抑制正交干擾的方法和電路結構的制作方法

專利名稱：抑制正交干擾的方法和電路結構的制作方法
技術領域：
本發明涉及一種用于在輸出正交信號的同步解調器中恢復載波信號時抑制調幅信號的載波信號干擾正交分量的方法和電路結構。
背景技術：
為了接收調幅信號(例如模擬電視信號)，首先必須選擇一個特定的頻道，利用調諧器將其混頻到中頻fZ1(例如fZ1＝38.9MHz)。為了通過數字信號處理來解調該信號，需要具有非常高的采樣率fAT1和分辨率b1(例如fAT1＝100MHz/b1＝10Bit)的A/D轉換器(ADC＝analogue digital converter(模數轉換器)的縮寫)。因此將該信號混頻到更低的第二中頻fZ2。該中頻fZ2理想地為相當于HF頻帶中頻道掃描器的頻率(例如fZ2＝7MHz)。
在適當的頻率選擇前提下，現在可以將該信號以低得多的采樣頻率fAT2進行數字轉換。利用同步解調器將該數字化的信號混頻到基帶中，其中載波頻率fT(最好是圖像載波頻率fBT)通過數字鎖相環(PLL＝phase-locked-loop(鎖相環)的縮寫)產生。通過對所得到的同相分量和正交分量的進一步濾除，提取出信號(例如圖像和/或伴音信息)。
圖6舉例示出一種根據現有技術的數字式TV接收機1的基本結構。該數字式TV接收機1具有一個IF IN輸入端(intermediate frequency input(中頻輸入)的縮寫)以及三個輸出端，即調諧器AGC(Tuner Automatic Gain Control(調諧器自動增益控制)的縮寫)、CVBS(Colour Video Blanking Signal的縮寫(＝FBAS彩色視頻消隱信號))和SIF(Sound IF(伴音中頻)的縮寫)。輸入端IF IN通過信號線路3與混頻器2的第一輸入端E2.1連接。本地振蕩器5經由信號線路4通過第一輸入端E2.2連接到混頻器2。混頻器2的輸出端A2通過信號線路6與帶通濾波器7的輸入端E7連接。帶通濾波器7的輸出端A7通過信號線路8與模數轉換器9的輸入端E9連接。模數轉換器9的輸出端A9通過信號線路10與具有三個輸出端A11.1、A11.2和A11.3的數字信號處理器11的輸入端連接。
在數字信號處理器11(DSP＝digital signal processor(數字信號處理器)的縮寫)的內部，信號線路10在一個節點12上分成兩個分信號線路13和14。
分信號線路13被引至用于調諧器(頻道選擇裝置)信號21的自動增益控制裝置的第一輸入端E21.1。第二分信號線路14被引至同步解調器15的輸入端E15。該同步解調器15具有兩個輸出端，即一個同相信號輸出端A15，I和一個正交信號輸出端A15，Q。同步解調器15的兩個信號輸出端A15，I和A15，Q通過相應的信號線路16、17與濾波裝置18的相應輸入端E18，I和E18，Q連接。該濾波裝置18本身也具有兩個信號輸出端，即一個同相信號輸出端A18，I和一個正交信號輸出端A18，Q。濾波裝置18的同相信號輸出端A18，I通過信號線路19與用于視頻信號23的自動增益控制裝置的輸入端E23連接。
用于視頻信號23的自動增益控制裝置具有兩個輸出端，即采用附圖標記A23.1標注的第一輸出端和采用附圖標記A23.2標注的第二輸出端。
用于視頻信號23的自動增益控制裝置的第一輸出端A23.1與用于調諧器信號21的自動增益控制裝置的第二輸入端E21.2連接。其唯一的輸出端A21通過信號線路27連接到前面提到的數字信號處理器11的第一輸出端A11.1上。
用于視頻信號23的自動增益控制裝置的第二輸出端A23.2通過信號線路28與數字信號處理器的上述第二輸出端A11.2連接。濾波裝置18的正交信號輸出端A18，Q通過信號線路20與用于音頻信號的自動增益控制裝置的輸入端E25連接。其輸出端A25通過另一信號線路29與數字信號處理器11的第三輸出端A11.3連接。
