專利名稱：借助于導頻支持的相位值估計的ofdm接收機的相位和頻率跟蹤的制作方法
技術領域：
本發明涉及用于作為對用于將接收信號向下混頻的本地振蕩器的頻率特性的響應而跟蹤多載波系統的接收機的方法和裝置。
本發明處于多載波系統、尤其是OFDM(正交頻分復用)傳輸系統的數字信號處理領域。在這些系統中，傳輸頻帶被劃分成數量為N的子載波，其中每個子載波被配備一種調制(PSK，QAM)。在發射機中，借助快速傅里葉變換FFT(Fast Fourier Transform)將存在于頻域中的OFDM符號的所有N個調制子載波的矢量變換到時域中。在接收機中，借助FFT將OFDM符號的N個時間信號采樣值又變換到頻域中并進行解調。
在無線電廣播(DAB，DVB-T)中傳輸連續的OFDM數據流，但在這里所基于的系統(例如WLAN)中通過可變長度的OFDM數據分組來進行傳輸，這些可變長度的OFDM數據分組在未知的或不準確知道的時刻到達接收機。因此，接收機必須首先執行起始同步，在該起始同步的情況下尤其必須找到(獲得)并持續地跟蹤(tracking)相位和載頻誤差。
在接收機前端中，通常本地振蕩器被用于將接收信號向下混頻到中間頻率或直接向下混頻到基帶中。該本地振蕩器通常作為VCO(壓控振蕩器)被實現并被用于發射和接收操作。在此，發射和接收操作(TX-RX或RX-TX)的接通或切換過程以及VCO(或其負載)上的相應轉換過程是成問題的，這些過程可能導致載頻和相位到穩定的終值的明顯起振(VCO閃變(glitch)或VCO偏差)。這些瞬變過程不僅影響數據分組的同步報頭，而且常常遠遠地延伸到有用數據(有效負載)的區域中。在
圖1中為了示例示出了在切換過程之后VCO頻率的時間變化(上面部分)以及OFDM突發的起始部分(下面部分)。該OFDM突發具有長度為16μs的通過標準IEEE802.11a已知的所謂的PLCP報頭。PLCP報頭的8μs長的第一段被細分為10個短的符號，并且8μs長的第二段由保護間隔和兩個用于信道估計的OFDM符號C1和C2組成。之后緊接著的是有用數據符號。在圖1中能夠看出，VCO瞬變過程遠遠延伸到有用數據符號的區域中。在市場上可得到的WLAN卡(還有IFX板)上測量了超過多達10個OFDM有用數據符號的高達16kHz的頻移。
在OFDM解調中，頻域中的VCO偏差(post-FFT(后FFT))表現為相位(公共相位，CP)的漂移。更詳細的研究表明，這對有用數據的干擾遠遠大于對報頭同步的干擾，盡管有VCO偏差，但該報頭同步為頻率和相位提供良好的起始值。在沒有在第一OFDM有用數據符號(在WLAN中，數據D1，D2，...跟隨信號S)期間在頻域內進行快速頻率/相位跟蹤(post-FFT)的情況下，相位相干性可能完全丟失。此外，明顯的移頻導致正交性的丟失，并因此導致所接收的子載波的相互干擾(載波間干擾，ICI)。該效應只能在時域中(pre-FFT(前FFT))被有效地克服。
為了頻率/相位同步，迄今采用了導頻支持的相位估計(公共相位估計，CPE)和補償(公共相位校正，CPC)、決策支持的(決策引導的，DD)相位估計和補償以及這兩種方法的混合。導頻支持的方法、即基于導頻子載波的方法是穩健的，并且尤其是快速的，因為它們不產生任何決策錯誤并且能夠在同一OFDM符號中無延遲地校正相位誤差。但是由于只有少量的導頻可供相位估計使用(WLAN相對于48個數據載波，K＝4個導頻)，所以它們受到較大的噪聲影響。利用決策支持的頻率/相位跟蹤的方法、即基于數據子載波的方法的特征在于更好的估計精度，但是由于解碼和再調制延遲(幾個OFDM符號)而太慢，以至于不能跟隨快速的VCO相位變化。這樣的包括導頻支持的和決策支持的元素的方法允許穩健性、速度和估計精度之間的一定的折衷，但是非常復雜。
