量(Λ)-1Dh的元素也將稱為頻域濾波器抽頭。然后常規地處理所估計的碼片d以生成模擬語音信號(或者數據)。
由于濾波器對于N個碼片的塊而言是不變的，所以每個碼片的計算負荷被N正規化。作為說明，N可以是1024。每個碼片的總體復雜度然后變成(LF+(3LF/2N)log2LF)階，這與用于直接矩陣求逆方法的(LF+(1/N)LF3)階復雜度相比較更勝一籌。
現在參照圖1，示出了在蜂窩CDMA系統中的廣義接收器，作為說明是移動手機的框圖，其中天線105接收傳遞到信道估計器110和傳遞到均衡器120的輸入信號，該信道估計器為計算中所用的參數生成初始估計，而該均衡器代表了執行下述各種計算的電路。在這一算法中，根據任何便利的常規方法，比如在Louis Scharf、Addison Wesley的著作“Statistical Signal Processing(統計信號處理)”中說明的方法來執行估計相關矩陣元素的處理。可以在包括數字信號處理器芯片和/或通用設備如微處理器在內的專用設備中實現計算。可以在任何便利的介質如機器可讀的只讀存儲器芯片中存儲用于實現該處理的指令。
均衡器的功能在于部分地或者很大程度地對代表各種“信道”的單獨擴頻碼—一個代碼用于一個用戶—的正交性進行恢復。
在均衡器之后，如本領域技術人員所知的常規代碼相關器，比如在John Proakis、McGraw Hill的著作“Digital Communication(數字通信)”中示出的相關器分離出與攜帶有關注的數據的特定代碼相關聯的功率。常規的解交織器選擇特定的關注的數據。標記為音頻的方框150示意性地代表了將處理至此的數字信號轉換成模擬音頻的常規電路(或者在數據情況下將該數據傳遞到下一步驟)。為了便于表達權利要求，離開解交織器140的信號將被稱為輸出信號，而由方框150代表的處理(對數據塊進行求和、執行數字到模擬轉換、平滑、放大等)將被稱為處理所述輸出信號。
數值計算技術已經發現兩種計算技術用以提高所用逼近的準確度和結果的穩定性。通過添加與小的常數相乘的單位矩陣，將人為的噪聲本底添加到矩陣S，從而當矩陣的特征值在FFT中用作除數時防止了與小的數相除。這等效于假設噪聲比它實際上的要更壞。
此外，由于脈沖矢量h的長度是由信道分布(channel profile)所固定的常數，所以可以通過增加濾波器長度LF來提高逼近的準確度。這具有減少不準確度的效果，該不準確度是由在計算特征值時在拐角矩陣CL中執行加法而引入的。由于增加濾波器長度意味著較高的濾波器復雜度，所以在執行頻域計算時通過使用雙倍長度(2LF)矢量來提供較佳的折衷。在接收矢量中的初始碼片集被擴展到長度2LF。這一擴展的矢量被變換到傅立葉域并用于計算。在逆傅立葉變換之后，截短在兩側上的額外LF/2個抽頭而僅使用在中央的LF個抽頭。
多信道分集多信道分集接收是提高接收器性能的一種重要手段。分集接收的益處是雙重的第一，斷訊(outage)概率有所減少，因為所有分集支路經歷深度衰落的可能性較小；第二，附加的分集支路提供了可以用來增強SNR、抑制ISI和MAI等的額外信號維度。
多信道分集接收以多種形式進行表現。在這些形式之中，過采樣、多接收天線和天線極化是最為常用的。
這些方法的性能關鍵地依賴于不同分集支路之間的統計相關。一般而言，不同分集支路之間的相關越小，總體接收器性能就越佳。
