正交頻分復用接收裝置及正交頻分復用接收方法

專利名稱：正交頻分復用接收裝置及正交頻分復用接收方法
技術領域：
本發明涉及一種對以正交頻分復用(OFDMOrthogonal Frequency Division Multiplexing)方式所調頻并傳輸來的信號進行接收的裝置及方法。
背景技術：
在歐洲及日本的地上數字播放、無線LAN等的傳輸方式中，采用了正交頻分復用(OFDM)方式。正交頻分復用(OFDM)方式，是將數據分配給相互正交的多個載波以執行調頻、解調頻的傳輸方式。在發送一側，執行逆高速傅利葉變換(IFFTInverse Fast Fourier Trans form)處理；在接收一側執行高速傅利葉變換(FFTFast Fourier Transf orm)處理。每個載波皆可使用任意的調頻方式，亦可選擇QPSK(Quarternary Phase Shift Keying)、QAM(Quadrature Amplitude Modulation正交振幅調頻)等調頻方式。
然而，在設置接收地上數字播放等電波的天線的情形，有時，要邊觀察接收裝置的接收狀態即接收信號的信號質量值，邊將天線的位置、方向調整成最佳(參考以下專利文獻1)。有時，亦利用接收信號的信號質量值執行自動增益控制(AGCAutomatic Gai n Control)，以使由調諧器(tuner)選擇的接收信號的增益一定(參考以下專利文獻2)。
這些情形下，將接收信號的信號質量值檢測在一定尺度下的技術變得非常重要。這樣的檢測接收信號的信號質量值的技術例，公開于專利文獻1中。
亦即，專利文獻1中記載著在有多徑干擾等頻率選擇性干擾的情況，為了檢測出對應于整個接收數據的接收質量的信號質量值(S/N值)，以在每三個載波中內插的SP(scattered pilot)信號檢測S/N值。亦記載著如下方法，即，在接收多徑干擾的情形、移動接收信號時等，為了將由于信道(通信信道)特性變動而產生之比特錯誤率的惡化反映在S/N值中，將信道特性的頻率方向及時間方向的變動用在S/N值的補正中。又記載著如下方法，即，在接收信號中特定載波受干擾的情形，為了檢測對應于整個接收數據的接收質量的S/N值，對應于受干擾的載波數對S/N值加以補正。
下述專利文獻3中揭示有檢測信道特性的頻率變化的電路例。
(專利文獻1)日本國公開專利公報特開2002-158631號公報(專利文獻2)日本國公開專利公報特開2001-102947號公報(專利文獻3)日本國公開專利公報特開2002-118533號公報(發明所要解決的課題)為了將由于多徑干擾、信道特性的變動、對特定載波的干擾等各種干擾產生之比特錯誤率的惡化，高精度的反映到信號質量值中，需要根據各種干擾的特性，給每種干擾設置用以檢測干擾的電路。這將成為裝置的電路規模、開發成本及制造成本增大的要因。
欲檢測這樣的各種干擾并反映至信號質量值中，需要根據干擾的種類執行對信號質量值的補正。換而言之，需要用以對各種干擾執行適當補正的調整技術等，這是導致接收裝置的開發效率下降的要因。

發明內容
本發明之目的，是在各種干擾條件下，皆能高精度的推測干擾對正交頻分復用接收信號的影響程度。
(解決課題的方法)本發明，是接收由含有傳輸以規定符號間隔內插的引示信號(pil otsignal)的載波的多個載波構成的正交頻分復用信號(OFDM信號)并解調頻的正交頻分復用接收裝置。具備將所接收的正交頻分復用信號(OFDM信號)變換為頻域的正交頻分復用信號(OFDM信號)并輸出的高速傅利葉變換部；從所述頻域的正交頻分復用信號(OFD M信號)求出對傳輸所述引示信號的載波的信道特性的信道特性算出部；內插對傳輸所述引示信號的載波的信道特性并輸出所得結果的內插部；給對應于該信道特性的各個載波，算出在所述內插部獲得的內插后信道特性大小的平方作為載波功率的功率算出部；給對應于所述內插后的信道特性的每個載波算出干擾對所述接收的正交頻分復用信號(OFDM信號)的影響程度作為干擾功率的干擾算出部；對每個載波計算出在所述功率算出部求得的載波功率和與的對應的在所述干擾算出部求得的干擾功率之比的載波質量算出部。
由此，便能夠給每個載波，高精度的求出干擾對所接收的正交頻分復用信號(OFDM信號)的影響程度。
(發明的效果)根據本發明，既能避免電路規模增大、開發效率下降，又能在各種干擾條件下高精度的推測出干擾對所接收的正交頻分復用信號(OFDM信號)的影響程度。因此，能夠正確的求出接收信號的信號質量值，適當的控制對接收信號的增益，提高解調頻、糾錯的性能等。


圖1為表示本發明第一實施方式的正交頻分復用接收裝置的構成例的方塊圖。
圖2為表示與頻域的正交頻分復用信號(OFDM信號)Y(ω)的載波布置有關的傳輸初始化的例的圖。
圖3(a)、圖3(b)分別為表示存在多徑干擾時，接收信號功率及所求的載波功率CP(ω)的頻率特性的圖。
圖4(a)、圖4(b)分別為表示在信道中高斯噪聲重疊于正交頻分復用信號(OFDM信號)時，接收信號功率及干擾功率IP(ω)的頻率特性的圖。
圖5(a)、圖5(b)分別為表示存在對頻率ωI附近的特定載波的干擾時，接收信號功率及干擾功率IP(ω)的頻率特性的圖。
圖6(a)、圖6(b)分別為表示多徑干擾與噪聲同時存在于接收信號中時，正交頻分復用信號(OFDM信號)的各載波的接收信號功率及載波質量值CSI(ω)的圖。
圖7(a)、圖7(b)分別為表示存在對頻率ωI附近的特定載波的頻率選擇性干擾時，接收信號功率及載波質量值CSI(ω)的圖。
圖8為表示圖1的干擾算出部的變形例的構成的方塊圖。
圖9為表示本發明第二實施方式的正交頻分復用接收裝置的構成例的方塊圖。
圖10為表示圖9的噪聲功率算出部的變形例的構成的方塊圖。
圖11為表示圖9的噪聲功率算出部的其他變形例的構成的方塊圖。
圖12為表示在圖11的功率算出部374獲得、信道的脈沖應答的功率的曲線圖。
圖13為表示圖9的噪聲功率算出部的另一變形例的構成的方塊圖。
圖14為表示本發明第三實施方式的正交頻分復用接收裝置的構成例的方塊圖。
圖15(a)、圖15(b)及圖15(c)為表示存在多徑干擾時，載波功率CP(ω)、LCP(ω)及已整波的載波功率CLCP(ω)的頻率特性的圖。
圖16(a)、圖16(b)及圖16(c)為表示存在類比同一頻道干擾時，干擾功率IP(ω)、LIP(ω)及已整波的干擾功率CLIP(ω)的頻率特性的圖。
圖17為表示圖14的載波質量算出部的變形例的構成的方塊圖。
圖18為表示圖14的干擾算出部的變形例的構成的方塊圖。
圖19為表示本發明第三實施方式的變形例的正交頻分復用接收裝置的構成的方塊圖。
圖20為表示本發明第三實施方式的其他變形例的正交頻分復用接收裝置的構成的方塊圖。
(符號說明)14，214 自動增益控制部(AGC控制部)18 高速傅利葉變換部(FFT部)20 解調頻部