因此，本發明的任務在于給出作為對本地振蕩器的頻率特性的響應而跟蹤多載波系統的接收機的方法和裝置，利用該方法和該裝置，能夠以適當的方式將上述的穩健和快速跟蹤的特性和高估計精度的特性相結合。
該任務通過權利要求1的特征來解決。同樣給出了一種用于執行本發明方法的裝置。有利的擴展方案和改進方案在從屬權利要求中給出。
本發明從以下認識出發，即本地振蕩器的頻率特征基本上呈現兩個不同狀態，即頻率時變的第一狀態以及頻率時不變的第二狀態。根據本發明，估計所接收的數據符號的確定子載波的公共相位偏移(common phase estimation)，在下文中也稱為相位值。本發明規定，根據本地振蕩器的兩個不同狀態應用兩種不同的方法，以獲得用于相位校正的相位值。
因此，本發明使得能夠靈活地使用于相位校正的相位值的獲得方式與本地振蕩器的狀態相匹配并且因此使該方式最優化。在振蕩器的兩個不同狀態中重要的是優化不同的量并相應地選擇相位估計的方法。在本地振蕩器的時問相關的第一狀態中，更重要的是方法的速度，因此該方法還能夠跟隨頻率的快速變化。而在本地振蕩器的時不變的第二狀態中速度無關緊要，因此可以更重視估計精度。
因此，本發明涉及一種用于作為對用于將接收信號向下混頻的本地振蕩器的頻率特性的響應而跟蹤多載波系統的接收機的方法，其中，a)估計所接收的數據符號的子載波的公共相位值，并將該公共相位值用于該數據符號的所有子載波的相位校正，其中b)在本地振蕩器的時變頻率的情況下，應用第一方法來進行相位估計并獲得用于相位校正的相位值，以及c)在本地振蕩器的時不變頻率的情況下，應用第二方法來進行相位估計并獲得用于相位校正的相位值。
所接收的0FDM數據符號首先存在于時域中并且進行傅里葉變換，以便獲得子載波。這些子載波zk，n可以通過 來形成，其中n是子載波的公共相位值，ck是信道增益或信道系數，ak，n是調制符號(BPSK或QAM)，以及nk，n是噪聲部分，其中k是子載波的下標，n是數據符號的下標。
第一和第二方法的共同之處在于，估計所接收的數據符號的子載波的公共相位值并將該公共相位值用于相位校正。然而此外這兩種方法在公共相位值的估計和/或稍后的分析、即用于要進行的相位校正的相位值的獲得的方式上彼此不同。
在優選的下面還將更詳細地說明的實施變型方案中，這兩種方法首先以相同的方式、尤其是通過以下方式來執行當前的公共相位值的估計，即它們估計所接收的數據符號的導頻子載波的公共相位值并將該公共相位值用于相位校正。但是，它們的區別在于在根據方法步驟b)的第一方法中，當前數據符號的所估計的相位值被直接用于相位校正，而在根據方法步驟c)的第二方法中，除了當前數據符號的所估計的相位值之外還使用以前的數據符號的所估計的相位值，并且根據當前和以前的相位值確定校正后的相位值并將該校正后的相位值用于相位校正。
尤其是當導頻子載波在方法步驟a)中被用作子載波時，可以利用接收機側已知的導頻符號ak，n如下來估計相位值Ψnvk,n=ak,n→·zk,n---(2)]]>pn=Σk=14ck,n*·vk,n---(3)]]>Ψn＝arg(pn)(4)其中zk，n是在傅里葉變換之后得到的數據符號的導頻子載波，ak，n是導頻符號，uk，n是解調后的導頻子載波，以及ck，n是信道系數或信道增益。在此，在等式(4)中可以使用在現有技術中本身已知的CORDIC算法。
在根據方法步驟b)的第一方法中，根據優選的實施形式，如上所確定的這個相位值Ψn被直接用于相位校正。
然而在根據方法步驟c)的第二方法中，不僅將該相位值Ψn而且還附加地將根據以前的數據符號所確定的相位值Ψm用于校正后的相位值 的計算。在此，優選地考慮過去的所有數據符號的所估計的相位值，這些數據符號是自本地振蕩器頻率的頻率的所呈現或所確定的不變性以來出現的。在本地振蕩器的頻率不變的情況下，相位值標稱地被排列在一條直線上。因此，可以使盡可能地近似所估計的相位值的直線穿過這些所估計的相位值，并且校正后的相位值由該直線上的在當前數據符號的位置處的點給定。在數學上，這導致以下等式 其中Wn',m'=2(3m'-(n'+1))n'(n'+1)---(6)]]>