在這一部分中，將基于FFT的線性均衡方法擴展到具有分集接收的單天線系統。以下處理沒有區分不同的分集方法，因為它們都共用同一數學形式。對此，令M表示分集支路的總數目(通常是2或者4)，而且通過用小的矢量hi代替先前討論的標量hi來擴展等式2的接收信號模型。
相關矩陣同樣是帶狀塊托普利茨矩陣，不同的是元素現在是小型矩陣，如等式11和12中所示。針對信號矢量w求解矩陣方程這一問題變得更為復雜，因為相關矩陣R現在是MLF×MLF，而且相應地更加難以直接求逆。
繼前一部分的過程之后是利用塊輪換矩陣S對塊托普利茨矩陣R進行逼近。為了對S求逆，引入根據等式13的循環移位矩陣P，其中I是單位矩陣。然后可以將S表示為等式14，其中符號表示克羅內克爾積(Kronecker product)，而E0--ELF-1形成矩陣S中的第一“塊”列。與先前討論相類似地進行下去，可以通過DFT P＝DHWD將P對角化，其中D是DFT矩陣，而W是形式為W＝diag(11WLF-1，...WLF-(LF-1))的對角，其中WLF＝ej(2ouLF)。在一些代入之后，S可以表達為等式15，其中表達式15-1表示逐個維度的IDFT，而表達式15-3表示逐個維度(dimension-wise)的DFT，意味著對M個分集維度中的每個維度施加DFT或者IDFT。中央表達式15-2是塊對角矩陣，該矩陣的對角塊是矩陣E0，...，ELF-1這一陣列的逐個元素的DFT，如等式16中所示，其中F是由等式17定義的M×M矩陣。因此S的逆由等式18給定。F的逆減化為LF個小型M×M矩陣的逆，因為F是塊對角的。
用于多維度傳輸的過程可以總結如下
1)根據接收信號來估計相關矩陣R；2)通過添加兩個“拐角”轉換成塊輪換矩陣S；3)對S的第一“塊”列進行“逐個元素的”FFT以及形成F，求逆并獲得F-1；4)計算h的“逐個維度的”FFT或者(DI)h和F-1(DI)h；5)計算F-1(DI)的“逐個維度的”IFFT以獲得加權矢量w＝(DHI)F-1(DI)h。
此算法涉及到對大小為MLF×1的矢量所進行的一個“逐個維度的”FFT和IFFT(等效于M個長度LF的FFT/IFFT)、對大小為M×M的矩陣所進行的一個“逐個元素的”FFT(等效于M2個長度LF的FFT)和LF個大小為M×M的矩陣求逆。與R的直接矩陣求逆高得多的(MLF)3階復雜度相比較，此算法的復雜度是(LFM3+(M2+2M)/2LFlog2LF)階。
多發射、多接收天線MIMO系統為實現無線通信系統的高頻譜效率提供了可能。
將MIMO配置應用于CDMA下行鏈路對接收器設計提出了重大挑戰，因為接收器必須應對碼片問干擾(ICI)和CCI以便實現可靠通信。本領域技術人員將認識到常規的LMMSE算法和卡爾曼濾波器算法二者可以擴展到MIMO系統。在文獻中也發現了試圖將非線性判決反饋干擾消隱與LMMSE均衡相組合。然而，這些算法直接地在接收信號處執行判決反饋，因此需要不切實際的假設所有現行沃爾什代碼在移動接收器處都是已知的以便重構所發射的碼片序列。
考慮如圖3中所示的M個發射天線、N個接收天線的MIMOCDMA系統。輸入數據在線路302上進入并在單元310中從串行轉換成并行。已經假設相當簡易的“串行到并行拆分”發射多路復用以便使得接收器解決方案對于所有可能的MIMO發射多路復用方法都是足夠通用的。調制的符號流在通過M個發射天線315進行發射之前在發射器處的單元310-1至130-M中被拆分成M個子流。