所有輸出端A11.1、A11.2、A11.3與三個模數轉換器30、31、32的相應輸入端E30、E31、E32連接。其輸出端構成數字式TV接收機1的上述調諧器AGC、CVBS、SIF輸出端。
在數字式TV接收機1上進行下列操作調諧器的輸出信號輸送到數字式TV接收機1的輸入端IF IN。該信號利用本地振蕩器5(LO＝local oscillator(本地振蕩器)的縮寫)和混頻器2轉換到第二中頻，即所謂的第二IF。
該第二IF信號在混頻器2的輸出端A2上出現。它經由輸入端E7被輸送到帶通濾波器7。在帶通濾波后從該信號中濾除不希望的混頻產物，并可以通過模數轉換器9無信號失真地進行數字化。
在數字部分11(DSP＝digital signal processor(數字信號處理器)的縮寫)內，該信號首先利用同步解調器15混頻到基帶內。在同步解調器15的輸出端A15，I、A15，Q上得到解調后的同相信號和正交信號I、Q。通過濾波裝置18上的進一步濾波和其他不同的算法，從I/Q數據中提取視頻信號和伴音中頻信號。利用解調器AGC 21(＝automatic gain control(自動增益控制)的縮寫)這樣調節調諧器輸出電平，使連接在DSP11的輸入端E11上的A/D轉換器9不會被過調制。利用連接在輸出端A18，I、A18，Q上的VAGC 23和VAAGC 25(視頻AGC和音頻AGC的縮寫)最佳調制出用于D/A轉換器31、32的信號。
如果把輸送到模數轉換器9的輸入端E9上的圖像載波頻率為fBT的余弦圖像載波信號、圖像信息頻率為fpicture的余弦圖像信息信號以及伴音載波頻率為fTT的余弦伴音載波信號和伴音信息頻率為fsound的余弦伴音信息信號的第二中頻信號視為理想情況，那么該信號可以利用下列公式描述 (公式1)其中 圖像載波振幅m 調制系數伴音載波振幅Δ_TTFM調制的相移伴音載波與圖像載波處理無關，因此在載波恢復過程中被濾除。在濾波后產生一個信號，它可以通過下列公式描述 (公式2)圖7a)示出該調幅信號的矢量圖。在這種情況下，載波恢復鎖定在圖像載波34和體現圖像信息33的兩個邊帶OSB、USB(OSB＝上邊帶的縮寫，USB＝下邊帶的縮寫)之和上。
例如由于發射調制器或者TV接收機1的模擬信號處理中的不對稱，圖像載波34會受到正交分量35的干擾。因此從(公式2)中得出
(公式3)其中 干擾分量的振幅在圖7b)所示的相應矢量圖中，表明在信息33的振幅變化時出現一個相位調制Δ_。在載波恢復時該相位調制Δ_必須盡可能精確地得到補償。
根據現有技術中已知的解調器這樣選擇參數使相位調制通過載波處理不斷地得以調整。這樣做的結果是一方面，通過迅速跟蹤圖像載波，盡管在存在正交載波分量的情況下信息也得到準確重建，但因為例如在模擬電視機上伴音載波利用重建的圖像載波混頻到伴音中頻上，所以該信息發生相同的頻率變化，這一點在附加的調頻中顯示出來；另一方面，由于載波控制處理所需的大量帶寬也使噪聲調節出最大的振幅，這一點在信噪比SNR(SNR＝signal to noiseratio(信噪比)的縮寫)的惡化中反映出來。
如根據現有技術所實現的那樣，根據圖6，在數字信號處理器11中進行數字載波處理，這在圖8中以方框圖的方式示出。
特別是圖8要注意來自圖6的同步解調器15。同步解調器15由實際的I/Q解調器15a組成，它將輸入信號轉換成同相信號I和正交信號Q。此外具有一個電路結構，它從同相信號I和正交信號Q中獲取圖像載波信號BT，并將其直接輸送到I/Q解調器15a的第一混頻器40，并以90°相移輸送到I/Q解調器15a的第二混頻器41。