24 信道特性算出部26 內插部32，532，632 軟判定部42 功率算出部44 平均算出部50，150，650 干擾算出部60，560，660 載波質量算出部70，270，370，470 噪聲功率算出部80，380噪聲功率候選算出部具體實施方式
以下，參考附圖，說明本發明的實施方式。
(第一實施方式)圖1為表示本發明第一實施方式的正交頻分復用接收裝置的構成例的方塊圖。圖1的正交頻分復用接收裝置，具備調諧器12、A/D變換部13、作為增益控制部的自動增益(AGC)控制部14、正交檢波部16、高速傅利葉變換部(FFT部)18、解調頻部20、軟判定部32、糾錯部34、信息源解碼部36、輸出部37、38、功率算出部42、平均算出部44、干擾算出部50以及載波質量算出部60。
說明圖1所示的正交頻分復用接收裝置的工作情形。天線11，接收RF(無線頻率)帶域的正交頻分復用信號(OFDM信號)，輸出給調諧器12。調諧器12，邊基于來自自動增益(AGC)控制部14的自動增益(AGC)控制信號執行增益控制，邊從來自天線11的RF帶域的正交頻分復用信號(OFDM信號)中選擇所希望的RF帶域的正交頻分復用信號(OFDM信號)，將所選擇的正交頻分復用信號(OFDM信號)頻率變換為IF(中間頻率)帶域的正交頻分復用信號(OFDM信號)，輸出至A/D變換部13。
A/D變換部13，對類比信號即IF帶域的正交頻分復用信號(OFDM信號)抽樣，變換為已數字化的IF帶域的正交頻分復用信號(OFDM信號)，輸出至自動增益(AGC)控制部14與正交檢波部16。自動增益(AGC)控制部14，為了使所輸入的信號振幅成為規定大小，根據輸入的信號的平均大小產生自動增益(AGC)控制信號，輸出至調諧器12。
正交檢波部16，將已數字化的IF帶域的正交頻分復用信號(OFDM信號)變換為基帶(base band)的正交頻分復用信號(OFDM信號)，輸出至高速傅立葉變換部18。高速傅立葉變換部18，對基帶的正交頻分復用信號(OFDM信號)執行傅利葉變換。換而言之，將時域的正交頻分復用信號(OFDM信號)變換為頻域的正交頻分復用信號(OFDM信號)Y(ω)，輸出至解調頻部20。此處，ω是表示構成頻域的正交頻分復用信號(OFDM信號)的載波的指數的整數。該高速傅立葉變換部18的輸出，表示正交頻分復用信號(OFDM信號)的各載波的相位與振幅。具體而言，以獨立的具有i軸成份與q軸成份的多個信號的形式(矢量)表示。
圖2為表示與頻域的正交頻分復用信號(OFDM信號)Y(ω)的載波布置有關的傳輸初始化的例的圖。圖2作為日本地上數字電視播放標準的一部分示出。圖2中，白圈D表示傳輸影像、聲音等信息的數據信號的位置；黑圈P表示引示信號的位置。這些引示信號，亦被稱為SP信號。這些引示信號是在每三個載波的一個載波中以四符號中一符號之比例等間隔的內插。引示信號的振幅、相位及所內插的位置，在接收一側是為已知。
解調頻部20，推測傳輸已接收的正交頻分復用信號(OFDM信號)的信道的頻率特性(以下稱其為信道特性)。換而言之，解調頻部20，算出對整個載波的信道特性He(ω)，根據已推測的信道特性He(ω)執行頻域的正交頻分復用信號(OFDM信號)Y(ω)的波形還原，求得解調頻信號Xe(ω)并輸出至軟判定部32。
假設傳輸引示信號的載波(以下，稱其為引示載波)的指數為ωp，則解調頻部20，由頻域的正交頻分復用信號(OFDM信號)Y(ω)算出對引示載波的信道特性He(ωp)，并輸出至干擾算出部50，進一步求得對整個載波的信道特性He(ω)，并輸出至功率算出部42。
軟判定部32，對每個載波執行對所輸入的解調頻信號Xe(ω)的軟判定，算出軟判定距離數據，并輸出至糾錯部34。軟判定距離數據，表示由各載波傳輸的數據“0”或者“1”的確實度，換而言之，“象0”或者“象1”的程度。
糾錯部34，對軟判定距離數據執行軟判定維特比解碼(Viterbi Decording)解碼與雷德-所羅門(Reed-Solomon)解碼的解碼處理，糾錯在信道產生的錯誤，再現所發送的運輸流TS(Transport Stream)，并輸出至信息源解碼部36。
信息源解碼部36，從所再現的TS中分離出影像、音聲或者其他數據，在影像是由MPEG壓縮時等根據需要執行信息的解碼處理，求得所發送的影像、音聲、及其他數據，作為接收數據RD輸出至輸出部37。輸出部37，擁有例如監視器與喇叭。輸出部37基于接收數據RD表示影像于監視器中，從喇叭輸出聲音。
功率算出部42，對各個載波，求出信道特性He(ω)大小的平方，作為載波功率CP(ω)輸出至載波質量算出部60。
干擾算出部50，以對引示信號的信道特性He(ωp)為輸入，對每個載波推測并求得重疊于所接收的正交頻分復用信號(OFDM信號)的各種干擾的影響程度，各種干擾例如高斯噪聲(以下，簡單的稱其為“噪聲”)干擾、由于類比播放導致的同一頻道干擾的頻率選擇性干擾等。干擾算出部50，將該算出結果作為干擾功率IP(ω)輸出給載波質量算出部60。
載波質量算出部60，對每個載波，求出載波功率CP(ω)與對應于其的干擾功率IP(ω)之比，CP(ω)/IP(ω)，將計算結果作為載波質量值CSI(ω)輸出至平均算出部44。載波質量值CSI(ω)表示正交頻分復用信號(OFDM信號)的各載波的質量值，干擾是噪聲時，則表示各載波的搬送波功率與噪聲功率之比(所謂的C/N)。
平均算出部44，沿著頻率軸方向(載波方向)或者頻率軸方向及時間軸方向(符號方向)兩個方向，將所輸入的各載波的載波質量值CSI(ω)加以平均，將所算出的平均值作為表示接收信號的質量的接收信號質量值SQ輸出至輸出部38。接收信號質量值SQ成為與干擾影響程度相對應的值。輸出部38，擁有監視器，接收信號質量值SQ表示于該監視器。
對按上述構成的圖1的正交頻分復用接收裝置的主要部份的動作進行更詳細的說明。
圖1的解調頻部20，擁有除法運算部22、信道特性算出部24以及內插部26。信道特性算出部24，以從高速傅立葉變換部18輸入的頻帶正交頻分復用信號(OFDM信號)Y(ω)為輸入，用已知的引示信號(SP信號)進行除法運算，算出對各引示載波的信道特性He(ωp)，輸出至內插部26。該信道特性He(ωp)，是在圖2的黑圈P的位置，換而言之，每三個載波內插的引示載波中，每隔四個符號獲得一次。
內插部26，以在信道特性算出部24獲得的信道特性He(ωp)為輸入，在時間軸方向(符號方向)及頻率軸方向(載波方向)內插該信道特性He(ωp)，算出對整個載波的信道特性He(ω)，輸出至除法運算部22及功率算出部42中。該內插后的信道特性He(ω)是對每個載波在圖2的白圈D與黑圈P的位置獲得。
另外，沿時間軸內插信道特性He(ωp)時，一般使用儲存體。若在進行時間軸內插的際使用一次內插(直線內插)，則不需要針對信道特性He(ωp)進行沿符號方向的長期積分處理等，故于移動接收信號時等信道特性隨時間變動較大時，亦能夠以高推測精度獲得對整個載波的信道特性He(ω)。