輸入天線325拾取由檢測器330-1檢測和由單元350處理的信號。
如圖4中所示，在第m個發射天線處的信號模型給定如下，假設在系統中有K個現行沃爾什代碼dm(i)=c(i)Σk-1kΣmakak_m(j)sk(i-jG)---(1)]]>其中i、j、m和k是碼片、符號、發射天線和擴頻碼的索引。基站擾頻代碼表示為c(i)。同時，ak表示分配給擴頻碼k的功率(對于所有天線都相同)，ak，m是在天線m處用于擴頻碼k的信息符號序列，而sk是第k擴頻碼。需要說明的是，在這一模型中已經隱含地假設針對所有發射天線都使用同一沃爾什代碼集。
發射信號傳播經過表示為H0，…HL的MIMO多徑衰落信道，其中每個矩陣Hl具有NΔ×M的維度，其中Δ表示每個碼片的采樣數目。因此，在針對第i碼片間隔堆疊通過所有接收天線接收的采樣之后，在接收天線處的信號模型通過以下等式來給定。
yi=Σi=0lHldi-1+ni---(2)]]>需要說明的是，yi=[yi,1T,...,yi,NT]T]]>具有NΔ的長度，而每個小的矢量yi，n包括在第i個碼片間隔之內的所有時間采樣。同時，L是信道存儲器長度，di-1＝[d1(i-1)，...，dM(i-1)]T是在時刻i-l發射的碼片矢量，而ni是(NΔ)×1維度的白高斯噪聲矢量，其中ni□N(0，σ2I)。需要說明的是，σ2表示噪聲方差，而I是單位矩陣。另外，為了便于對LMMSE接收器的討論，堆疊2F+1個接收矢量的塊yi+Fi-F＝Hdi+F1-F-L+ni+Fi-F(3)其中2F+1表示LMMSE均衡濾波器的長度，以及yi+Fi-F=[yi+FT,...,yi-FT]T,((2F+1)NΔ×1)]]>ni+Fi-F=[ni+FT,...,ni-FT]T,((2F+1)NΔ×1)]]>di+Fi-F-L=[di+FT,...,di-F-LT]T((2F+L+1)M×1).]]> 其中矩陣的維度緊鄰于它們來給定。需要說明的是，為了保持記法更為直觀，保持了“塊”級的下標。例如，yi+Fi-F是包含塊yi+F，...，yi-F的矢量，其中每個塊是大小為NΔ×1的矢量。
在圖4中示出了具有碼片級均衡器的MIMO接收器的框圖。在天線405-1至405-N上接收信號。信道估計器410類似于圖1中的估計器110進行工作，并且為多個信道估計參數。碼片級均衡器420根據來自估計器的輸入對原始數據進行處理，此后部分地重新設置沃爾什代碼的正交性。解擾頻器430檢測來自每個與所需擴頻碼相關的發射天線的所需符號。需要說明的是，解擾頻處理也包含于代碼相關器430中。最后，單元440執行解交織和解碼的功能。
所有這些塊對于來自N個接收天線的N個輸入信號進行操作。例如，圖中的信號線路代表了并行地承載信號的線路集。
定義了誤差矢量z＝di-WNyi+F；i-F和誤差協方差矩陣Ru＝E[zzH]，MIMOLMMSE碼片級均衡器W是以下問題的求解Wopt=argminwTrace(Ru)=argminwE||d1-Wnyi+F,i-F||2,---(6)]]>其優化解給定如下Wopt=σd2R-1Hw---(7)]]>其中R=E[yi+Fi-Fyi+Fi-FH]]]>是接收信號的相關矩陣，σd2是發射碼片功率。