具體來說，I/Q解調器15a以本身已知的方式構成。它包括一個輸入端E15和兩個輸出端，即一個同相信號輸出端A15，I和一個正交信號輸出端A15，Q。輸入端E15通過信號線路14與節點42連接。信號線路14被該節點42分成兩個分信號線路43和44。第一分信號線路43與上述第一混頻器40的輸入端E40連接，第二分信號線路44與上述第二混頻器41的輸入端E41.1連接。兩個混頻器40、41分別具有一個附加的第二輸入端E40.2、E41.2，圖像載波信號BT以上述方式輸送給它們。
混頻器40的輸出端A40通過信號線路45與低通濾波器38的輸入端E38連接。混頻器41的輸出端A41通過信號線路46與第二低通濾波器39的輸入端E39連接。
第一低通濾波器38的輸出端A38構成I/Q-解調器A的上述同相信號輸出端A15，I，第二低通濾波器39的輸出端A39構成上述正交信號輸出端A15，Q。
輸出端A15，I通過信號線路16引到節點47。從該節點47出發，一條信號線路一方面引到圖6所示的濾波器18上，并且通過信號線路41引到低通濾波器51的第一輸入端E41.1上。
正交信號輸出端A15，Q通過信號線路17引到節點48。從該節點48出發，一條信號連接一方面繼續引至圖6所示的濾波器16，另一方面通過信號線路50引到上述低通濾波器51的第二輸入端E51.2上。
與低通濾波器51的上述輸入端E51.1和E51.2相對應的輸出端A51.1和A51.2通過相應的信號線路52、53繼續引到計算單元54的相應輸入端E54.1、E54.2。
該計算單元54的兩個輸出端A54.1、A54.2通過相應的信號線路55、56與調節裝置37的輸入端E37.1、E37.2連接。
計算單元37的一個或多個輸出端A37通過相應的信號線路57與數字式I/Q振蕩器36的相應輸入端E36連接。從I/Q振蕩器36的相應輸出端A36出發，信號線路58引至混頻器40和41的輸入端E40.2和E41.2。
低通濾波器51選擇在這里處于基帶(fBT≈0Hz)內的圖像載波。緊接著的CORDIC(Coordinate Rotation Digital Computer(坐標旋轉數字計算機))54根據低通濾波后的I/Q數值時(信號52/53)來確定相位55和振幅56。相位55構成了接收信號14的圖像載波與I/Q振蕩器36的本地載波58之間的相位差。相位55在單元37中被換算成校正信號57，以便跟蹤本地I/Q振蕩器36。在多次迭代之后(經過多次循環)，載波58與接收的載波14相匹配。
在上面所述的載波控制處理的數字式實現中，很難達到可與模擬式解決方案相比的帶寬。其中帶寬受到自動控制回路(采用Cordic算法的濾波、相位和振幅測量)內部的相當大的信號延遲的限制。
在接收模擬電視信號時，這一點對于解調的視頻信號以及解調的伴音載波會產生影響，因為后者在PLL調節時會被附加地調頻。圖9示出了同相信號中正交分量對解調后的視頻信號的影響。
伴音載波通過本地I/Q振蕩器36轉換成伴音中頻。如果由于圖像載波的正交干擾分量出現圖像載波的調相的話，那么該調相會反映到伴音中頻載波調頻中，因為本地載波58跟隨調相。
圖9示出CVBS信號的一部分。在圖9a中可以清楚地看出水平的同步脈沖(約在650＜t＜750時)。圖9b示出帶有附加正交干擾分量的相同情況。PLL回路在這種情況下不能快速元誤地解調信號。水平同步脈沖因此受到干擾，以至于連接的TV裝置不能從中生成穩定的圖像。

發明內容
本發明的目的在于，提供一種方法和電路結構，其中在載波處理時即使在補償很差的發射機情況下也能保證信號的無擾解調。此外，提供了一種用于正交干擾估算及其補償的方法和電路結構。
根據本發明，該目的通過具有權利要求1和3-9所述特征的方法、以及通過具有權利要求14和22-25所述特征的電路結構得以實現。
本發明具有優點的實施例和進一步改進在從屬權利要求中予以說明。
在用于在輸出正交信號的同步解調器上恢復載波信號時抑制調幅信號的載波信號干擾正交分量的方法中，根據本發明，對載波信號的干擾正交分量進行估算，并將估算出的正交分量從正交信號中減去。根據本發明的電路結構包括一個干擾估算裝置和一個正交信號線路中的減法裝置。
