專利名稱：具有低成本高性能本振架構的變頻中繼器的制作方法
技術領域：
本發明主要涉及無線網絡，尤其涉及變頻中繼器中的本振(LO)架構。特別地，當在一個系統中實施該種中繼器，所述系統在集成電路中實施包括LO電路在內的該中繼器的多數或所有元件，必須進行實際的考慮。而集成電路中接收信道與發送信道之間的片內(on-chip)隔離度是一種重要的實際考慮。
背景技術：
大多數的變頻中繼器中，發送信號路徑與接收信號路徑之間的隔離是主要需考慮的事項。特別地，信號輸入級且甚至是輔助電路輸入級，如LO級，對任何帶內信號能量敏感，因此，應理解來自非預期輸入信號的信號能量可導致如干擾(interference)或“干擾(jamming)”的信號異常。例如，若允許該用于下變頻的LO泄漏入上變頻器的LO輸入中，將發送一個信號圖像(signalimage)而在該接收機中產生干擾效應。此外，若允許該發送路徑中用于上變頻的LO泄漏入該接收機下變頻器中，該所發送信號將被下變頻至接收頻帶，并且亦產生干擾效應。
對來自LO電路的信號能量進行交叉耦合的最常見方法是利用高品質因數(high-Q)諧振電路、調諧為在特定頻率諧振的LC電路。由于該發送LO與接收LO之間典型地需要80dB的隔離，并且，就實踐而言，由于基本上認為在單個半導體片上的該兩個諧振電路之間不可能有80dB的隔離，那么用于發送路徑的LO電路與用于接收路徑的LO電路必須為不同頻率。足夠使信號能量耦合至LO級的第二泄漏路徑是通過片基底的泄漏。盡管該通過基底耦合的信號能量與通過諧振電路耦合的信號能量相比，其級別典型地要小得多，但在相同基底上的不同LO電路之間達成80dB的隔離仍然是困難的。
寬帶相位噪聲是另一種形式的導致接收機靈敏度降低的信號異常。在具有例如8dB的噪聲系數的典型系統中，其結果系統本底噪聲可為-166dBc/Hz。因此，若該系統中的LO的寬帶相位噪聲為高于該本底噪聲的-150dBc/Hz，在該寬帶相位噪聲通過該上變頻器的時候，會將該相位噪聲加入該已上變頻信號中。此外，若與該LO相關的混頻器的輸出為-10dBm，輸入到功率放大器(PA)的總相位噪聲約為-160dBm/Hz。該PA典型地具有含6dB噪聲系數的25dB的增益，使該噪聲電平提高至約-135dBm/Hz。假設有30dB的接收機至發送機隔離，該系統輸入處的結果泄漏噪聲應為-165dBm/Hz。應理解，由于該LO信號與該已上變頻信號典型地為非相干，因此他們并不直接相加。如上所述的165dBm/Hz的結果泄漏噪聲導致的靈敏度降低約為1-1.5dB。因此，在有大于例如10MHz的LO頻偏的情況下，高于-150dBm/Hz的LO寬帶噪聲電平會導致1比1的接收機靈敏度減低。換言之，例如對于-149dBm/Hz的噪聲電平導致系統靈敏度降低2dB，對于-148dBm/Hz的噪聲電平導致系統靈敏度降低3dB，以此類推。
牽引是另一個與任何開關LO架構相關的問題。牽引涉及由輸出阻抗變化而引起的LO的不穩定。LO牽引會導致該與LO進行混頻的信號中斷直至該LO頻率回復穩定。應理解，與LO牽引相關的時間量是阻抗變化量與回路帶寬的函數。某些情況下，例如在802.11信號情況下，由于該802.11(g)信號的前導碼(preamble)非常短，典型的為8μs長，即使是少量的牽引也是不可接收的。由此，示范LO電路需要在1μs之內穩定的LO以防止喪失信號鎖定功能或類似情況。
上文所列且所合并的第10/529,037號美國專利申請揭露了利用變頻進行中繼器隔離的實例。然而應注意的是，為了保證健壯而有效的運行，變頻中繼器必須能夠快速檢測信號的存在，且必須在其進行中繼的環境中，通過對信號能量(包括來自振蕩器及類似者的能量)進行充分隔離來協同運行，從而有效地對發送進行中繼。
發明內容
因此，在各種示范實施例及代替示范實施例中，本發明提供一種變頻中繼器中的本振(LO)架構，該中繼器配置為擴展如WLAN的無線環境中的覆蓋范圍，且廣義地說，擴展包括基于IEEE802.11b/g的系統在內的任何TDD(時分雙工)系統。該示范變頻中繼器使用信號檢測及隔離并且在如基于802.11的系統之類的TDD系統中執行。