除法運算部22，對每個載波，以從內插部26輸出的載波整體的信道特性He(ω)除從高速傅立葉變換部18輸出的頻帶的正交頻分復用信號(OFD M信號)Y(ω)，執行波形還原(解調頻)，將所獲得的解調頻信號Xe(ω)輸出至軟判定部32。
功率算出部42，以對載波整體的信道特性He(ω)作輸入，求出多個矢量即信道特性He(ω)的i軸成份及q軸成份的平方的和，也就是，信道特性He(ω)大小的平方，作為正交頻分復用信號(OFDM信號)的載波功率CP(ω)輸出至載波質量算出部60中。功率算出部42，對每個載波，求出對應于信道特性He(ω)的載波功率CP(ω)。載波功率CP(ω)在每個符號表示接收信號功率的頻率特性。
圖3(a)、圖3(b)，分別為表示存在多徑干擾時，接收信號功率及所求的載波功率CP(ω)的頻率特性的圖。一般而言，在為存在多徑干擾等的信道時，某些相位下的主波與延遲波會相互抵消，故存在著接收信號的功率隨著二者的功率比大幅減少的載波。于此情形，如圖3(b)所示，載波功率CP，是表示接收信號的功率，換而言之，正交頻分復用信號(OFD M信號)的載波功率隨頻率而下落的狀況。
現在，假設某符號(設符號指數為s)中某引示載波(pilot carrier)(設載波指數為ωp)發送一側的引示信號為X(ωp，s)，則所發送的該信號，被作為下式的信號Y(ωp，s)接收。就是，Y(ωp，s)＝H(ωp，s)X(ωp，s)+I(ωp，s)......(1)此處，H(ωp，s)是作用在載波指數ωp的引示載波的信道特性，I(ωp，s)是與重疊于該引示載波的噪聲等與正交頻分復用信號(OFDM信號)無關的干擾，分別以多個信號的形式(矢量)表示。
此時，載波指數ωp相對引示載波的信道特性He(ωp，s)由式(2)He(ωp，s)＝Y(ωp，s)/X(ωp，s)＝H(ωp，s)+I’(ωp，s)......(2)求得。此處，I’(ωp，s)＝I(ωp，s)/X(ωp，s)......(3)同樣，對內插入引示信號之間隔，亦即，經過4符號后的符號指數s+4的引示載波的信道特性He(ωp，s+4)成為He(ωp，s+4)＝Y(ωp，s+4)/X(ωp，s+4)＝H(ωp，s+4)+I’(ωp，s+4)......(4)(I’(ωp，s+4)＝I(ωp，s+4)/X(ωp，s+4))接著，若求得ΔHe(ωp，s)作為信道特性的4符號間的差，也就是，He(ωp，s)與He(ωp，s+4)的差，則有ΔHe(ωp，s)＝H(ωp，s+4)-H(ωp，s)
＝H(ωp，s+4)+I’(ωp，s+4)-{H(ωp，s)+I’(ωp，s)}......(5)若于式(5)中，能忽視信道特性H(ωp，s+4)與信道特性H(ωp，s)間的時間變化，則有ΔHe(ωp，s)＝I’(ωp，s+4)-I(ωp，s)＝{I(ωp，s+4)-I(ωp，s)}/X(ωp，s)......(6)此處，因為X(ωp，s)是一定值，故是求得相對引示載波的干擾矢量的線性和作為差矢量ΔHe(ωp，s)。
由此可知，有關引示載波的信道特性的4符號間差矢量ΔHe(ωp，s)大小，與和正交頻分復用信號(OFDM信號)不相關的干擾矢量大小亦即干擾的影響程度具有很高的相關性。在移動接收時等信道特性隨時間變化很大的情況，由式(5)可知，差矢量ΔHe(ωp，s)根據其變化大小而變大。于是，可知可從差矢量ΔHe(ωp，s)的大小檢測出每個載波中干擾、信道特性隨時間變化等影響程度。
說明圖1的干擾算出部50。干擾算出部50，擁有差值算出部52、功率算出部54以及內插部56。差值算出部52，以對在信道特性算出部24中獲得的引示載波的信道特性He(ωp)為輸入，對相同的引示載波，求出最新的信道特性與時間軸上1周期前(4符號前)的信道特性間的差值ΔHe(ωp，s)，輸出給功率算出部54。另外，差值算出部52可以是這樣的，即使解調頻部20的內插部26共用用于在時間軸方向內插的儲存體，從該儲存體獲得對4符號前的引示載波的信道特性。
功率算出部54，求出在差值算出部52獲得的多個矢量即ΔHe(ωp)的i軸成份的平方與q軸成份的平方的和，作為對引示載波的干擾功率IP(ωp)輸出至內插部56。該干擾功率IP(ωp)是針對圖2中的黑圈P的位置求得。
內插部56，以干擾功率IP(ωp)為輸入，在時間軸方向(符號方向)上內插它之后，在頻率軸方向(載波方向)上也內插它，所得結果作為干擾功率IP(ω)輸出。干擾功率IP(ω)是將干擾對正交頻分復用信號(OFDM信號)的影響程度換算成功率的值，是針對與在內插部26求得的內插后信道特性相對應的每個載波皆求得。
另外，在時間軸方向內插干擾功率IP(ωp)的情況，亦可對每個引示載波在時間軸方向上對干擾功率IP(ωp)積分，使用積分值。此時，因為插有引示信號的載波數是帶域整體載波數的1/3，故為了時間軸方向的內插，使用的儲存體數是符號數的1/3。
另外，在時間軸方向上內插干擾功率IP(ωp)之后，在頻率軸方向上亦內插干擾功率IP(ωp)的情況，是一次內插亦可。
圖4(a)、圖4(b)，分別為表示在信道中高斯噪聲重疊于正交頻分復用信號(OFDM信號)時，接收信號功率及干擾功率IP(ω)的頻率特性的圖。假設重疊于正交頻分復用信號(OFDM信號)的每一個載波的噪聲功率的平均功率為Nd。
若如上述那樣，求得信道特性He(ωp)的4符號間的差，則于可忽視信道特性隨時間變化的情況，能夠求出噪聲矢量的線性和作為差矢量ΔHe(ωp)。該噪聲矢量的線性和的功率約成為信道上重疊的噪聲功率的2倍。因此，如圖4(b)所示，從干擾算出部50獲得，對正交頻分復用信號(OFDM信號)的一個載波的干擾功率IP(ω)的平均值大約為2Nd。換而言之，若進行在干擾功率IP(ω)的值上乘上1/2的補正，也能適當的檢測出大約的噪聲功率。
考慮在信道上，類比信號導致的同一頻道干擾等影響特定載波的頻率選擇性干擾重疊于正交頻分復用信號(OFDM信號)的情況。圖5(a)、圖5(b)分別為表示存在對頻率ωI附近的特定載波的干擾時，接收信號功率及干擾功率IP(ω)的頻率特性的圖。
于此情況下，因為特定載波干擾是與正交頻分復用信號(OF DM信號)無相關的信號，故與圖4所示的情形一樣，將對應于該干擾強度的影響程度換算為功率，如圖5(b)所示，亦能適當的檢測出該干擾的頻率位置。
在移動接收時等信道特性隨時間變動的情況，若求信道特性的4個符號間的差，便能獲得對應于信道特性隨時間的變化量的差矢量ΔHe(ωp)。因此，從干擾算出部50獲得、對正交頻分復用信號(OFDM信號)的一個載波的干擾功率IP(ω)值表示信道特性隨時間變動對接收信號的影響程度。
圖1中的載波質量算出部60，具備對數算出部62，64與差值算出部66。對數算出部62，64，分別算出載波功率CP(ω)與干擾功率IP(ω)的對數值LCP(ω)與LIP(ω)，輸出至差值算出部66中。差值算出部66，求出對數算出部62的輸出LCP(ω)和對數算出部64的輸出LIP(ω)的差值，將算出結果作為載波質量值CSI(ω)輸出至平均算出部44中。這樣的求對數值的差的運算，相當于算出載波功率CP(ω)與干擾功率IP(ω)之比，與二者間直接進行除法運算相比，此時，不需要除法器了，故能夠使電路規模變小。