該等式可以以軟件的方式(在數字信號處理器中)來計算，或者也可以以硬件的方式通過長度為n′＝n-M的線性FIR濾波器來實現，其中量wn′，m′是FIR濾波器系數。
通過在方法步驟c)中將多個相位值用于確定校正后的相位值來降低噪聲并提高估計精度。在此容忍由于較高的計算復雜性而降低相位估計和隨后的相位校正的速度。
如上所述，在上述優選的實施變型方案中規定，在第一和第二方法中將導頻子載波用于估計相位值。
但是，根據本發明，決定因素僅僅為第二方法達到比第一方法更高的估計精度并且同時容忍速度上的損失。因此，代替該優選的實施變型方案，也可以規定，第一方法在導頻子載波的基礎上工作，第二方法在數據子載波的基礎上工作。通過可用的數據子載波的數量(K＝48)同樣能夠相對于導頻支持的估計提高估計精度。如果只有一個相位值被估計并且被用于相位校正，則也足夠了。
本發明方法尤其可應用于開頭借助圖1所描述的問題，其中在本地振蕩器的接通或切換過程之后的第一階段中由本地振蕩器所輸出的頻率是時變的，而在第一階段之后的第二階段中該本地振蕩器的頻率是時不變的。于是，在第一階段期間執行根據方法步驟b)的第一方法，而在第二階段期間執行根據方法步驟c)的第二方法。
第一階段的持續時間通過測量大體上是已知的。為了執行本發明方法，該持續時間可以不依賴于本地振蕩器的輸出頻率的時不變性的實際實現而被固定地預先給定。尤其是它能夠作為數據符號的數量M被預先給定。然而應存在對第一階段的持續時間進行匹配或重新編程、尤其是對數量M的新值進行編程的可能性。
后者表明，根據本發明所規定的用于相位估計的第二方法的應用在時不變的頻率的情況下不必必須這樣來理解，即頻率不變性實際上已經出現。也可規定，當頻率不變性實際上還未出現、然而第一階段的數據符號的數量M的在內部預先給定的值迫使轉向第二方法時，已經應用第二方法。
但是，也可以規定，在內部不固定地預先給定第一階段的持續時間，而是當確定所估計的相位值以預先給定的近似呈現線性變化時自動終止。因此，在內部自動地確定，本地振蕩器的輸出頻率已達到不變狀態并且只有在該時刻才轉到第二方法。
本發明方法用來確定用于執行相位校正的相位值并基于該相位值執行所有子載波的相位校正。在相位校正期間，根據 對子載波zk，n進行校正，其中k又是子載波的下標，n是數據符號的下標。
在本發明的另一個有利的實施形式中，能夠基于要用于相位校正的相位值來執行下一個數據符號的頻率校正。在此，通過比較該相位值和以前確定的相位值來確定頻率偏移，并且對該數據符號的I/Q值校正所確定的頻率偏移。當本地振蕩器的輸出頻率已經達到恒定水平時，優選地關斷該實施變型方案。
同樣，本發明涉及一種用于執行所述方法的裝置，該裝置具有用于將接收信號向下混頻的本地振蕩器；相位估計器，具有用于輸入子載波數據值的輸入端和用于輸出所估計的相位值的第一輸出端；和相位校正器，具有用于輸入子載波數據值的第一輸入端和與相位估計器的第一輸出端相連接的用于輸入所估計的相位值的第二輸入端。
所述裝置尤其是具有傅里葉變換器，該傅里葉變換器具有用于輸送被向下混頻的接收信號的輸入端和、與所述相位估計器的輸入端和所述相位校正器的第一輸入端相連接的、用于傳送子載波數據值的輸出端。
在一種優選實施形式中，所述相位估計器的第二輸出端與頻率校正器的輸入端相連接，該頻率校正器的輸出端與數字控制振蕩器的輸入端相連接，該數字控制振蕩器的輸出端與乘法器的輸入端相連接。