將下文所附圖示及詳細說明共同合并在此且構成本說明書的一部分以進一步說明各種實施例并且解釋多種根據本發明的原理及優點，該些圖示中，相同的標號指代各獨立圖示中的相同或功能類似的元件。
圖1為說明變頻中繼器范例的元件的方塊圖；圖2為說明本發明的本振(LO)電路的一實施例的詳細示意圖；圖3為說明根據本發明的本振(LO)電路的另一實施例的詳細示意圖；圖4為說明根據本發明的本振(LO)電路的再一實施例的詳細示意圖。
具體實施例方式
參考圖1以更好地理解中繼器范例的基本元件。圖1示出了變頻中繼器范例主要元件的簡化圖，其包括帶有第一天線111及第二天線112的RF模塊110。RF模塊110通過線路113、114、115及116雙向耦合至具有調制解調器121的基帶模塊120。應理解，可為信標(beacon)調制解調器或類似者的調制解調器121對于信標恢復及處理，需要用于解調的采樣時鐘以及用于調制的頻率載波。應注意，根據各實施例，需要兩頻道的同時解調。因此，所允許中頻(IF)頻率以及所需的時鐘與LO頻率的數量是有限的。表1列出了一組根據各種實施例的用于IF及采樣時鐘的所允許頻率。應理解，載波頻率或用于調制的頻率可從表1的IF頻率中選擇。可在任何該示范中繼器所支持的信道中執行調制。
表1
該中繼器范例亦包括處理器130，該處理器通過數據鏈路，如數據總線123，連接至基帶模塊120，并且該中繼器亦可有模擬控制連接122，其可為一系列的模擬連接。基帶模塊120以簡略形式示出，且將在后文更詳細地描述。然而應理解的是，示范實施例中，必須在1μs之內穩定任何自動增益控制(AGC)及LO不穩定性。設回路帶寬為100KHz，若該LO通過100KHz或1個回路帶寬牽引，則需要10μs來將該LO牽引入鎖定。由于10μs超出了穩定要求，必須通過加寬回路帶寬或限制牽引度來將其降低。然而，大幅度加寬帶寬需更復雜的鎖相回路(PPL)電路。因此，實際的解決方案是將牽引限制在1KHz以下，或者參考LO頻率2802MHz，在1KHz/2802MHz＝0.356ppm以下。
應理解，該中繼器范例可包括各種元件，如用于發送信號濾波的基準振蕩器帶通濾波器、用于選擇發送信道的信道選擇開關、高通濾波器及低通濾波器。可在專用集成電路(ASIC)中獨立實施的RF模塊110可通過發送開關將發送信號路選(route)至兩個發送天線之一。該發送信號可在信道選擇開關處從發送信道(如TX_A或TX_B)中的一個來選擇，并且將該發送信號輸入到功率放大器(PA)，然后再輸入到功率檢測器。應理解，可采用功率調節來達成精細的功率控制。
檢測期間，信道A與信道B兩者俱配置為通過FET(場效應管)混頻器、LNA(低噪聲放大器)以及包括表面聲波(SAW)濾波器、LNA、SAW濾波器、分離器及對數放大器的下變頻器來對信號進行路選。可從信道A與信道B中抽取存在的數字信號且將該些數字信號輸入數字解調器(詳述于下文)，并且該些數字信號將通過信標封包、控制封包及類似者用于執行網絡控制及類似者。
可通過下文詳述的可調頻率合成器來執行上變頻及下變頻。應注意，該可調合成器或可調本振(LOs)的頻率輸出可經由緩存器輸出至用于上變頻及下變頻的混頻器，或者直接耦合亦可。在使用緩存器的情況下，該緩存器為可開關的或者一直處于開狀態，然而根據本文所述的實施例，應一直致能該些緩存器來減少，如下文所詳細描述的開關瞬態對中繼器性能的不利影響。
應理解，數字信號亦可由數字調制器電路來調制且將其通過一連串的開關輸出至發送流。該數字調制器電路可包括例如3階的濾波器、用于I及Q數據濾波的巴特沃思(Butterworth)型低通濾波器、用于將I及Q數據與相應于該信道頻率的時鐘頻率進行混頻的混頻器、變增益控制及類似者。可通過設定開關來抑制該調制器的輸出。在該檢測側，可關閉與該發送信道相對的信道，而達成對該所發送信號的高度隔離。應注意，通過將用于上變頻的LO與用于下變頻的LO設置為相對而完成頻率變換。