同時，雖然H對于給定的信道實現而言是固定的而且不是符號索引的函數，但是這里在矩陣矢量積的擴展中使用了記法Hi+Fi-L，Hw和Hi-Fi-F-L來代表與di+Fi+L，di和di-Fi-F-L相關聯的H的子矩陣Hdi-Fi-F=0[Hi+Fi+LHwHi-Fi-F-L]di+Fi-Ldidi-Fi-F-L]]>=Hi+Fi-Ldi-Fi+L+Hwdi+Hi-Fi-Ldi+Fi-L---(10)]]>MIMO LMMSE解決方案涉及到具有復雜度O((LFNΔ)3)的對接收信號R的相關矩陣的求逆，其中LF＝(2F+1)是濾波器的時間長度。此復雜度隨著濾波器長度增加而快速地增長，導致直接的LMMSE方法不切實際，尤其對于要求濾波器頻繁更新的快速衰落信道情形而言更是如此。為了減少LMMSE算法的復雜度，在原情況中提出過基于FFT的方法以便在SISO/SIMO LMMSE均衡中避免直接的矩陣求逆。這里表明這一基于FFT的低復雜度方式可以擴展到所關注的MIMO系統，而且將整個算法命名為MIMO LMMSE-FFT。
先針對所關注的準平穩接收信號說明如下，相關矩陣采用如下塊托普利茨結構 其中在白噪聲情況下，每個El是通過下式來給定的小型NΔ×NΔ矩陣El=σd2Σi=0lHiHi,lH+δσiσd2I,l=0,...,L]]>再次關注于求解W=σd2R-1Hw.]]>需要說明的是，R是(LFNΔ)×(LFNΔ)矩陣。雖然這種大型矩陣的直接求逆是困難的，但是表明利用輪換逼近和借助于FFT運算，能夠將(LFNΔ)×(LFNΔ)矩陣求逆這一復雜的問題減化成對大小為NΔ×NΔ的LF個小型矩陣求逆這一簡易得多的問題。
遵循與針對SISO情況的過程相類似的過程，可以通過塊輪換矩陣S對塊托普利茨矩陣R進行逼近。另外，為了對S求逆，定義了大小為LF×LF的循環移位矩陣PP=0110---(12)]]>其中I是單位矩陣。利用這一定義，可以表明S采納了如下多項式表示S=I⊗E0+P⊗El+...+PLF-1⊗ELF-1---(13)]]>需要說明的是，符號表示克羅內克爾積，而E0，...，ELF-1形成矩陣S中的第一“塊”列。由于P是輪換矩陣，所以已知P采納了如下對角化形式P＝DHUD(14)其中D是DFT矩陣，而U是對角矩陣。另外，對于這一特別情況而言，可以表明U=diog(1,ULF-1,...,ULF-(LF-1)),]]>其中ULF=ej(2lf1-p).]]>將(14)代入(13)，得到
S=Σi=0LF-1(DHUD)l⊗Ei]]>Σi=0LF-1(DHUiD)⊗Ei]]>=(DH⊗I)(Σi=0LF-1Ui⊗Ei)(D⊗I)---(15)]]>需要說明的是，已經運用了恒等式(AB)(DG)＝(AD)(BG)。在(15)中，DI和DHI分別定義了逐個維度的DFT和IDFT，意味著對M個分集維度中的每個維度施加DFT或者IDFT。另一方面，∑i=0LF-1UiE1是塊對角矩陣，該矩陣的對角塊是矩陣E0，...，ELF-1這一陣列的逐個元素的DFT。或者在數學上 其中Fk(k＝0，...LF-1)是定義如下的NΔ×NΔ矩陣Fk=Σi=0Lf-1U-1k⊗Ei,k=0,...,LF-1---(17)]]>最后，S的逆矩陣給定如下S-1＝(DHI)F-1(DI) (18)其中借助了恒等式(NM)-1＝N-1M-1。需要說明的是，在這一情況下F的逆矩陣減縮成LF個小型NΔ×NΔ矩陣的逆矩陣，因為它是塊對角矩陣。最后，優化的濾波器矩陣Wopt給定如下Wopt=σd2R-1HH]]>≈σd2S-1HH]]>=σd2(DH⊗I)F-1(D⊗I)Hw.---(19)]]>用于多信道系統的整個濾波器設計算法可以在圖7中總結如下根據接收信號估計相關矩陣R。