在另一優選實施形式中，所述相位估計器被設計用于基于導頻子載波的相位估計，并且具有用于使導頻子載波與共軛復數導頻符號相乘的第一乘法器，該第一乘法器在其輸出端上提供解調后的導頻子載波；用于使解調后的導頻子載波與共軛復數信道系數相乘的第二乘法器；與第二乘法器相連接的累加器，該累加器將由第二乘法器提供的輸出值累加；以及CORDIC單元，該CORDIC單元根據由累加器提供的值借助CORDIC算法確定相位值。
在另一優選實施形式中，所述相位估計器此還具有FIR濾波器，在該FIR濾波器中包括移位寄存器，該移位寄存器的寄存器位置能夠交替地與該移位寄存器的輸出端相連接；乘法器，該乘法器的第一輸入端與移位寄存器的輸出端相連接；FIR系數表，該FIR系數表的輸出端與所述乘法器的第二輸入端相連接；以及累加器，該累加器的輸入端與所述乘法器的輸出端相連接，其中該FIR濾波器能夠交替地連接在所述CORDIC單元的輸出端和所述相位估計器的輸出端之間。
在另一優選實施形式中，所述相位校正器具有sin/cos表，該sin/cos表在其輸入端上被供給所估計的相位值，并且在其輸出端上輸出復數量 ；以及乘法器，該乘法器在其第一輸入端上被供給子載波數據值并在其第二輸入端上被供給復數量 ，并且該乘法器在其輸出端上輸出相位校正后的子載波數據值。
在另一優選實施形式中，所述頻率校正器具有加法元件，該加法元件的第一輸入端與所述頻率校正器的輸入端相連接，并且其第二輸入端經由延遲元件與所述頻率校正器的輸入端相連接，并且該加法元件具有符號變換器，并且該加法元件的輸出端提供相位差，其中該加法元件的輸出端與數字控制振蕩器的輸入端相連接。
下面借助實施例結合附圖對本發明進行更詳細的闡述。
圖1示出本地振蕩器的時間特性(上面)和WLAN突發的結構；圖2示出一種用于執行本發明方法的裝置的實施例的示意性框圖；圖3示出本地振蕩器的時間特性(上面)以及所估計的相位值的時間變化(下面)；圖4示出相位估計器的一個實施例的示意性框圖；圖5示出頻率校正器的一個實施例的示意性框圖；以及圖6示出相位校正器的一個實施例的示意性框圖。
在圖2中示出了如例如能夠被包含在OFDM接收機中的本發明裝置的框圖。接收信號借助壓控振蕩器VCO(未示出)被混頻到中間頻率(或直接被混頻到基帶中)。在頻率器2中，該信號被混頻到基帶中并且如還將示出的那樣同時進行頻率校正。存在于時域中的采樣值在傅里葉變換器3中進行傅里葉變換，以便在該傅里葉變換器3的輸出端上提供相應的子載波數據值。眾所周知地，如在標準IEEE802.11中所設置的52個子載波中的4個子載波被構造為所謂的導頻子載波。這些導頻子載波被提供給相位估計器1(CPE，公共相位估計)，導頻子載波的公共相位值應在該相位估計器中被估計。
相位估計器1將所估計的相位值傳送到相位校正器4(CPCpost)和頻率校正器5(CPCpre)。在相位校正器4中，通過將所有子載波與校正相量相乘，在頻域中執行當前OFDM符號的相位校正。在頻率校正器5中，產生用于時域中緊接著的OFDM符號的頻率校正的信號。在VCO振蕩器的時間相關狀態期間，在頻率校正器5中通過比較兩個相繼的相位估計值來估計頻率偏移。對應于該頻率偏移的相位增量值被輸送給NCO(數字控制振蕩器)振蕩器，在該振蕩器中NCO頻率被調整相應的校正值。該NCO振蕩器具有正弦查找表和余弦查找表。通過在乘法器2中將隨后的OFDM符號的I/Q時域采樣值與NCOsin/cos值相乘來進行頻率校正。由VCO頻率瞬變引起的干擾、例如子載波干擾(ICI，載波間干擾)能夠由此被抵制。但是在VCO的頻率穩定的階段期間應優選地關斷頻率校正。