另外，在計算載波質量值CSI(ω)的時，可以不變換成對數，而以干擾功率IP(ω)除以載波功率CP(ω)所獲得的值作為載波質量值CSI(ω)求得。此時則需要除法器。
此處，說明各種干擾環境下的載波質量值CSI(ω)的例。載波質量值CSI(ω)，是從載波功率CP(ω)與干擾功率IP(ω)的對數值的差求得。
圖6(a)、圖6(b)分別為表示接收信號中多徑徑干擾與噪聲同時存在時，正交頻分復用信號(OFDM信號)的各載波的接收信號功率及載波質量值CSI(ω)的圖。如圖6(a)所示，因為在各載波中重疊有噪聲功率，故接收信號功率小的載波的載波質量值CSI(ω)，如圖6(b)所示，變得相當小。
圖7(a)、圖7(b)分別為表示存在對頻率ωI附近的特定載波的頻率選擇性干擾時，接收信號功率及載波質量值CSI(ω)的圖。如圖7(b)所示，受干擾載波的載波質量值CSI(ω)下降。
如移動接收時等信道特性時時刻刻變化的情況，隨著其變化，每個符號在功率算出部42獲得的載波功率CP(ω)的值亦隨的變化，故能夠根據接收信號的功率適當的算出各時刻(各符號)下各載波的載波質量值CSI(ω)。
另外，載波質量算出部60，求出CP(ω)/IP(ω)作為載波質量值CSI(ω)，還是求出IP(ω)/CP(ω)作為載波質量值CSI(ω)，本質上無差異。
干擾算出部50的內插部56，可以省略頻率軸方向的內插處理。在該情形下，解調頻部20的內插部26，在求出用以算出載波功率CP(ω)的信道特性的際，省略頻率軸方向的內插處理。
圖8是表示圖1的干擾算出部50的變形例結構的方塊圖。圖8中的干擾算出部150，具備距離檢測部154、硬判定部156以及積分部158。用圖8中的干擾算出部150，代替圖1的正交頻分復用接收裝置的干擾算出部50。
硬判定部156，對從除法運算部22輸出的解調頻信號Xe(ω)的各載波，進行對i-q平面上的信號點判定最近的發送信號點的硬判定，以該判定結果為基準信號點輸出至距離算出部154。距離輸出部154，求出從除法運算部22輸出的解調頻信號Xe(ω)的各載波的信號點、與自對應于此的硬判定部156輸出的基準信號點之間的在i-p平面上的距離平方作為差值，輸出至積分部158。積分部158，對各個載波在時間軸方向將差值平均，將所獲得的值(解調頻信號Xe(ω)的分散值)作為干擾功率IP(ω)輸出至對數算出部64中。
如此，利用圖8的干擾算出部150，亦能對每一個載波，算出對應于各種干擾的影響程度的值。各種干擾為在信道上產生的噪聲干擾、由于類比播放導致的同一頻道混信干擾為首的頻率選擇性干擾等。
另外，在干擾算出部的干擾功率算出方法，并不限于以上所說明的方法。只要是能夠對每個載波算出干擾功率IP(ω)作為干擾影響程度的算出方法即可。
如上所述，本實施方式的正交頻分復用接收裝置，因為基于引示載波推測出的信道特性He(ω)算出載波功率CP(ω)，故時時刻刻變化的信道狀況下也很容易推測出各載波的功率。
從各載波的干擾功率IP(ω)及載波功率CP(ω)中求出各載波的質量作為載波質量值CSI(ω)，以對每個載波獲得的載波質量值CSI(ω)的頻率軸與時間軸上的平均值作為接收信號的接收信號質量值SQ。因此，噪聲干擾、對多通、特定載波的頻率選擇性干擾、移動時發生的信道特性變動等各種干擾條件下，亦能不根據原因的種類補正，以結構簡單的電路高精度的推測對接收信號的影響。能夠檢測出反映了該影響的接收信號的接收信號質量值SQ。
若利用如此求得的接收信號質量值SQ，則于例如設置天線的際，能夠適當的設定其方向、位置。
(第二實施方式)接收、解調頻正交頻分復用信號(OFDM信號)的情況下，有檢測重疊于接收信號的噪聲量，將其應用到控制調諧器輸出信號的增益的時候。在該實施方式中，說明能夠檢測重疊于接收信號的噪聲的功率值的正交頻分復用接收裝置。
圖9為表示本發明第二實施方式的正交頻分復用接收裝置的構成例的方塊圖。該正交頻分復用接收裝置，基于傳輸引示信號的載波的信道特性，檢測噪聲功率。圖9的正交頻分復用接收裝置，具備調諧器12、A/D變換部13、作為增益控制部的自動增益(AGC)控制部214、正交檢波部16、高速傅立葉變換部18、解調頻部20、軟判定部32、糾錯部34、信息源解碼部36以及噪聲功率算出部70。圖9中，與圖1中一樣的構成要素以相同符號表示，省略對其的詳細說明。
從由A/D變換部13輸入數字化的IF帶域的正交頻分復用信號(OFDM信號)自動增益(AGC)控制部214中。自動增益(AGC)控制部214，不僅基于所輸入信號的平均大小，產生控制所輸入信號的增益的自動增益(AGC)控制信號，輸出至調諧器12，還基于在噪聲功率計算部70求得的噪聲功率NP的值，產生控制所輸入信號的增益的自動增益(AGC)控制信號，輸出至調諧器12，目的是使所輸入信號的振幅達到規定大小。
噪聲功率算出部70，具備差值算出部52、功率算出部54以及平均算出部76。差值算出部52及功率算出部54，與參考圖1所說明的一樣。噪聲功率算出部70，基于對傳輸SP信號的引示載波的信道特性He(ωp)，檢測重疊于接收信號的噪聲的功率。
平均算出部76，沿著頻率軸方向或者頻率軸方向及時間軸方向兩個方向，將在功率算出部54求得的、對引示載波的干擾功率IP(ωp)加以平均，將所得到的結果作為重疊在已接收的正交頻分復用信號(OFDM信號)上的噪聲功率NP輸出。與在第一實施方式中所說明的一樣，對引示載波的干擾功率IP(ωp)表示重疊于引示信號的干擾，也就是，噪聲的功率。平均算出部76將噪聲功率NP輸出至自動增益(AGC)控制部214。
然而，在接收某頻道的正交頻分復用信號(OFDM信號)時，相鄰其他頻道的信號已混入的情況下，所希望頻道的信號功率會下降。于此情形，因為與噪聲功率相比，正交頻分復用信號(OFDM信號)的信號功率相對減小，故接收性能惡化。
另一方面，調諧器12，在將RF帶域的信號變換為IF帶域的信號的時候，利用帶通濾波器BPF(Band Pass Filer)進行用以將無用帶域信號除去的帶域限制。
因此，為了防止無用的相鄰頻道的信號混入解調頻部20中，使RF帶域信號的增益小一些之后，再使信號通過BPF，使變換為IF帶域后的信號增益大一些，從而能夠抑制相鄰頻道信號混入正交頻分復用(OFDM)解調頻部。
當例如噪聲功率NP值很大時，為了使IF帶域的信號增益大在調諧器12中RF帶域信號的增益，由自動增益(AGC)控制部214輸出自動增益(AGC)控制信號；當噪聲功率NP值很小時，為了使IF帶域的信號增益小于調諧器12中RF帶域信號的增益，由自動增益(AGC)控制部214輸出自動增益(AGC)控制信號。
如在第一實施方式中所說明的一樣，在噪聲重疊于接收信號的情況，若求對引示載波的信道特性He(ωp)的四符號間的差，則在能夠忽視信道特性隨時間變化時，便能獲得噪聲矢量線性和作差矢量ΔHe(ωp)，其功率大約成為在信道重疊的噪聲功率的2倍。此處，若進行在功率算出部54的算出結果或者平均算出部76的算出結果的值上乘以1/2的補正，便能適當的檢測出噪聲干擾的大約功率。