通過添加兩個“拐角”轉換成塊輪換矩陣S。
對S的第一“ 塊”列進行逐個元素的FFT以及形成F，求逆并獲得F-1。
計算HLi的“ 逐個維度的”FFT或者(DI)HLi以及進而F-1(DI)HLi。
最后，計算F-1(DI)HLi的“逐個維度的”IFFT以獲得加權矢量
W=σd2(DH⊗I)F-1(D⊗I)Hw.]]>上述算法涉及到對大小為NΔLF×1的矢量所進行的一個“逐個維度的”FFT和IFFT(等效于NΔ個長度LF的FFT/IFFT)、對大小為NΔ×NΔ的矩陣所進行的一個“逐個元素的”FFT(等效于(NΔ)2個長度LF的FFT)和LF個大小為NΔ×NΔ的矩陣求逆。與R的直接矩陣求逆高得多的O((NΔLF)3)階復雜度相比較，此算法的復雜度是O(LF(NΔ)3+(NΔ)2-2(NΔ)2LFlog2LF)]]>階。
MIMO結果的仿真
雖然已經關于有限數目的實施例描述了本發明，但是本領域技術人員將認識到，可以在所附權利要求的精神和范圍之內構造其它實施例。
權利要求
1.一種接收MIMO CDMA信號的方法，包括以下步驟在(M個)輸入天線的集上接收包含目標信號的擴展頻譜接收信號，以及對所述M個接收信號施加信道均衡處理以生成M個均衡信號，其中M至少為一，其中所述施加均衡處理的步驟包括以下步驟估計所述接收信號的信道相關矩陣R；將R轉換成塊輪換矩陣S；進行S中的第一列的傅立葉變換(FT)以及形成對角矩陣F；進行M個信道脈沖矢量的FT并且乘以矩陣F的逆矩陣以生成頻域濾波器抽頭；以及進行所述頻域濾波器抽頭的逆FT以生成被施加到所述M個接收信號的濾波器加權從而生成所述M個均衡信號。
2.根據權利要求1所述的方法，其中所述FT是DFT。
3.根據權利要求1所述的方法，其中所述FT是FFT(快速傅立葉變換)。
4.根據權利要求1所述的方法，還包括以下步驟將常數添加到所述塊輪換矩陣的對角元素。
5.根據權利要求2所述的方法，還包括以下步驟將常數添加到所述塊輪換矩陣的對角元素。
6.根據權利要求3所述的方法，還包括以下步驟將常數添加到所述塊輪換矩陣的對角元素。
7.根據權利要求1所述的方法，其中所述M個接收信號中的每個接收信號的形式是NΔLFΔ個元素的矢量，其中N是接收天線的數目，而Δ是每個碼片的采樣數目，以及還包括以下步驟利用2NΔLFΔ個元素的對應矢量在頻域中執行計算，此后通過去除前NΔLF/2個和后NΔLF/2個元素來截短時域中的變換矢量。
8.根據權利要求2所述的方法，其中所述M個接收信號中的每個接收信號的形式是NΔLFΔ個元素的矢量，其中N是接收天線的數目，而Δ是每個碼片的采樣數目，以及還包括以下步驟利用2NΔLFΔ個元素的對應矢量在頻域中執行計算，此后通過去除前NΔLF/2個和后NΔLF/2個元素來截短時域中的變換矢量。