如所述的，本領域的一般技術人員應理解該數字解調器及數字調制器可以用來接收及發送信標、探測響應及XOS封包。此外，可使用處理器或序列器來控制該中繼器范例的多種工作模式以及來使得該接收機范例可將數據發送至其它中繼器，或者可以運行網絡管理操作系統的接入點(APs)，該操作系統例如為eXperimental操作系統、Xylan操作系統、eXtreme操作系統(XOS)或類似者。
參見圖2、圖3及圖4，示出了若干個使用兩個可調LO及一個固定LO的LO架構范例。所有該些架構使用至少兩個不同的IF頻率，且某些情況下使用三個。一些架構使用偏移本振方法，而其它架構使用高邊(high side)/低邊(lowside)方法來獲得LO隔離。以接收機側的相位噪聲為代價可對發送側作相位噪聲優化，或者同時在發送及接收級作相位噪聲優化。每一架構具有的復雜度有所變化。
應注意，根據各種示范實施例，需要有低速天線分集。低速天線分集涉及在初始系統配置期間進行天線選擇，以及從一封包發送到下一封包發送期間內保持該天線配置。通過利用連接至一天線的一下變頻器來搜索所有信道上的信標，然后使用連接至相對天線的另一下變頻器來再次執行該搜索，從而實現低速分集配置。所有架構范例應支持低速天線分集。
參見圖2，示出了LO電路范例210，如前所述，本領域一般技術人員應理解，其具體可以是適用于在此所述所有LO電路的一個射頻專用集成電路(RFASIC)或者是一個ASIC內的單元或模塊或者類似者。LO電路范例210的一個優點是具有例如單級上變頻器的架構相對簡單。LO電路210的缺點是需要80dB的TX至RX隔離，以及不良的RX相位噪聲性能，TX側的潛在牽引問題。
圖3示出了一個LO電路范例310。LO電路310的一個優點是其不需要80dB的LO隔離。由于包括兩級的上變頻增加了復雜性、使用三個不同的IF頻率而需要有三個不同的SAW濾波器、不良的RX相位噪聲以及TX側的潛在牽引問題是為LO電路310的缺點。
圖4示出了LO電路410范例。LO電路410的優點是其不需要80dB的LO隔離、架構相對簡單，且TX與RX相位噪聲性能良好。LO電路410的缺點是兩級的上變頻增加了復雜性，且TX與RX側有潛在的牽引問題。
鑒于上述優點及缺點，可構建如表2的表格，根據諸如LO隔離、相位噪聲、牽引及復雜性的特性對每一LO電路210、310及410進行定級。
表2觀察表2中的等級后，可根據量度等級的總和給每一電路“打分”。由此，LO電路210的分數為12，LO電路310的分數為12，而LO電路410的分數為15。因此，LO電路410分數最高且很可能提供有效結果，盡管LO電路210與LO電路310可以用來滿足各種考慮到成本及/或性能進行權衡交換的因素。使用電路410時，可利用雜波(spur)分析來校驗沒有音頻(tone)落入信道并干擾(jam)該接收機，該雜波信號分析為本領域所常見，其使用能夠生成多至5階諧波的元件。此外，為了適當地進行測試，亦應注意，需要對該IF電路鏈中的元件進行適當的控制，從而在使用該相對信道時，增益減少，選擇放大器被禁能，且有源IF上變頻器被禁能。
再參見圖2，LO電路210可配置為便于從2412MHz的信道1中繼至2472MHz的信道13。因此，可分別從信道1與信道13接收來自RF模塊范例(如RF模塊110)的信號輸入211與212。可將信號輸入211與212分別輸入混頻器213與214來與LO來源邊帶信號進行混頻。本實施例中，將輸入信號210指定為接收；由此，應理解其將在混頻器213與用于下變頻的1950MHz信號進行混頻。該下變頻信號是通過將1818MHz至2010MHz區間內可調的LO1220生成的1818MHz信號在單邊帶(SSB)混頻器的上邊帶部分229中進行混頻而生成的，然后該下變頻信號從可選擇地被致能的緩存器231輸出。應理解，若選擇信道13作為下變頻，1878MHz下變頻信號是通過將1818MHz至2010MHz區間內可調的LO1 222所生成的2010MHz信號在該SSB混頻器范例的下邊帶部分230中進行混頻而生成的，然后該下變頻信號從可選擇地被致能的緩存器232(本實例中禁能)輸出。