如此，根據噪聲功率算出部70，因為以SP信號的4符號間的差功率作為噪聲功率，故于存在多徑干擾的情況，亦能不受該影響，檢測出重疊于接收信號的噪聲功率。
若利用這樣的噪聲功率檢測方法，則在以重疊于接收信號的噪聲功率為指標控制調諧器的增益的情況，能不受多徑干擾的影響，在開始接收后，早期執行增益控制。
圖10為表示圖9的噪聲功率算出部70的變形例的構成的方塊圖。圖10中的噪聲功率算出部270，具備差值算出部271、272、273、功率算出部274以及平均算出部276。
差值算出部271，以在信道特性算出部24獲得的對引示載波的信道特性He(ωp)為輸入，對同一個引示載波，算出最新的信道特性、時間軸上一周期前(4符號前)的信道特性的差值ΔHel(ωp)，輸出至差值算出部273。
差值算出部272，以在信道特性算出部24獲得的對引示載波的信道特性He(ωp)為輸入，對同一個引示載波，算出最新信道特性之前4符號的信道特性、與一周期前亦即相對最新信道特性8個符號前的信道特性的差值ΔHe2(ωp)，輸出至差值算出部273。
差值算出部273，以差值ΔHel(ωp)與差值ΔHe2(ωp)為輸入，算出二者的差值ΔΔHe(ωp)，輸出至功率算出部274中。
功率算出部274，以在差值算出部273中獲得的差值ΔΔHe(ωp)為輸入，求出多個矢量即ΔΔHe(ωp)的i軸成份的平方與q軸成份的平方和，作為對內插有SP信號的引示載波的干擾功率IP(ωp)輸出至平均算出部276中。
平均算出部276，沿著頻率軸方向或者頻率軸方向及時間軸方向兩個方向，將對引示載波的干擾功率IP(ωp)加以平均，將該結果作為重疊在所接收的正交頻分復用信號(OFDM信號)上的噪聲功率NP輸出至自動增益(AGC)控制部214中。
如在第一實施方式所示，若求出ΔHel(ωp，s)作為信道特性的4符號間差，也就是，作為He(ωp，s)與He(ωp，s+4)的差，則ΔHel(ωp，s)＝H(ωp，s+4)+I’(ωp，s+4)-[H(ωp，s)+I’(ωp，s)]......(7)同樣，若求出ΔHe2(ωp，s)作為He(ωp，s+8)與He(ωp，s+4)的差，則ΔHe2(ωp，s)＝He(ωp，s+8)+I’(ωp，s+8)-[H(ωp，s+4)+I’(ωp，s+4)]...(8)進一步，ΔHel(ωp，s)與ΔHe2(ωp，s)的差ΔΔHe(ωp，s)如下式所示。
ΔΔHe(ωp，s)＝{(H(ωp，s+8)-H(ωp，s+4))-(H(ωp，s+4)-H(ωp，s))}+{(I’(ωp，s+8)-I’(ωp，s+4))-(I’(ωp，s+4)-I’(ωp，s))}......(9)從式(9)可知，移動接收時等信道特性隨時間變化的情況，其變化情況也一樣，亦即，H(ωp，s+4)-H(ωp，s)≈H(ωp，s+8)-H(ωp，s+4)的情況，ΔΔHe(ωp，s)中僅剩下干擾項，ΔΔHe(ωp，s)≈(I’(ωp，s+8)-I’(ωp，s+4))-(I’(ωp，s+4)-I’(ωp，s))......(10)可知ΔΔHe(ωp，s)大小與干擾大小相關很高。
由上述可知，在接收信號上重疊有噪聲的情況，能夠忽略信道特性隨時間變化時，求出差矢量ΔHel(ωp，s)和差矢量ΔHe2(ωp，s)的差矢量ΔΔHe(ωp，s)，僅能獲得干擾矢量的線性和。而且，差矢量ΔΔHe(ωp，s)的功率約是重疊于接收信號的噪聲功率的4倍。此處，若執行在功率算出部274的算出結果或者平均算出部276的算出結果的值上乘以1/4的補正，便能適當的檢測噪聲干擾的大概功率。
根據圖10中的噪聲功率算出部270，就是在信道特性隨時間變動的情況，亦認為其變化情況也一樣的時，與圖9所示的結構相比，噪聲功率的檢測精度提高。
另外，平均算出部76或者276，由沿頻率軸方向的平均算出功率算出部54或274的輸出的平均值時，接收動作開始后，能早期的獲得噪聲功率的檢測結果。而且，平均算出部76或者276，不僅由沿頻率軸方向，還由沿時間軸方向上的平均算出功率算出部54或274的輸出的平均值時，與僅僅是頻率軸方向的情況相比，能獲得精度更高的噪聲功率的檢測結果。因此，亦可根據狀況，選擇最佳平均值的算出方法。
圖11為表示圖9的噪聲功率算出部70的其他變形例的構成的方塊圖。圖11中的噪聲功率算出部370，具備逆高速傅立葉變換部(IFFT部)372、功率算出部374以及帶條件的平均算出部376。
圖11中，逆高速傅立葉變換部372，針對對引示載波的信道特性(ωp)，在每個符號進行逆傅利葉變換(IFFT)，獲得時域信號即脈沖信號應答(impulsive response)，將其輸出至功率算出部374中。另外，該脈沖應答也是多個信號。功率算出部374將所輸入的脈沖應答的i軸成份及q軸成份的平方和作為脈沖應答的功率算出，輸出至帶條件的平均算出部376中。
圖12為表示在圖11的功率算出部374獲得、信道的脈沖應答的功率的曲線圖。圖12中的脈沖應答，表示信道上存在多徑干擾與噪聲干擾的情況。如圖12所示，信道的脈沖應答，擁有表示主波與延遲波的峰值，表示主波與延遲波皆集中于某一局部，但噪聲成份在底部(floor)部份的分布大致具有一定的大小，與時間無關。
帶條件的平均算出部376，將圖12所示規定閾值以下的功率值看成噪聲，橫跨規定符號將其平均，以所獲得的平均值作為噪聲功率NP輸出。既可使該閾值為固定值，又可使該閾值為相對表示正交頻分復用信號(OFDM信號)成份主波的峰值具有一定比的值。惟，設定成較所接收的正交頻分復用信號(OFDM信號)的主波與延遲波的大小充分小的值。
執行逆高速傅立葉變換之前，可在頻率軸上對信道特性He(ωp)乘以適當的窗函數。于此情形下，正交頻分復用信號(OF DM信號)成份的波形上升、下降很陡峭，能進一步提高噪聲功率的檢測精度。
如此，圖11的噪聲功率算出部370，對從已重疊噪聲的接收信號求得的引示載波的信道特性He(ωp)進行逆高速傅立葉變換，對每個符號，獲得脈沖應答，基于規定閾值以下的成份檢測噪聲功率。因此，難以受信道特性隨時間變動的影響，噪聲功率的檢測精度較圖9的噪聲功率算出部70進一步提高。
圖13為表示圖9的噪聲功率算出部70的另一變形例的構成的方塊圖。圖13中的噪聲功率算出部470，具備噪聲功率候選算出部80，380、最小值選擇部478。噪聲功率候選算出部80，380，結構上與圖9的噪聲功率算出部70及圖11中的噪聲功率算出部370一樣。
噪聲功率候選算出部80，基于對引示載波的信道特性He(ωp)的4符號間的差，求出噪聲功率N1輸出至最小值選擇部478。噪聲功率候選輸出部380，基于對引示載波的信道特性He(ωp)的脈沖應答，求出噪聲功率N2輸出至最小值選擇部478。最小值選擇部478從噪聲功率N1與N2中選出較小的，作為噪聲功率NP輸出。