9.根據權利要求3所述的方法，其中所述M個接收信號中的每個接收信號的形式是NΔLFΔ個元素的矢量，其中N是接收天線的數目，而Δ是每個碼片的采樣數目，以及還包括以下步驟利用2NΔLFΔ個元素的對應矢量在頻域中執行計算，此后通過去除前NΔLF/2個和后NΔLF/2個元素來截短時域中的變換矢量。
10.根據權利要求4所述的方法，其中所述M個接收信號中的每個接收信號的形式是NΔLFΔ個元素的矢量，其中N是接收天線的數目，而Δ是每個碼片的采樣數目，以及還包括以下步驟利用2NΔLFΔ個元素的對應矢量在頻域中執行計算，此后通過去除前NΔLF/2個和后NΔLF/2個元素來截短時域中的變換矢量。
11.根據權利要求5所述的方法，其中所述M個接收信號中的每個接收信號的形式是NΔLFΔ個元素的矢量，其中N是接收天線的數目，而Δ是每個碼片的采樣數目，以及還包括以下步驟利用2NΔLFΔ個元素的對應矢量在頻域中執行計算，此后通過去除前NΔLF/2個和后NΔLF/2個元素來截短時域中的變換矢量。
12.根據權利要求6所述的方法，其中所述M個接收信號中的每個接收信號的形式是NΔLFΔ個元素的矢量，其中N是接收天線的數目，而Δ是每個碼片的采樣數目，以及還包括以下步驟利用2NΔLFΔ個元素的對應矢量在頻域中執行計算，此后通過去除前NΔLF/2個和后NΔLF/2個元素來截短時域中的變換矢量。
13.一種響應于M個信道在多信道裝置中接收MIMO CDMA信號的方法，包括以下步驟在M個輸入天線的集上接收包含目標信號的擴展頻譜信號以及對所述M個接收信號施加信道均衡處理以生成均衡信號，其中M至少為一；對所述均衡信號執行代碼相關操作以生成代表所述目標信號的輸出信號；以及處理所述輸出信號，其中所述施加均衡處理的步驟包括以下步驟估計所述接收信號的信道相關矩陣R，其中R具有的形式是帶狀塊托普利茨矩陣，該帶狀塊托普利茨矩陣包括維度為M×M的子矩陣的集；將R轉換成具有克羅內克爾積的多項式表示的塊輪換矩陣S；進行S中的第一塊列的逐個元素的傅立葉變換FT以及形成塊對角矩陣F；進行信道脈沖矢量的逐個維度的FT并且乘以F的逆矩陣以生成頻域濾波器抽頭；以及進行所述頻域濾波器抽頭的逆FT以生成被施加到所述M個接收信號的濾波器加權從而生成所述M個均衡信號。
14.根據權利要求13所述的方法，其中所述FT是DFT。
15.根據權利要求13所述的方法，其中所述FT是FFT。
16.根據權利要求13所述的方法，還包括以下步驟將常數添加到所述塊輪換矩陣的對角元素。
17.根據權利要求14所述的方法，還包括以下步驟將常數添加到所述塊輪換矩陣的對角元素。
18.根據權利要求15所述的方法，還包括以下步驟將常數添加到所述塊輪換矩陣的對角元素。
19.根據權利要求13所述的方法，其中所述M個接收信號中的每個接收信號的形式是NΔLFΔ個元素的矢量，其中N是接收天線的數目，而Δ是每個碼片的采樣數目，以及還包括以下步驟利用2NΔLFΔ個元素的對應矢量在頻域中執行計算，此后通過去除前NΔLF/2個和后NΔLF/2個元素來截短時域中的變換矢量。
20.根據權利要求14所述的方法，其中所述M個接收信號中的每個接收信號的形式是NΔLFΔ個元素的矢量，其中N是接收天線的數目，而Δ是每個碼片的采樣數目，以及還包括以下步驟利用2NΔLFΔ個元素的對應矢量在頻域中執行計算，此后通過去除前NΔLF/2個和后NΔLF/2個元素來截短時域中的變換矢量。