下面首先借助圖4對相位估計器1的結構和作用方式進行更詳細的闡述。復值導頻子載波z1，n，...，z4，n從傅里葉變換器2被輸送給相位估計器4，并且首先被緩存在寄存器10中。同樣，接收機已知的四個BPSK導頻符號a1，n，...，a4，n被輸送給相位估計器1，并且也被緩存在寄存器11中。在乘法器12中，導頻子載波與導頻符號相乘。因為在本實例中導頻符號僅由實值數+1或-1構成，因此乘法器12被簡化為按情況的符號變換器。由乘法器12輸出的四個經解調的導頻子載波v1，n...v4，n被輸送給乘法器13。通過借助Wiener濾波的信道估計所得到的復值信道系數c1...c4被輸送給寄存器14，并且接著同樣被輸送給乘法器13，其中在共軛復數產生器13.1中根據信道系數產生相應的共軛復數值。在隨后的限制器13.2中，字寬被縮小，因此大于該縮小的字寬的所有值均被截斷(“飽和”)。隨后在累加器15中將相乘的結果加在一起，并提供復值量pn。在后置的CORDIC單元16中通過關系式Ψn＝arg(pn)借助CORDIC算法根據該復值量pn確定相位值Ψn。
直到這一點，在根據本發明的相位值確定的第一和第二方法中相同地進行處理。然而，進一步的過程取決于VCO是否仍不穩定或者它是否已經達到穩定狀態。在本實施例中，對數據符號的下標n是否已超過預先設定的值M作出判定。如果該下標仍低于該值M，則將事先確定的相位值Ψn作為終值輸出并且輸送給相位校正器4和頻率校正器5。該值不具有特別好的估計精度，并且因此被稱為有噪聲的相位值。然而在該階段中，為了能夠跟隨快速的VCO頻率瞬變，更重要的是方法的速度。但是如果數據符號下標n超過了值M，則將相位值Ψn輸送給具有可變的長度的線性FIR濾波器17。該長度的寄存位置具有多個輸出端，這些輸出端能夠交替地被連接到該FIR濾波器17的公共輸出端上。該輸出端與乘法器19的第一輸入端相連接。乘法器19的第二輸入端與FIR系數表18相連接。相乘結果隨后在限制器19.1中在其字寬方面被限制，并在累加器20中被加在一起。相乘與累加由上述等式(5)給定，而FIR系數在上述等式(6)中給出。然后由累加器20向輸出端輸出校正后的相位值 切換可以通過兩個轉換開關1.1和1.2來實現，通過這兩個轉換開關，單元17-20可以連接在CORDIC單元16的輸出端與相位估計器1的輸出端之間。
在圖3中再一次示出了由根據圖4的相位估計器1執行的方法。在上面部分中再一次示出了時變的VCO頻率，而下面的曲線示出所估計的相位值隨著時間的相應變化。在此，通常被限于范圍[-π，+π)的相位在所有實數的范圍上被展開(unwrapped)。在最先M個數據符號的第一段中所估計的相位值Ψn被直接輸出，盡管它們有相對強的噪聲。在穩定的VCO頻率的第二段中，所估計的相位值Ψn被輸送給濾波器裝置17-20，接著該濾波器裝置分別確定并輸出校正后的相位值 。在圖示中直觀地再現了如何借助濾波使直線以盡可能好的近似穿過有噪聲的相位值Ψn，并且校正后的相位值 會位于該直線上。
在圖5中示出了頻率校正器5的一個實施例，該頻率校正器只在第一階段中有效，因此只將有噪聲的相位值Ψn輸送給它。正如已經提及的，該頻率校正器在第二階段中被關斷，因為該頻率校正器在VCO穩定的情況下會干擾線性相位軌跡。所估計的相位值被輸送給加法器52的第一輸入端并且同時被輸送給延遲元件51，該延遲元件的輸出端與加法器52的第二輸入端相連接。通過符號變換器52.2給延遲的相位值Ψn-1配備負號，使得通過加法器52構成相位差。通過隨后的展開單元52.1將相位展開，即從[-π，+π)映射到所有實數的范圍上。然后，所述相位差被輸送給乘法器54，在該乘法器中執行與存儲在寄存器53中的值1/80的相乘。緊接在該乘法器之后的是用于限制字寬的限制器54.1和符號變換器54.2。結果被輸送給加法器55的第一輸入端，存儲在延遲元件56中的在先前的步驟中所確定的相位差被輸送給該加法器的第二輸入端。結果，因此在NCO的每個20MHz周期期間計算出相位增量 并利用該相位增量使NCO的校正頻率與下一個OFDM數據符號的80個存在于時域中的采樣值相乘。