噪聲功率候選算出部80，要基于信道特性的差的功率檢測噪聲功率。惟，在移動接收時等信道特性隨時間變動的環境下，因為差算出結果中除了含有噪聲成份以外，還含有信道特性的變化導致的部份，故算出的噪聲功率N1有可能較實際信道的噪聲功率為大。
另一方面，噪聲功率候選輸出部380，欲基于信道的脈沖應答的功率檢測噪聲功率。惟，與主波相比功率為小的延遲波為多個的情況，有些區分噪聲與正交頻分復用信號(OFDM信號)的閾值將功率較小的延遲波成份看作噪聲，故算出的噪聲功率N2有可能較實際信道的噪聲功率為大。
這樣由噪聲功率候選算出部80及380算出的噪聲功率N1及N2的值，在有些信道的條件下會較實際噪聲功率值為大。但因為各自的求出方法不同，故能夠由從噪聲功率N1與N2中選出最小值，而使相對實際噪聲功率值的誤差盡可能的小。因此，根據圖13的噪聲功率算出部470，不容易受信道特性隨時間變動的影響，噪聲功率的檢測精度能夠較圖9的噪聲功率算出部70提高。
另外，圖11的噪聲功率算出部370與圖13的噪聲功率算出部470中，可以這樣在針對對引示載波的信道特性He(ωp)進行逆高速傅立葉變換，對每個符號獲得脈沖應答之前，在時間軸方向進行內插之后(也就是說，頻率軸上對每三個載波求出信道特性之后)，由逆高速傅立葉變換對每個符號獲得應答。此時，能夠降低混淆噪聲(aliasing)在脈沖應答中的影響。
噪聲功率算出部370及470中，亦可如此在針對對引示載波的信道特性He(ωp)進行逆高速傅立葉變換，對每個符號獲得脈沖應答之前(在時間軸上內插的時為內插后)，在頻率軸上對信道特性乘以適當的窗函數，之后，再由逆高速傅立葉變換對每個符號獲得脈沖應答。此時，正交頻分復用信號(OFDM信號)成份的波形上升、下降很陡峭，能進一步提高噪聲功率的檢測精度。
(第三實施方式)對所接收的正交頻分復用信號(OFDM信號)執行解調頻部、糾錯的情況，有時候，推測已解調頻的各載波的可靠性，利用該信息，進行解調頻信號的軟判定(demapping)。在信道上發生多徑干擾、特性載波干擾等頻率選擇性干擾的情況，亦能適當的檢測受到這些干擾的載波位置與干擾影響程度作為這些載波的可靠性，基于該信息，進行解調頻信號的軟判定，從而大大提高干擾環境下糾錯能力。
該實施方式中，說明電路結構簡單，噪聲干擾、對多通與特性載波的頻率選擇性干擾、移動時發生的干擾等各種干擾條件下，求出對各載波的可靠性作為以下所示的載波質量值，再利用該值進行軟判定的正交頻分復用接收裝置。
圖14為表示本發明第三實施方式的正交頻分復用接收裝置的構成例的方塊圖。圖1的正交頻分復用接收裝置中，以軟判定部532代替軟判定部32，除去平均算出部44，即構成圖14的正交頻分復用接收裝置。
如此構成的圖14的正交頻分復用接收裝置中，利用所接收的正交頻分復用信號(OFDM信號)對每個載波求出載波功率CP(ω)，對每個載波算出將干擾的影響程度換算成功率的干擾功率IP(ω)，由這些功率的對數值的差求出載波質量值CSI(ω)。例如，在CSI(ω)＝LCP(ω)-LIP(ω)的情況，載波質量值CSI(ω)的值愈大，干擾的影響愈小，可以說該載波的可靠性很高。
圖14的載波質量算出部60，算出載波功率CP(ω)及干擾功率IP(ω)的對數值作為LCP(ω)、LIP(ω)，求出二者的差值，將算出結果作為載波質量值CSI(ω)輸出至軟判定部532。
此處，說明各種干擾環境下的載波質量算出部60中各個信號。
圖15(a)、圖15(b)，為表示存在多徑干擾時，載波功率CP(ω)、LCP(ω)的頻率特性的圖。如圖15(a)所示，在頻率ωa、ωb、ωc附近存在由于多徑干擾導致的載波功率CP(ω)的下落，假設這些下落程度分別不同。此時，如圖15(b)所示，對數值即載波功率CP(ω)的下落程度，在下落最深的頻率ωb附近，與圖15(a)相比，更加明了；在下落程度很淺的頻率ωa、ωc附近，與圖15(a)相比，則不明了。
也就是說，由于多徑干擾各載波的功率下落程度不同的情況，利用對數值即載波功率LCP(ω)能夠較利用載波功率CP(ω)更為正確的推測干擾對成為接收性能惡化的支配原因、下落程度較大的載波的影響。
圖16(a)、圖16(b)為表示存在類比同一頻道干擾時，干擾功率IP(ω)、LIP(ω)頻率特性的圖。如圖16(a)所示，假設頻率ωa、ωb、ωc附近存在由于類比同一頻道干擾導致的干擾功率IP(ω)峰值。此時，如圖16(b)所示，圖16(a)中難以辨別的小峰值作為對數值即干擾功率LIP(ω)的峰值明顯的存在，干擾功率LIP(ω)的峰值與在圖16(a)中大大的表示的、圖16(b)中的頻率ωa、ωb、ωc附近峰值間的差縮小。
也就是說，由于類比同一頻道干擾等導致的各載波干擾功率有程度不同的峰值時，與干擾功率IP(ω)相比，對數值即干擾功率LIP(ω)能更正確的推測出干擾對干擾功率較小的載波的影響。
差值算出部66，求出載波功率LCP(ω)與干擾功率LIP(ω)間的差值，作為載波質量值CSI(ω)輸出。因此，存在多徑干擾的情況，能夠更明了的算出受影響最大的載波的質量值；存在類比同一頻道干擾等特定干擾等的情況，能夠更明了的算出受該影響的載波的質量值。
軟判定部532，基于在載波質量算出部60中獲得的載波質量值CSI(ω)，對每個載波對從解調頻部20輸出的解調頻信號Xe(ω)進行軟判定，算出軟判定距離數據，輸出至糾錯部34中。
軟判定部532，例如對可靠性非常高的載波，算出表示最“象0”或者最“象1”的值(相似度(likelihood))作為軟判定距離數據。相反，對可靠性非常低的載波，算出表示“0”與“1”中間的值作為軟判定距離數據。對除此以外的載波，對應于所接收的信號點與理想點之間的距離、載波質量值CSI(ω)的值算出值。由此，圖14的正交頻分復用接收裝置，對受到頻率選擇性干擾的載波，將其距離數據的“象0”或者“象1”的確切度搞的低一些，減少對糾錯的貢獻度，故能夠提高對接收信號整體的糾錯效果。
圖17為表示圖14的載波質量算出部60的變形例的構成的方塊圖。圖17中的載波質量算出部560，具有對數算出部62，64、整波部563，565以及差值算出部566。對數算出部62，64，將載波功率CP(ω)和干擾功率IP(ω)的對數值分別作為LCP(ω)和LIP(ω)算出，輸出至整波部563，565中。
整波部563，從對數值即載波功率LCP(ω)減去規定的整波值，當減出的結果是正時，輸出0；當減出的結果是負時，整波后輸出該減出的結果，被整波的載波功率CLCP(ω)作為差值算出部566輸出。整波部565，自對數值即載波功率LIP(ω)減去規定的整波值，當減出的結果是負時，輸出0；當減出的結果是正時，整波后輸出該減出的結果，被整波的載波功率CLIP(ω)輸出至差值算出部566。差值算出部566，求出整波部563的輸出與整波部565的輸出間的差值，以算出結果作為載波質量值CSI(ω)輸出至軟判定部532。
此處，說明各種干擾環境下載波質量算出部560中的各信號。