21.根據權利要求16所述的方法，其中所述M個接收信號中的每個接收信號的形式是NΔLFΔ個元素的矢量，其中N是接收天線的數目，而Δ是每個碼片的采樣數目，以及還包括以下步驟利用2NΔLFΔ個元素的對應矢量在頻域中執行計算，此后通過去除前NΔLF/2個和后NΔLF/2個元素來截短時域中的變換矢量。
22.根據權利要求17所述的方法，其中所述M個接收信號中的每個接收信號的形式是NΔLFΔ個元素的矢量，其中N是接收天線的數目，而Δ是每個碼片的采樣數目，以及還包括以下步驟利用2NΔLFΔ個元素的對應矢量在頻域中執行計算，此后通過去除前NΔLF/2個和后NΔLF/2個元素來截短時域中的變換矢量。
23.根據權利要求18所述的方法，其中所述M個接收信號中的每個接收信號的形式是NΔLFΔ個元素的矢量，其中N是接收天線的數目，而Δ是每個碼片的采樣數目，以及還包括以下步驟利用2NΔLFΔ個元素的對應矢量在頻域中執行計算，此后通過去除前NΔLF/2個和后NΔLF/2個元素來截短時域中的變換矢量。
24.根據權利要求19所述的方法，其中所述M個接收信號中的每個接收信號的形式是NΔLFΔ個元素的矢量，其中N是接收天線的數目，而Δ是每個碼片的采樣數目，以及還包括以下步驟利用2NΔLFΔ個元素的對應矢量在頻域中執行計算，此后通過去除前NΔLF/2個和后NΔLF/2個元素來截短時域中的變換矢量。
25.一種用于接收MIMO CDMA信號的系統，包括用于在M個輸入天線的集上接收包含目標信號的擴展頻譜信號以及對所述M個接收信號施加信道均衡處理以生成M個均衡信號的裝置，其中M至少為一；用于對所述M個均衡信號執行代碼相關操作以生成代表所述目標信號的輸出信號的裝置；以及用于處理所述輸出信號的裝置，其中所述用于施加均衡處理的裝置包括用于執行以下步驟的裝置估計所述接收信號的信道相關矩陣R；將R轉換成塊輪換矩陣S；進行S中的第一列的傅立葉變換(FT)以及形成對角矩陣F；進行信道脈沖矢量的FT并且乘以F的逆矩陣以生成頻域濾波器抽頭；以及進行所述頻域濾波器抽頭的逆FT以生成被施加到所述M個接收信號的濾波器加權從而生成所述M個均衡信號。
26.根據權利要求25所述的系統，還包括用于執行以下步驟的裝置將常數添加到所述塊輪換矩陣的對角元素。
27.根據權利要求26所述的系統，其中所述M個接收信號中的每個接收信號的形式是NΔLFΔ個元素的矢量，其中N是接收天線的數目，而Δ是每個碼片的采樣數目，以及還包括以下步驟利用2NΔLFΔ個元素的對應矢量在頻域中執行計算，此后通過去除前NΔLF/2個和后NΔLF/2個元素來截短時域中的變換矢量。
28.一種用于響應于M個信道在多信道裝置中接收具有M個發射信號的MIMO CDMA信號的系統，包括用于在M個輸入天線的集上接收包含目標信號的擴展頻譜信號以及對所述M個發射和接收信號施加信道均衡處理以生成M個均衡信號的裝置，其中M至少為一；用于對所述均衡信號執行代碼相關操作以生成代表所述目標信號的輸出信號的裝置；以及用于處理所述輸出信號的裝置，其中所述用于施加均衡處理的裝置包括用于執行以下步驟的裝置估計所述接收信號的信道相關矩陣R，其中R具有的形式是帶狀塊托普利茨矩陣，該帶狀塊托普利茨矩陣包括維度為M×M的子矩陣的集；將R轉換成具有克羅內克爾積的多項式表示的塊輪換矩陣S；進行S中的第一塊列的逐個元素的傅立葉變換FT以及形成塊對角矩陣F；進行M個信道脈沖矢量的逐個維度的FT并且乘以F的逆矩陣以生成頻域濾波器抽頭；以及進行所述頻域濾波器抽頭的逆FT以生成被施加到所述M個接收信號的濾波器加權從而生成所述M個均衡信號。