換句話說，根據本發明，測量信號中含有的正交載波分量并在載波控制過程中進行補償。因此不必改變PLL的帶寬以無質量損害地解調信息，以防止例如模擬電視的調頻伴音信號受到正交圖像載波分量存在的干擾。


現借助附圖對本發明進行詳細說明。相同的或者功能相同的組件在附圖中使用相同的附圖標記來表示。其中圖1示出帶有干擾分量的調制電視信號圖像載波在信息信號的振幅突變前后的矢量圖a)從小信號振幅向大信號振幅的突變，b)從大信號振幅向小信號振幅的突變；圖2示出經過特征I/Q解調的電視信號和從該信號導出的用于估算圖像載波正交干擾分量的信號在時間上的變化a)同相信號(大致等于I/Q的振幅)，
b)正交信號的調節偏差，c)信息信號的微分變化，d)同相信號的微分調節偏差，e)信息信號的變化和正交信號的微分調節偏差相乘；圖3示出用于正交干擾估算的數字式電路結構的方框圖；圖4示出帶有載波處理裝置和根據本發明用于估算和補償正交干擾的裝置的同步解調器的方框圖；圖5示出根據本發明由失調補償得到的模擬結果；圖6示出根據現有技術的TV接收機的方框圖；圖7示出調幅電視信號圖像載波的矢量圖(現有技術)a)無干擾分量，b)有干擾分量；圖8示出帶有根據現有技術的載波處理裝置的同步解調器的方框圖；圖9示出正交干擾對解調視頻信號的影響(現有技術)。
具體實施例方式
英文專業術語中稱為“modulator imbalance”的正交干擾分量可以按如下方式估算正交干擾分量作為直流電壓值在I/Q混頻器后面的Q線路中出現。載波恢復將其解釋為相位誤差(利用Cordic測量)，并因此將數字式I/Q振蕩器調節到假定的正確值。在中頻信號的振幅變化時(例如在電視信號情況下圖像內容從白到黑變換時)，在Q線路中也可短時間看到直流信號，它被再次回調。Q線路中直流信號擺幅的大小取決于振幅改變的大小和方向。
圖1中的矢量圖以電視信號為例示出這種關系虛線表示的坐標系I′/Q′示出經過調制的圖像載波34與干擾分量35的合成59，點(a)表示小信息信號振幅33a(例如模擬電視中的白色信號電平)時的信號，而點(b)則表示大信息信號振幅33b(例如黑色信號電平)。其他坐標系I/Q表示在鎖定狀態下載波恢復過程的當前坐標系。在信號從(a)點向(b)點變化時，首先得到負的Q值q↑。在相反的情況下得到正的Q值q↓。如從圖1所看到的那樣，在此適用簡單的關系式
|q↑|＞|q↓|(公式4)如果正向變化62和負向變化63例如像在(近似)矩形的信息信號61(圖2a)中那樣以相同頻率出現，那么利用上述關系可以通過Q值q↑、q↓的簡單積分(圖2b中的積分64和54)估算正交干擾分量35。但這一點例如在模擬TV傳輸時不能得到確保。
如果得到例如鋸齒狀的信息信號66(視頻圖像灰度級；圖2a)，那么為借助于Q值q↑、q↓的積分68(圖2b)估算正交干擾分量35所需的振幅跳變67僅在一個方向上出現。另一個方向上的振幅改變68是連續的，而且所得到的相位調制可以通過載波恢復連續地調節(圖2b中信號沿68出現期間q↑＝q↓＝0)。在這種情況下，干擾分量的估算不可靠。因此具有優點的是Q值的積分67、71、72利用前面的振幅變化的符號69、70來校正。
理想情況下振幅變化根據瞬時的I和Q值的絕對值來確定。更為經濟的解決方案是-假設載波恢復鎖定-如圖2舉例示出的那樣僅分析I部分的變化。
為使測量有效消除圖像載波的相位變化，具有優點的是利用微分調節偏差ΔQ=dQ(t)dt]]>(公式5)來用于估算。圖2d示出根據同相信號I的相應振幅變化62、63、68、67所確定的微分振幅變化79、81、83、85。估算結果利用同相分量的微分振幅變化ΔI=dI(t)dt]]>(公式6)從公式U^Q=ΔI(t)·ΔQ(t)‾]]>(公式7)中得出，并適用圖2e)中所述的例子。在此，為同相信號的上述振幅變化所確定的估算值通過附圖標記87、88和89來表示。