一旦下變頻完成，可將信號211傳至信標解調器215，在該信標解調器215處使用264MHz數字時鐘頻率從該輸入信號211中抽取信標信號、封包或類似者。應理解，如前所述，該數字解調器耦合至處理器、序列器、控制器或類似者，例如數字解調器與序列器連接。在該發送側，可使用信標調制器217將網絡控制或信令信息與該輸出信號混合。以分頻器223、224及225對1056MHz的固定LO 221進行分頻而生成132MHz信號來驅動調制器217。可進一步使用分頻器226來分頻該132MHz信號而生成66MHz信號，該66MHz信號在混頻器227與從緩存器228(已致能)輸出的528MHz信號進行混頻而生成426MHz信號。可在開關216處將該已調制的輸出信號注入該信號路徑，該開關216通常配置為使信標調制器217從電路中斷開。
該已下變頻信號可與該輸出混頻器217耦合，并且可使用開關201將該信號切換至信道13，該開關201可為例如在片外的GaAs開關。應理解，可將混頻器217耦合至已致能而提供從LO2 222生成的2010MHz上變頻信號的緩存器213。在從信道13中繼至信道1的情況下，信道13上的信號212可在混頻器214中使用從緩存器232生成的1878MHz信號進行混頻，該1878MHz信號是通過將從LO2 222生成的該2010MHz信號與如上所述使用分頻器223、224、225對由固定LO221生成的1056MHz信號進行分頻而得到的132MHz信號進行混頻而生成。該已下變頻信號可以如所述般輸入信標解調器215來檢索任何已調制信令數據。然后，可將該已下變頻信號輸入混頻器218，在該混頻器218處使用從LO1 220生成的且從緩存器213(已致能)輸出的1818MHz信號將該已下變頻信號進行上變頻。然后在開關201處于與所示位置不同的另一位置時，將該信號由信道1中繼。應注意，如上所述，該LO電路的架構最為簡單，但犧牲了表2所列范圍的性能。
參考圖3，如前述實施例，LO電路310可配置為便于從2412MHz的信道1中繼至2472MHz的信道13。因此，可分別從信道1與信道13接收來自RF模塊范例(如前述的RF模塊110)的信號輸入211與212。可將信號輸入211與212分別輸入混頻器213與214來與LO來源邊帶信號進行混頻。本實施例中，將輸入信號210指定為接收；由此，應理解其如前述地在混頻器213與1950MHz的下變頻信號進行混頻。該1950MHz的下變頻信號是通過將1686MHz至1746MHz區間內可調的LO1 320生成的1686MHz信號在單邊帶(SSB)混頻器的上邊帶部分329中進行混頻而生成的，然后該下變頻信號從可選擇地致能的緩存器231輸出。
一旦下變頻完成，可將信號211傳至信標解調器215，在該信標解調器215處使用264MHz數字時鐘頻率從該輸入信號抽取信標信號、封包或類似者，該264MHz數字時鐘頻率是通過在分頻器223及224中將1056MHz的固定LO 221進行分頻而生成。在該發送側，可使用信標調制器317將網絡控制或信令信息與該輸出信號混合。如前所述，以分頻器223、224及225對1056MHz的固定LO 221進行分頻而生成132MHz信號來驅動調制器317，且可進一步使用分頻器226來分頻該132MHz信號而生成66MHz信號，該66MHz信號在混頻器227與緩存器228(已致能)輸出的528MHz信號進行混頻而生成594MHz信號。可在開關316處將該已調制的輸出信號注入該信號路徑，該開關316通常配置為使信標調制器317從電路中斷開。
可將該已下變頻信號與中頻混頻器333及輸出混頻器217耦合，并且使用開關201切換至信道13。該混頻器333將該132MHz信號與該462MHz信號混頻以生成與該混頻器217耦合的594MHz中頻信號。應理解，可將該混頻器217與已致能而提供LO2 322生成的1878MHz上變頻信號的緩存器213耦合。在從信道13中繼至信道1的情況下，信道13上的信號212可在混頻器314中使用從緩存器232生成的2010MHz信號進行混頻，該2010MHz信號是通過將1818MHz至1878MHz區間內可調的LO2 322生成的該1878MHz信號與該132MHz信號在該SSB混頻器范例的下邊帶部分330中進行混頻而生成。若來自信道13的信號212用于下變頻，則該已下變頻信號耦合至輸出726MHz中頻信號的中頻混頻器334。然后，將該中頻信號輸入混頻器218，在該混頻器218處使用從LO1 320生成且從緩存器213(已致能)輸出的1686MHz信號將該中頻信號進行上變頻。然后當開關201處于與所示位置不同的另一位置時，將該信號可由信道1中繼。雖然LO電路310提供了非常好的隔離，但需更復雜的電路，例如附加的混頻器，如中頻混頻器333及334。