圖15(c)為表示存在多徑干擾時，已整波的載波功率CLCP(ω)的頻率特性的圖。整波部563，對圖15(b)所示的載波功率LCP(ω)，進行以整波值作THC的整波。如圖15(c)所示，整波結果所獲得的載波功率CLCP(ω)是下落最深頻率ωb附近的狀況較圖15(b)更加明了，其他部份的下落幾乎不表示。
也就是說，載波功率由于多徑干擾產生不同程度的下落的情況，與載波功率CP(ω)或者LCP(ω)相比，根據被整波的載波功率CLCP(ω)，能夠更加正確的推測干擾對成為接收性能惡化的主要原因、下落程度較大的載波的影響。
圖16(c)為表示存在類比同一頻道干擾時，已整波的干擾功率CLIP(ω)的頻率特性的圖。整波部565對圖16(b)所示的干擾功率LIP(ω)進行以整波值為THI的整波。如圖16(c)所示，整波結果所獲得的干擾功率CLIP(ω)僅能辨別一定大小以上的大峰值。其他部份的峰值幾乎不表示。
換而言之，在干擾功率由于類比同一頻道干擾出現程度不一的峰值的情況下，與載波功率CP(ω)或者LCP(ω)相比，利用被整波的載波功率CLCP(ω)，能夠更加正確的推測干擾對成為接收性能惡化的主要原因、表示出在一定大小以上的較大干擾功率的載波的影響。這是與對接收性能沒太有影響、干擾功率又非常小的載波相比而言的。
差值算出部566，求出整波的載波功率CLCP(ω)與干擾功率CLIP(ω)間的差值(CLCP(ω)-CLIP(ω))，作為載波質量值CSI(ω)輸出。因此，存在多徑干擾的情況，能夠更適當的算出受影響最大的載波的質量值；存在類比同一頻道干擾等特定干擾等的情況，能夠更適當的算出受該影響的載波的質量值。
圖18為表示圖14的干擾算出部50的變形例的構成的方塊圖。圖18的干擾算出部650，具有差值算出部271，272，273、功率算出部274以及內插部656。因為差值算出部271～273及功率算出部274與參考圖10說明的相同，故省略說明。內插部656在時間軸方向及頻率軸方向內插在功率算出部274求得的、對引示載波的干擾功率IP(ωp)求出干擾功率IP(ω)，并輸出。
根據干擾算出部650，在信道特性隨時間變動的情況，其變動被視為一樣時，干擾功率IP(ω)的檢測精度比圖14所示結構下的高。
圖19為表示本發明第三實施方式的變形例的正交頻分復用接收裝置的構成的方塊圖。在圖14中的正交頻分復用接收裝置中，再加上圖1的平均算出部44，即構成圖19的正交頻分復用接收裝置。
根據圖19的正交頻分復用接收裝置，因為平均算出部44使用為進行軟判定求得的載波質量值CSI(ω)，故無需為求出接收信號質量值SQ而再加上干擾算出部50、載波質量算出部60。因此，不僅要考慮干擾的影響程度進行軟判定，還要求接收信號質量值SQ的情況，能夠防止電路規模增大。
圖20為表示本發明第三實施方式的其他變形例的正交頻分復用接收裝置的構成的方塊圖。圖14的正交頻分復用接收裝置中，以載波質量算出部660和軟判定部632代替載波質量算出部60和軟判定部532，即構成圖20的正交頻分復用接收裝置。
圖20中的載波質量算出部660，是從圖17所示的載波質量算出部60中拿去差值算出部565而獲得者。該載波質量660，將從整波部563，565獲得的被整波的載波功率CLCP(ω)和被整波的干擾功率CLCP(ω)輸出至軟判定部632。
軟判定部632，基于整波的載波功率CLCP(ω)及整波的干擾功率CLCP(ω)二者，或者其中的一，對每個載波，對從解調頻部20輸出的解調頻信號Xe(ω)進行軟判定，算出軟判定距離數據，輸出至糾錯部34中。
根據圖20的正交頻分復用接收裝置，載波質量算出部60，將載波功率CLCP(ω)和干擾功率CLIP(ω)分別輸出。軟判定部632對載波功率CLCP(ω)及整波的干擾功率CLIP(ω)二者，或者其中的一進行軟判定。此時，在軟判定部632中，能夠對載波功率CLCP(ω)和干擾功率CLIP(ω)進行不同的加權，計算出相似度。從而能夠進行更靈活的軟判定處理，以使糾錯能力提高。
如上所述，本實施方式的正交頻分復用接收裝置，基于從載波功率與表示干擾的影響程度的干擾功率對每一個載波獲得的質量值，對所接收的正交頻分復用信號(OFDM信號)的各個載波進行軟判定。因此，能夠高精度的推測干擾對各個載波的影響程度，并利用該信息進行有效的軟判定。從而能夠使解調頻/糾錯能力提高。
另外，圖14的正交頻分復用接收裝置中，可用圖8中的干擾算出部150代替干擾算出部50。
圖1的正交頻分復用接收裝置中，可用圖18的干擾算出部650代替干擾算出部50。
(產業上的可利用性)綜上所述，根據本發明，能以簡單的電路結構，在各種各樣的干擾條件下高精度的檢測反映了干擾對已接收的正交頻分復用信號(OFDM信號)的影響的接收信號信號質量值、噪聲功率值。能夠適當的算出各載波的可靠性，以提高解調頻/糾錯的能力。因此，本發明對正交頻分復用接收裝置等很有用。
權利要求
1.一種正交頻分復用接收裝置，接收并解調頻由包括以規定的符號間隔內插的引示信號的載波的多個載波構成的正交頻分復用信號，其特征為包括高速傅利葉變換部，將所接收的正交頻分復用信號變換為頻域的正交頻分復用信號并輸出；信道特性算出部，從上述頻域的正交頻分復用信號求出傳輸上述引示信號的載波的信道特性；內插部，將傳輸上述引示信號的載波的信道特性內插，并輸出所獲得的結果；功率算出部，給對應于在上述內插部獲得的內插后信道特性的載波，求出在上述內插部獲得的內插后信道特性大小的平方作為載波功率；干擾算出部，給每一個對應于上述內插后的信道特性的載波算出干擾對上述已接收的正交頻分復用信號的影響程度作為干擾功率；以及載波質量算出部，對每一個載波，算出在上述功率算出部求得的載波功率、與在上述干擾算出部求得的且對應于上述載波功率的干擾功率之比。
2.根據權利要求1所述的正交頻分復用接收裝置，其特征為上述載波質量算出部，將在上述功率算出部求得的載波功率變換為第一對數值，將在上述干擾算出部求得的干擾功率變換為第二對數值，求出上述第一對數值與上述第二對數值之間的差值，將上述求得的差值作為在上述功率算出部求得的載波功率和在上述干擾算出部求得的干擾功率之比輸出。
3.根據權利要求1所述的正交頻分復用接收裝置，其特征為進一步包括平均算出部，該平均算出部將在上述載波質量算出部求得之比，對多個載波加以平均，將所獲得的結果作為上述接收的正交頻分復用信號的信號質量值輸出。
4.根據權利要求1所述的正交頻分復用接收裝置，其特征為上述干擾算出部，對傳輸上述引示信號的載波，算出對相隔上述規定符號間隔相鄰的引示信號的信道特性之間的差值，求出上述差值各自大小的平方，在時間軸方向、或者時間軸方向和頻率軸方向兩方向內插上述差值大小的平方，將所獲得的結果作為上述干擾功率輸出。
5.根據權利要求1所述的正交頻分復用接收裝置，其特征為上述干擾算出部，對上述頻域的正交頻分復用信號被還原后獲得的解調頻信號進行硬判定，求出對應于上述解調頻信號的信號點與硬判定該解調頻信號所獲得的基準信號點間的距離的值，在時間軸方向對每一個載波進行積分，將所獲得的結果作為上述干擾功率輸出。