仿真測試表明，干擾分量的測量受到非常大的波動，而且很大程度上取決于所發送的信息，因為干狀分量的影響僅在信息的振幅變化時才能看到。因此將測量結果進行附帶的低通濾波。低通濾波在圖2e)中用附圖標記113表示。
前面介紹的這種方法可以利用圖3所示的數字式電路結構90來實現，例如圖8所示的電路結構15。
通過仿真測試驗證了整個系統中的控制處理的功能。例如時模擬TV信號的影響對于視頻行末端帶有白色信號電平的圖像內容來說特別值得注意。如果存在強正交干擾分量，那么由此在行末端或下一行開始時會對行同步脈沖產生干擾，并由此使下面的行發生水平扭曲。
圖5如圖9一樣示出了CVBS信號的一部分。該信號含有相當強的正交干擾分量，并如前面已經描述的那樣對水平同步脈沖(通過箭頭表示)造成了干擾(圖9上部)，TV裝置不能再從中生成穩定的TV圖像。與此不同的是，在圖9的下部激活了失調補償處理，并已經穩定在最終值上。正交干擾分量完全得到補償，而且信號得到無誤解調。
這種電路結構可以在現有技術中已知的同步解調器中實現。圖4示出帶有正交干擾補償的同步解調器115。根據圖4的同步解調器115一方面包括圖8所示的同步解調器15的電路結構，還包括用于實現正交干擾估算的電路結構。用于正交干擾估算的電路結構例如與圖3所示的電路結構90相同。
在本示例性實施例中，低通濾波器51和計算單元54之間的信號線路52、53通過相應的節點117、118與圖3所述電路結構90的信號線路99、100連接。在電路結構90的輸出端A93上，通過信號線路112形成了與I調節器119的輸入端E119的連接。
輸出端A119將信號線路120引至減法器的第二輸入端E121，其第一輸入端E121與Q線路中低通濾波器39的輸出端A39連接。
利用I調節器將振幅為 的經過低通濾波的估算信號 從Q線路中的正交信號Q中減去，并從而得到補償。對于本領域技術人員來說，很顯然也可以使用其他任何自動控制回路來代替I調節器。
I調節器首先將信號112利用一個調節因子放大或衰減，然后將其輸送到積分元件。利用這個因子來影響自動控制回路的速度。積分元件的實際狀態同時也是估算信號 下面還要參考圖3來進行說明。
調節偏差由干擾的正交分量引起，因為該分量導致所述的相位調制。通過積分(和符號校正)根據調節偏差估算出正交分量。這僅通過一個自動控制回路來實現，因為不可能直接計算正交干擾分量。
實際的干擾估算用附圖標記90來表示。通過利用濾波器93使估算結果更加可靠。當然，干擾估算90本身不能確定干擾分量的絕對值。它只是可以確定一種趨勢。這種趨勢通過I調節器119中積分器的充電或者放電得到利用，以便在自動控制回路的穩定狀態下得到干擾分量的絕對值。
附圖標記列表1 數字TV接收機2 混頻器3 信號線路4 信號線路5 本地振蕩器(LO)6 信號線路7 帶通濾波器8 信號線路9 模數轉換器(ADC)10 信號線路11 數字信號處理器(DSP)12 節點13 信號線路14 信號線路15 同步解調器15a I/Q解調器16 信號線路17 信號線路18 濾波裝置19 信號線路20 信號線路21 用于調諧器輸出電平(Tuner-AGC)的自動增益控制裝置23 用于視頻信號(VAGC)的自動增益控制裝置25 用于音頻信號(AAGC)的自動增益控制裝置27 信號線路28 信號線路29 信號線路30 數模轉換器(DAC)
31數模轉換器32數模轉換器33圖像信息33a 小振幅(m＜1)的圖像信號33b 大振幅(m＞1)的圖像信號34圖像載波35干擾分量(調制器失衡)36數字式I/Q振蕩器37自動控制器38同相信號低通濾波器39正交信號低通濾波器40第一混頻器41第二混頻器42信號線路43信號線路44信號線路45信號線路46信號線路47節點48節點49信號線路50信號線路51低通濾波器52信號線路53信號線路54計算單元55信號線路56信號線路57信號線路58信號線路