根據再一示范實施例，圖4所示的LO電路410在表2所列所有范圍都有非常好的性能，牽引性能的降低也最小。LO電路410提供更固定的解決方案，該方案中該些元件配置為無需明確地致能一信道及禁能另一信道即可提供中繼。例如，可將與2412MHz的信道1相關的輸入信號411在混頻413中與在1818MHz至1878MHz區間內可調的LO1 441生成的1818MHz信號進行混頻。應注意，該來自LO1 441的1818MHz信號亦與該上變頻混頻器427耦合。可將與2472MHz的信道13相關的輸入信號412在混頻器414中與在2742MHz至2802MHz區間內可調的LO2 442生成的2802MHz信號進行混頻。應注意，該來自LO2 442的2802MHz信號亦與該上變頻混頻器426耦合。與LO電路310與LO電路410不同，由于LO電路410的上變頻電路與下變頻電路中不包括緩存器，因此降低了復雜性。可將從混頻器413及414輸出的該已下變頻信號輸入信標解調器415，該解調器可使用264MHz信號來驅動，該264MHz信號由分頻器417對924MHz的固定LO 440進行分頻而生成。信標解調器415用于對信號411及412上的信令信息進行解調，例如，如上所述。可將該已下變頻信號441及412，現分別為中頻的594MHz及330MHz，分別輸入中頻混頻器420及419與該來自固定LO 440的924MHz信號進行混頻。
中頻混頻器419及420中混頻的效果是將各自信道上的頻率交換。因此，來自信道13的330MHz的已下變頻信號變換為594MHz，而該來自信道1的594MHz的已下變頻信號變換為330MHz。可將從中頻混頻器419及420輸出的該些已交換中頻信號與混頻器427及426耦合來進行上變頻。混頻器427將來自LO1 441的1818MHz信號與來自中頻混頻器419的594MHz信號(源自信道13)進行混頻以生成與信道1相關的2412MHz信號。類似地，混頻器426將該來自LO2 442的2802MHz信號與該來自中頻混頻器420的330MHz信號(源自信道1)進行混頻以生成與信道13相關的2472MHz信號。可該些將來自混頻器427及426的信號通過緩存器429及428輸出至輸出選擇開關430，該開關所示為在2472MHz頻率的信道13進行中繼的位置。因此，由于該中繼器配置為在兩根信道上進行檢測、下變頻及上變頻，而有如所述的輸出選擇開關430執行最終輸出選擇，所以LO電路410范例便于中繼器信道的快速改變。
LO電路410的一個明顯優點是，基于將LO1 441及LO2 442鎖定至相同的基準時鐘，中繼信號的頻率誤差大大降低了。舉例來說，LO電路410中，任何信號路徑中，該中繼信號將經過三個配置為“高邊、高邊、低邊”或“低邊、高邊、高邊”的混頻器。應理解，“高邊”是指該LO混頻頻率高于該信號路徑頻率。由于每一高邊混頻導致了頻譜倒置，因此，每一信號路徑中必需有兩個高邊混頻來校正由任一高邊混頻引起的頻譜倒置。可根據ppm誤差因素以及該LO的頻率來消除該兩個高邊混頻器之間的任何偏差。