6.根據權利要求1所述的正交頻分復用接收裝置，其特征為上述干擾算出部，對傳輸上述引示信號的載波，算出第一差值、第二差值以及第一差值與第二差值間的第三差值，求出上述第三差值大小的平方，在時間軸方向或者時間軸方向和頻率軸方向兩個方向內插上述第三差值大小的平方，將所獲得的結果作為上述干擾功率輸出；上述第一差值，是對第一引示信號的信道特性和對從上述第一引示信號經過上述規定符號間隔后傳輸的第二引示信號的信道特性之間的差值，上述第二差值，是對上述第二引示信號的信道特性和對從上述第二引示信號經過上述規定符號間隔后傳輸的第三引示信號的信道特性之間的差值。
7.根據權利要求1所述的正交頻分復用接收裝置，其特征為進一步包括軟判定部，該軟判定部基于上述載波質量算出部的輸出，對上述頻域的正交頻分復用信號被還原后獲得的解調頻信號進行軟判定。
8.根據權利要求7所述的正交頻分復用接收裝置，其特征為上述載波質量算出部，將在上述功率算出部求得的載波功率變換為第一對數值，將在上述干擾算出部求得的干擾功率變換為第二對數值，求出上述第一對數值與上述第二對數值之間的差值，將上述求得的差值作為在上述功率算出部求得的載波功率和在上述干擾算出部求得的干擾功率之比輸出。
9.根據權利要求7所述的正交頻分復用接收裝置，其特征為上述載波質量算出部，將在上述功率算出部求得的載波功率變換為第一對數值，以第一規定值將上述第一對數值整波并算出第一被整波的對數值，將在上述干擾算出部求得的干擾功率變換為第二對數值，以第二規定值將上述第二對數值整波并算出第二被整波的對數值，求出上述第一被整波的對數值與上述第二被整波的對數值之間的差值，將上述求得的差值作為在上述功率算出部求得的載波功率與在上述干擾算出部求得的干擾功率之比輸出。
10.根據權利要求7所述的正交頻分復用接收裝置，其特征為上述載波質量算出部，將在上述功率算出部求得的載波功率變換為第一對數值，以第一規定值將上述第一對數值整波并算出第一被整波的對數值，將在上述干擾算出部求得的干擾功率變換為第二對數值，以第二規定值將上述第二對數值整波并算出第二被整波的對數值；上述軟判定部，基于上述第一及第二被整波的對數值中的至少一個對上述頻域的正交頻分復用信號被還原后所獲得的解調頻信號進行軟判定。
11.一種正交頻分復用接收裝置，接收并解調頻由包括以規定的符號間隔內插的引示信號的載波的多個載波構成的正交頻分復用信號，其特征為包括高速傅利葉變換部，將所接收的正交頻分復用信號變換為頻域的正交頻分復用信號并輸出；信道特性算出部，從上述頻域的正交頻分復用信號求出對傳輸上述引示信號的載波的信道特性；噪聲功率算出部，基于上述信道特性，算出并輸出重疊于上述已接收的正交頻分復用信號的噪聲功率；以及增益控制部，基于上述已接收的正交頻分復用信號與上述噪聲功率，產生并輸出用以控制上述已接收的正交頻分復用信號的振幅的控制信號。
12.根據權利要求11所述的正交頻分復用接收裝置，其特征為上述噪聲功率算出部，對傳輸上述引示信號的載波，算出對相隔上述規定符號間隔相鄰的引示信號的信道特性之間的差值，求出上述差值各自大小的平方，在頻率軸方向、或者頻率軸方向和時間軸方向兩方向加以平均，將所獲得的結果作為上述噪聲功率求出。
13.根據權利要求11所述的正交頻分復用接收裝置，其特征為上述噪聲功率算出部，對傳輸上述引示信號的載波，算出第一差值、第二差值以及第一差值與第二差值間的第三差值，求出所獲得的上述第三差值大小的平方，在頻率軸方向或者頻率軸方向和時間軸方向兩個方向對上述第三差值大小的平方加以平均，將所獲得的結果作為上述噪聲功率輸出，上述第一差值，是對第一引示信號的信道特性和對從上述第一引示信號經過上述規定符號間隔后傳輸的第二引示信號的信道特性之間的差值，上述第二差值，是對上述第二引示信號的信道特性和對從上述第二引示信號經過上述規定符號間隔后傳輸的第三引示信號的信道特性之間的差值。
14.根據權利要求11所述的正交頻分復用接收裝置，其特征為上述噪聲功率算出部，對傳輸上述引示信號的載波的信道特性進行傅利葉變換，對所獲得的脈沖應答中以下規定閾值的功率加以平均，將所獲得的結果作為上述噪聲功率求出。
15.根據權利要求11所述的正交頻分復用接收裝置，其特征為上述噪聲功率算出部，包括第一噪聲功率候選算出部，對傳輸上述引示信號的載波，算出第一差值、第二差值以及第二差值與第二差值間的第三差值，求出所獲得的上述第三差值大小的平方，在頻率軸方向或者頻率軸方向和時間軸方向兩個方向對上述第三差值大小的平方加以平均并輸出，上述第一差值，是對第一引示信號的信道特性和對從上述第一引示信號經過上述規定符號間隔后傳輸的第二引示信號的信道特性之間的差值，上述第二差值，是對上述第二引示信號的信道特性和對從上述第二引示信號經過上述規定符號間隔后傳輸的第三引示信號的信道特性之間的差值；第二噪聲功率候選算出部，對傳輸上述引示信號的載波的信道特性進行傅利葉變換，對所獲得的脈沖應答中以下規定閾值的功率加以平均并輸出；以及最小值選擇部，選出上述第一及第二噪聲功率候選算出部的輸出中較小的值，作為上述噪聲功率輸出。
16.一種正交頻分復用接收方法，接收并解調頻由包括以規定的符號間隔內插的引示信號的載波的多個載波構成的正交頻分復用信號，其特征為包括高速傅利葉變換步驟，將所接收的正交頻分復用信號變換為頻域的正交頻分復用信號并輸出；信道特性算出步驟，從上述頻域的正交頻分復用信號求出傳輸上述引示信號的載波的信道特性；內插步驟，將對傳輸上述引示信號的載波的信道特性內插；功率算出步驟，給對應于在上述內插步驟獲得的內插后信道特性的載波，算出在上述內插步驟獲得的內插后信道特性大小的平方作為載波功率；干擾算出步驟，對每一個對應于上述內插后的信道特性的載波算出干擾對上述已接收的正交頻分復用信號的影響程度作為干擾功率；以及載波質量算出步驟，對每一個載波，算出在上述功率算出步驟求得的載波功率、與在上述干擾算出步驟求得且對應于上述載波功率的干擾功率之比。
全文摘要
本發明，旨在各種干擾條件下皆能高精度的推測干擾對正交頻分復用信號(OFDM信號)的影響程度。一種接收并解調頻正交頻分復用信號的正交頻分復用接收裝置，包括將所接收的正交頻分復用信號變換為頻域的正交頻分復用信號的高速傅利葉變換部；從所述頻域的正交頻分復用信號求出對傳輸引示信號的載波的信道特性的信道特性算出部；將所述信道特性內插，并輸出結果的內插部；對對應于該信道特性的載波，求出所述內插后信道特性大小的平方作為載波功率的功率算出部；對每一個對應于所述內插后的信道特性的載波算出干擾對所述已接收的正交頻分復用信號的影響程度作為干擾功率的干擾算出部；以及對每一個載波，算出所述載波功率、對應于此的干擾功率之比的載波質量算出部。
文檔編號H04L27/26GK1954528SQ20058001290
公開日2007年4月25日 申請日期2005年5月9日 優先權日2004年5月7日
發明者林貴也 申請人:松下電器產業株式會社