29.根據權利要求28所述的系統，還包括用于執行以下步驟的裝置將常數添加到所述塊輪換矩陣的對角元素。
30.根據權利要求29所述的系統，其中所述M個接收信號中的每個接收信號的形式是NΔLFΔ個元素的矢量，其中N是接收天線的數目，而Δ是每個碼片的采樣數目，以及還包括以下步驟利用2NΔLFΔ個元素的對應矢量在頻域中執行計算，此后通過去除前NΔLF/2個和后NΔLF/2個元素來截短時域中的變換矢量。
31.一種機器可讀指令的程序，有形地實施于程序存儲介質上而且可由計算機處理器執行用以執行如下動作，所述動作用于對在M個天線處接收的M個擴展頻譜信號施加信道均衡處理以生成M個均衡信號，所述動作包括估計所述接收信號的信道相關矩陣R；針對所述M個信號中的每個信號，將R轉換成塊輪換矩陣S；進行S中的第一列的FT以及形成對角矩陣Δ；進行信道脈沖矢量的FT并且乘以Δ的逆矩陣以生成頻域濾波器抽頭；以及進行所述頻域濾波器抽頭的逆FT以生成被施加到所述M個發射信號的濾波器加權從而生成所述M個均衡信號。
32.根據權利要求31所述的程序，其中所述動作還包括將常數添加到所述塊輪換矩陣的對角元素。
33.根據權利要求29所述的程序，其中所述M個擴頻信號中的每個擴頻信號的形式是NΔLFΔ個元素的矢量，其中N是接收天線的數目，而Δ是每個碼片的采樣數目，以及還包括以下步驟利用2NΔLFΔ個元素的對應矢量在頻域中執行計算，此后通過去除前NΔLF/2個和后NΔLF/2個元素來截短時域中的變換矢量。
34.一種用于接收CDMA信號的制造產品，包括M個接收天線，用于接收包含目標信號的擴展頻譜信號；計算機和計算機可讀介質，用于對所述接收信號施加信道均衡處理以生成均衡信號；其中所述均衡處理包括估計所述接收信號的信道相關矩陣R，其中R具有的形式是帶狀塊托普利茨矩陣，該帶狀塊托普利茨矩陣包括維度為M×M的子矩陣的集；對于在M個天線處接收的每個目標信號，將R轉換成具有克羅內克爾積的多項式表示的塊輪換矩陣S；進行S中的第一塊列的逐個元素的FT并且求逆以形成塊對角矩陣F；進行信道脈沖矢量的逐個維度的FT并且乘以取逆的塊對角矩陣F-1以生成頻域濾波器抽頭；以及進行所述頻域濾波器抽頭的逆FT以生成被施加到所述接收信號的濾波器加權從而生成所述均衡信號。
35.根據權利要求34所述的制造產品，其中所述均衡處理還包括將常數添加到所述塊輪換矩陣的對角元素。
36.根據權利要求35所述的制造產品，其中所述接收信號的形式是LF個元素的矢量，其中所述均衡處理還包括利用2LF個元素的對應矢量在頻域中執行計算，此后通過去除前(LF/2)個和后(LF/2)個元素來截短時域中的變換矢量。
全文摘要
在接收下行鏈路MIMO CDMA信號時，接收單元執行一種線性均衡的簡化處理，該處理消除了對相關矩陣求逆的需要。通過由FFT運算所對角化的輪換矩陣將相關矩陣逼近到良好程度，由此以具有公式(I)復雜度的兩個FFT和一個IFFT取代具有O(L
文檔編號H04L25/03GK1989750SQ200580024683
公開日2007年6月27日 申請日期2005年5月24日 優先權日2004年6月4日
發明者張建中, 吉里德哈·曼德亞姆, 郭遠斌 申請人:諾基亞公司