一實例中，在“高邊、高邊、低邊”情況下，設具有15ppm漂移率的基準漂移升高10ppm。若RF頻率＝2412GHz的信號輸入至一混頻器，該混頻器具有正常在3006MHz但現漂移至3006.030060MHz或漂移10ppm的高邊LO，得到頻率為3006.030060MHz-2412GHz＝594.030060MHz的IF信號，由于該IF正常為594MHz，因此該IF太高。接著，該高IF信號注入另一混頻器，該混頻器具有正常在1056MHz但現漂移至1056.010560MHz高的高邊LO。該結果IF信號為1056.010560MHz-594.030060MHz＝461.980500MHz，由于該IF正常為462MHz，因此該結果IF太低。然后該IF信號注入上變頻混頻器，該混頻器具有正常在2000MHz但現漂移至2000.020000MHz的低邊LO。該結果信號為2000.020000MHz+461.980500MHz＝2462.000500MHz，由于該已上變頻信號正常為2462MHz，因此該結果信號為高。結果總TX誤差為500Hz/2462MHz＝0.203ppm誤差，該誤差小于最初發生于該基準的實際的10ppm移動。
另一實施例中，在“低邊、高邊、高邊”情況下，仍然設具有15ppm漂移率的基準漂移升高10ppm。若RF頻率＝2462GHz的信號輸入至一混頻器，該混頻器具有正常在2000MHz但現漂移至2000.020000MHz的低邊LO，得到頻率為2462MHz-2000.020000MHz＝461.980000MHz的IF信號，由于該IF正常為462MHz，因此該IF太低。接著，該IF信號注入另一混頻器，該混頻器具有正常在1056MHz但現漂移至1056.010560MHz的高邊LO。該結果IF信號為1056.010560MHz-461.980000MHz＝594.03056MHz，由于該IF正常為594MHz，因此該結果IF太低。然后該IF信號注入上變頻混頻器，該混頻器具有正常在3006MHz但現漂移至3006.030060MHz的高邊LO。該結果已上變頻信號為3006.030060MHz-594.030560MHz＝2411.999500MHz，由于該已上變頻信號正常為2412MHz，因此該結果信號太低。結果總TX誤差為500MHz/2412MHz＝0.207ppm誤差。
因此，根據該LO電路的配置基本將該中繼信號校正至零誤差。使用兩個高邊混頻的校正效果的結果是不要求頻率基準精度與絕對系統RF頻率(如2450MHz)有關，該基準的精度可與該中繼器的該輸入頻率與輸出頻率之間的差別有關，根據示范實施例，對于802.11b/g該差別典型地為小于100MHz。唯一有意義的誤差為與輸入該信標解調器的信號有關的誤差，其原因是在耦合到該解調器的輸入級之前僅對該信號進行一次下變頻。由于需要50ppm的誤差裕度來成功地解調四相移相鍵控(QPSK)信號，那么15ppm振蕩器已足夠。若正交頻分復用(OFDM)檢測器范例可以容許更大誤差，可使用具有大于15ppm誤差裕度的振蕩器來降低成本。由于15ppm是標準的WLAN振蕩器，因此選其作為振蕩源范例是足夠的，特別在設802.11g標準要求不大于20ppm的時鐘誤差的情況下。
應理解，例如，根據如上文所述的通過引用合并在此的第60/576,290號美國臨時申請中所進行的測試，中繼器范例能夠以11Mbps來接收802.11b波形，以及以54Mbps及6Mbps來接收802.11g波形并且將該些波形中繼而沒有過多的信號降級。每一測試在CH(信道)1上以其最小靈敏度注入特定波形，然后以全功率將信號中繼至CH11，在隨后的測試中，以降低的功率將信號中繼至CH6。然后檢查該已中繼的波形以確認已中繼了適當的EVM。對于更窄的SAW濾波器，會進一步改良鄰信道中繼的發送功率。因此，已證明了該中繼器范例很容易地在CH1上以最小靈敏度接收信號且以全功率將該信號中繼至CH11。只要該接收機與發送機之間間隔有6個(5MHz)信道，該中繼器就可以進行全功率中繼。因此，CH1上所接收的信號可以全功率在CH8-11上中繼。若需在CH6或CH7上中繼，需降低輸出功率。再者，對于改良的SAW濾波器，僅對鄰信道有僅1-2dB的降級。
根據多種示范實施例，下表列出了一些與該中繼器范例相關的參數。例如可使用0.35μ SiGe BiCMOS工藝來制造ASIC范例。其規格隨該ASIC內部的不同阻抗而改變。
表3