在圖6中示出了相位校正器4的框圖。在傅里葉變換器中所產生的、48個數據子載波的復值子載波數據值z1，n...z48，n被輸送給該相位校正器。這些復值子載波數據值首先被緩存在寄存器41中，然后被輸送給乘法器42的第一輸入端。所估計的相位值Ψn或 被輸送給符號變換器44，并且這樣被校正的相位值被輸入到sin/cos表43中。該sin/cos表43的復值輸出被輸送給乘法器42的第二輸入端。該乘法器42與用于限制字寬的限制器42.1相連接。在該限制器42.1的輸出端上得到相位校正后的子載波數據值。
權利要求
1.用于作為對用于將接收信號向下混頻的本地振蕩器的頻率特性的響應而跟蹤多載波系統的接收機的方法，其中，a)估計所接收的數據符號(n)的子載波(z1，n...z4，n)的公共相位值(Ψn， )，并將該公共相位值用于該數據符號(n)的所有子載波(z1，n...z48，n)的相位校正，其中b)在所述本地振蕩器的頻率時變的情況下應用第一方法來進行相位估計并且獲得要用于所述相位校正的相位值，以及c)在所述本地振蕩器的頻率時不變的情況下應用第二方法來進行相位估計并且獲得要用于所述相位校正的相位值。
2.按照權利要求1所述的方法，其特征在于，-在方法步驟a)中，估計導頻子載波的公共相位值。
3.按照權利要求1或2所述的方法，其特征在于，-在方法步驟b)中，將當前數據符號的所估計的相位值(Ψn)用于所述相位校正，以及-在方法步驟c)中，根據當前數據符號的所估計的相位值(Ψn)和以前的數據符號的所估計的相位值(Ψm)確定校正后的相位值( )并將該校正后的相位值用于所述相位校正。
4.按照前述權利要求之一所述的方法，其特征在于，-對所接收的數據符號進行傅里葉變換，以便確定該數據符號的子載波。
5.按照前述權利要求之一所述的方法，其特征在于，-在所述相位校正期間，尤其是在傅里葉變換期間，根據 對所確定的子載波(zk，n)進行校正，其中k是子載波的下標，n是數據符號的下標。
6.按照權利要求4或5所述的方法，其特征在于，-在傅里葉變換之后進行相位值估計。
7.按照權利要求4所述的方法，其特征在于，-在執行了方法步驟b)之后，在傅里葉變換之前基于所估計的相位值執行下一個數據符號的頻率校正。
8.按照權利要求7所述的方法，其特征在于，-通過比較兩個相繼的相位值來確定頻率偏移，將數字控制振蕩器的頻率調整該頻率偏移，并且使數據符號的I/Q采樣值與所述數字控制振蕩器的sin/cos值相乘。
9.按照前述權利要求之一所述的方法，其特征在于，-在接通或切換所述本地振蕩器之后的第一階段期間，執行方法步驟b)，隨后在第二階段中執行方法步驟c)。
10.按照權利要求9所述的方法，其特征在于，-所述第一階段的持續時間被預先給定，尤其是作為數據符號的數量(M)被預先給定，其中要預先給定的值是可編程的。
11.按照權利要求9所述的方法，其特征在于，-當確定所估計的相位值以預先給定的近似呈現線性變化時，自動終止所述第一階段。
12.按照權利要求2-11之一所述的方法，其特征在于，-在方法步驟a)中，如下來估計相位值(Ψn)vk,n=ak,n*·zk,n]]>pn=Σk=14ck,n*·vk,n]]>Ψn＝arg(pn)其中zk，n是數據符號的尤其是在傅里葉變換之后所得到的導頻子載波，ak，n是導頻符號，vk，n是解調后的導頻子載波，ck，n是信道系數，其中k是子載波的下標，n是數據符號的下標，并且其中尤其是Ψn按照CORDIC算法來計算。
13.按照權利要求3-12之一所述的方法，其特征在于，-在方法步驟c)中，校正后的相位值( )通過 來計算，其中Wn′,m′=2(3m′-(n′+1))n′(n′+1),]]>并且用M來表示以前的數據符號中的第一個。