可根據下表4來設置該低邊可調合成器(Synth1)，該表列出了所支持的適用于不同國家的RF頻率以及用于該低邊及高邊可調合成器的相關LO頻率。假設所有該些合成器的基準為22MHz TXCO(溫度補償晶體振蕩器)且該些可調合成器使用1MHz比較頻率。表5可用來描述該Synth1的特征。
注x代表所標出的國家中使用的信道。
表4
*假設50KHz回路BW(帶寬)及10MHz(±10ppm)基準振蕩器。
表5可以下表6來描述該Synth2的特征。
*假設50KHz回路BW(帶寬)及10MHz(±10ppm)基準振蕩器。
表6可以下表7來描述該固定頻率合成器的特征。
*假設50KHz回路BW(帶寬)及10MHz(±10ppm)基準振蕩器。
表7
本領域的普通技術人員可認識到，如上所述，除了在此論述的實例中所示以外，還可使用各種其它技術來確定本發明的不同的本振配置及類似者。該些實例更多地強調從信道1至信道13(或相反)的中繼。然而，本領域的普通技術人員可認識到該種實例僅以說明為目的，而且可使用其它中繼信道配置。此外，可將各種元件，如RF模塊210及中繼模塊200，以及其它組件，結合在單個集成裝置上或者部分在ASIC與分立元件或類似者上實施。本領域的普通技術人員可對特定元件作其它改變或替換而不脫離本發明的范圍與精神。
權利要求
1.一種便于中繼信號的本振(LO)電路，所述信號在根據無線協議工作的變頻中繼器中從第一頻道上的第一站發送至第二頻道上的第二站，所述LO電路包括與所述第一頻道相關的第一可調LO，所述第一可調LO在第一頻率范圍內可調，所述第一頻率范圍低于所述第一頻道的頻率；與所述第二頻道相關的第二可調LO，所述第二可調LO在第二頻率范圍內可調，所述第二頻率范圍高于所述第二頻道的頻率，所述第二頻率范圍與第一頻率范圍不同；及第一下變頻器電路，用于將所述第一頻道上的所述信號下變頻為具有第一中頻的第一中頻信號，所述下變頻使用耦合至所述第一可調LO的第一下變頻混頻器，并且用于將所述第二頻道上的所述信號下變頻為具有第二中頻的第二中頻信號，所述下變頻使用耦合至所述第二可調LO的第二下變頻混頻器。
2.如權利要求1所述的LO電路，進一步包括第二下變頻器電路，用于使用高于所述第一中頻的頻率將所述第一中頻信號下變頻，從而生成頻率為所述第二中頻的所述第一中頻信號，并且用于使用高于所述第二中頻的頻率將所述第二中頻信號下變頻，從而生成頻率為所述第一中頻的所述第二中頻信號；及上變頻器電路，用于使用耦合至所述第一可調LO的第一上變頻混頻器將頻率為所述第二中頻的所述第一中頻信號上變頻，并且用于使用耦合至所述第二可調LO的第二上變頻混頻器將頻率為所述第一中頻的所述第二中頻信號上變頻，其中，在所述第一及所述第二下變頻器電路中生成的一個或多個頻譜倒置在所述上變頻器電路中被消除。
3.如權利要求2所述的LO電路，其特征在于所述第一可調LO電路及所述第二可調LO電路直接耦合至所述上變頻器電路及所述第一下變頻器電路。
4.如權利要求1所述的LO電路，進一步包括耦合至所述下變頻器及固定LO的信標解調器電路，所述信標解調器配置為解調與所述無線協議相關的控制信號。
5.如權利要求1所述的LO電路，其特征在于所述無線協議包括時分雙工(TDD)協議、802.11b協議及802.11g協議中的一個。
6.如權利要求1所述的LO電路，其特征在于形成所述第一可調LO、所述第二可調LO、所述第一下變頻器、所述第二下變頻器及所述上變頻器的集成電路包括集成電路、專用集成電路(ASIC)及混合集成電路之一。
7.如權利要求6所述的LO電路，其特征在于所述集成電路包括0.35μ硅鍺(SiGe)雙極互補金屬氧化物半導體(BiCMOS)集成電路。
8.如權利要求1所述的LO電路，其特征在于所述第一可調LO及所述第二可調LO鎖定在相同的時鐘基準。
9.一種便于中繼信號的中繼器電路，所述信號在根據無線協議工作的變頻中繼器中從第一頻道上的第一站發送至第二頻道上的第二站，所述中繼器電路包括RF電路，配置為接收所述第一頻道及所述第二頻道之一上的所述信號，并且在所述第一頻道及所述第二頻道之另一上發送所述信號的已中繼形式；及耦合至所述RF電路的本振(LO)電路，所述LO電路包括與所述第一頻道相關的第一可調LO，所述第一可調LO在第一頻率范圍內可調，所述第一頻率范圍高于所述第一頻道的頻率與所述第二頻道的頻率之一；及與所述第二頻道相關的第二可調LO，所述第二可調LO在第二頻率范圍內可調，所述第二頻率范圍低于所述第一頻道的頻率與所述第二頻道的頻率之另一；及具有第一高邊混頻器及第一低邊混頻器的第一下變頻器電路，所述第一高邊混頻器與所述第一頻道與所述第二頻道之一相關，并且所述第一低邊混頻器與所述第一頻道與所述第二頻率信道之另一相關，所述第一下變頻器從所述混頻器之一生成第一中頻信號，并且從所述混頻器之另一生成第二中頻信號。
10.如權利要求9所述的中繼器電路，進一步包括具有第二高邊混頻器及第三高邊混頻器的第二下變頻器電路，所述第二高邊混頻器與所述第一中頻信號相關，并且所述第三高邊混頻器與所述第二中頻信號相關；及具有第四高邊混頻器及第二低邊混頻器的上變頻器電路，所述第四高邊混頻器與所述第二中頻信號的混頻相關，并且所述第二低邊混頻器與所述第一中頻信號的混頻相關，以生成第一輸出信號及第二輸出信號，所述第一輸出信號及所述第二輸出信號具有已校正頻譜倒置特性。
11.如權利要求10所述的中繼器電路，其特征在于所述第一可調LO直接耦合至所述第一高邊混頻器及所述第四高邊混頻器，并且所述第二可調LO直接耦合至所述第一低邊混頻器及所述第二低邊混頻器。
12.如權利要求9所述的中繼器電路，其特征在于所述第一可調LO及所述第二可調LO以相同的基準工作。
13.如權利要求9所述的中繼器電路，其特征在于所述無線協議包括時分雙工(TDD)協議、802.11b協議及802.11g協議中的一個。
14.如權利要求9所述的中繼器電路，其特征在于形成所述LO電路的集成電路包括集成電路、專用集成電路(ASIC)、混合集成電路之一。
15.如權利要求9所述的中繼器電路，其特征在于所述集成電路包括0.35μ硅鍺(SiGe)雙極互補金屬氧化物半導體(BiCMOS)集成電路。
16.一種便于中繼信號的非再生、變頻中繼器，所述信號在根據無線協議工作的變頻中繼器中從第一頻道上的第一站發送至第二頻道上的第二站，所述變頻中繼器包括具有第一可調LO及第二可調LO的本振(LO)電路，所述第一可調LO與所述第一頻道相關，并且所述第二可調LO與所述第二頻道相關；耦合至所述第一可調LO及所述第二可調LO的下變頻器電路，所述第一可調LO耦合至與所述下變頻器電路相關的第一混頻器，并且所述第二可調LO耦合至與所述LO電路相關的第二混頻器，所述下變頻器電路用于生成第一中頻信號及第二中頻信號；具有第三混頻器及第四混頻器的第一上變頻器電路，所述第三混頻器與從所述第一中頻信號中生成的第一已上變頻中頻信號相關，所述第四混頻器與從所述第二中頻信號中生成的第二已上變頻中頻信號相關。
17.如權利要求16所述的變頻中繼器，進一步包括具有第五混頻器及第六混頻器的第二上變頻器電路，所述第五混頻器與所述第一已上變頻中頻信號相關，并且所述第六混頻器與所述第二已上變頻中頻信號相關。
18.如權利要求16所述的中繼器，其特征在于所述第一可調LO及所述第二可調LO直接耦合至所述下變頻器電路。
19.如權利要求16所述的中繼器，進一步包括固定LO電路；及耦合至所述下變頻器及所述固定LO的信標解調器電路，所述信標解調器配置為解調與所述無線協議相關的控制信號。
20.如權利要求16所述的中繼器，其特征在于所述無線協議包括時分雙工(TDD)協議、802.11b協議及802.11g協議中的一個。
全文摘要
一種用于時分雙工(TDD)無線協議通信系統的變頻中繼器，包括通過提供隔離、降低相位噪聲、降低牽引及類似者以便于中繼的本振(LO)電路(210、310及410)。可調LO(441、442)可直接耦合至下變頻器(413、414)及上變頻器(426、427)，用來加強隔離、降低相位噪聲、降低所要求的頻率精度以及減少潛在的牽引。
文檔編號H04B7/155GK1985528SQ200580017806
公開日2007年6月20日 申請日期2005年6月3日 優先權日2004年6月3日
發明者肯尼思·M·蓋尼, 凱文·J·尼格斯, 詹姆斯·C·奧托, 小詹姆斯·A·普羅克特 申請人:威德菲公司