14.用于執行按照前述權利要求之一所述的方法的裝置，具有-本地振蕩器，用于將接收信號向下混頻，-相位估計器(1)，具有用于輸入子載波數據值的輸入端和用于輸出所估計的相位值(Ψn， )的第一輸出端，以及-相位校正器(4)，具有用于輸入所述子載波數據值的第一輸入端和與所述相位估計器(1)的第一輸出端相連接的用于輸入所估計的相位值的第二輸入端。
15.按照權利要求14所述的裝置，用于執行按照權利要求4所述的方法，其特征在于-傅里葉變換器(3)，該傅里葉變換器具有用于輸送被向下混頻的接收信號的輸入端和與所述相位估計器(1)的輸入端和所述相位校正器(4)的第一輸入端相連接的、用于傳送所述子載波數據值的輸出端。
16.按照權利要求14或15所述的裝置，用于執行按照權利要求8所述的方法，其特征在于，-所述相位估計器(1)的第二輸出端與頻率校正器(5)的輸入端相連接，該頻率校正器的輸出端與數字控制振蕩器(6)的輸入端相連接，該數字控制振蕩器的輸出端與乘法器(2)的輸入端相連接。
17.按照權利要求14-16之一所述的裝置，用于執行按照權利要求12所述的方法，其特征在于，-所述相位估計器(1)被設計用于基于導頻子載波的相位估計，并且具有-第一乘法器(12)，用于使導頻子載波(zk，n)與共軛復數導頻符號(ak，n)相乘，該第一乘法器在其輸出端上提供解調后的導頻子載波(vk，n)，-第二乘法器(13)，用于使所述解調后的導頻子載波(vk，n)與共軛復數信道系數(ck，n)相乘，-與所述第二乘法器(13)相連接的累加器(15)，該累加器將由所述第二乘法器(13)提供的輸出值累加，-CORDIC單元(16)，該CORDIC單元根據由所述累加器(15)提供的值(pn)借助CORDIC算法來確定所述相位值(Ψn)。
18.按照權利要求14-17之一所述的裝置，用于執行按照權利要求13所述的方法，其特征在于-FIR濾波器裝置(17-20)，該FIR濾波器裝置具有移位寄存器(17)，該移位寄存器的寄存器位置能夠交替地與該移位寄存器(17)的輸出端相連接；乘法器(19)，該乘法器的第一輸入端與所述移位寄存器(17)的輸出端相連接；FIR系數表(18)，該FIR系數表的輸出端與所述乘法器(19)的第二輸入端相連接；以及累加器(20)，該累加器的輸入端與所述乘法器(19)的輸出端相連接，其中-所述FIR濾波器裝置(17-20)能夠交替地連接在所述CORDIC單元(16)的輸出端和所述相位估計器(1)的輸出端之間。
19.按照權利要求14-18之一所述的裝置，用于執行按照權利要求5所述的方法，其特征在于-sin/cos表(43)，該sin/cos表在其輸入端上被供給所估計的相位值(Ψn， )，并且該sin/cos表在其輸出端上輸出復數量 ，以及-乘法器(42)，該乘法器在其第一輸入端上被供給子載波數據值并且在其第二輸入端上被供給所述復數量 ，并且該乘法器在其輸出端上輸出相位校正后的子載波數據值。
20.按照權利要求14-19之一所述的裝置，用于執行按照權利要求8所述的方法，其特征在于，-所述頻率校正器(5)具有加法元件(52)，該加法元件的第一輸入端與所述頻率校正器(5)的輸入端相連接，并且該加法元件的第二輸入端經由延遲元件(51)與所述頻率校正器(5)的輸入端相連接，并且該加法元件具有符號變換器(52.2)，并且該加法元件的輸出端提供相位差，其中-所述相位差作為相位增量被輸送給數字控制振蕩器(6)。
全文摘要
估計所接收的數據符號(n)的導頻子載波的公共相位值，并將其用于該數據符號的所有子載波的相位校正，其中在本地振蕩器(VCO)的時變頻率的情況下所估計的有噪聲的相位值(Ψ
文檔編號H04L27/26GK1954572SQ200580014251
公開日2007年4月25日 申請日期2005年4月8日 優先權日2004年5月4日
發明者S·費克特爾 申請人:英飛凌科技股份公司