59圖像載波和干擾分量的向量和61矩形信息信號62正向改變63負向改變64積分65積分66鋸齒形信息信號67振幅改變68積分69符號校正70符號校正71積分72積分73正向改變62引起的微分調節偏差75負向改變63引起的微分調節偏差77負向改變67引起的微分調節偏差79正向改變62時時間上的振幅上升81負向改變63時時間上的振幅下降83正向信號沿68時時間上的振幅上升85負向改變67時時間上的振幅下降87估算值88估算值89估算值90用于正交干擾估算的電路結構92估算值形成裝置93低通濾波器94第一延遲元件95第二延遲元件96第一減法器97第二減法器
98 乘法器99 同相信號線路100正交信號線路101節點102節點103第一同相信號分線路104第二同相信號分線路105第一正交信號分線路106第二正交信號分線路107第一延遲信號線路108第二延遲信號線路109信號線路110信號線路111信號線路112信號線路113低通濾波115帶有正交干擾補償的同步解調器117節點118節點119I調節器120信號線路121減法器IF IN 中頻輸入Tuner AGC 調諧器輸出電平的調節CVBS 視頻信號輸出SIF音頻信號輸出q↑從小信息信號振幅改變到大信息信號振幅時的最大調節偏差q↓從大信息信號振幅改變到小信息信號振幅時的最大調節偏差E2.1第一輸入端，混頻器E2.2第二輸入端，混頻器
E7輸入端，帶通濾波器E9輸入端，A/D轉換器E15輸入端，同步解調器E1，.I濾波裝置的同相信號輸入端E18，Q濾波裝置的正交信號輸入端E21.1用于調諧器[？？？]信號的自動增益控制裝置的第一輸入端E21.2用于調諧器[？？？]信號的自動增益控制裝置的第二輸入端E23用于視頻信號的自動增益控制裝置的輸入端E25用于音頻信號的自動增益控制裝置的輸入端E30A/D轉換器的輸入端E31A/D轉換器的輸入端E32A/D轉換器的輸入端E36數字式I/Q振蕩器的輸入端E37.1調節裝置的第一輸入端E37.2調節裝置的第二輸入端E40.1第一輸入端，混頻器E40.2第二輸入端，混頻器E41.1第一輸入端，混頻器E41.2第二輸入端，混頻器E38低通濾波器的輸入端E39低通濾波器的輸入端E51.1低通濾波器的第一輸入端E51.2低通濾波器的第二輸入端E54.1計算單元的第一輸入端E54.2計算單元的第二輸入端E93低通濾波器的輸入端E94第一延遲元件的輸入端E95第二延達元件的輸入端E96.1第一減法器的第一輸入端E96.2第一減法器的第二輸入端
E97.1第二減法器的第一輸入端E97.2第二減法器的第二輸入端E98.1乘法器的第一輸入端E98.2乘法器的第二輸入端E120I調節器的輸入端E121.1減法器的第一輸入端E121.2減法器的第二輸入端A2混頻器的輸出端A7帶通濾波器的輸出端A9A/D轉換器的輸出端A15，I同步解調器的同相信號輸出端A15，Q同步解調器的正交信號輸出端A18，I濾波裝置的同相信號輸出端A18，Q濾波裝置的正交信號輸出端A21用于調諧器輸出電平的自動增益控制裝置的輸出端A23.1用于視頻信號的自動增益控制裝置的第一輸出端A23.2用于視頻信號的自動增益控制裝置的第二輸出端A25A11.1DSP的第一輸出端A11.2DSP的第二輸出端A11.3DSP的第三輸出端A30A/D轉換器的輸出端A31A/D轉換器的輸出端A32A/D轉換器的輸出端A36數字式I/Q振蕩器的輸出端A37.1調節裝置的第一輸出端A37.2調節裝置的第二輸出端A40.1混頻器的第一輸出端A40.2混頻器的第二輸出端A41.1混頻器的第一輸出端
A41.2混頻器的第二輸出端A38低通濾波器的第一輸出端A39低通濾波器的第二輸出端A51.1低通濾波器的第一輸出端A51.2低通濾波器的第二輸出端A54.1計算單元的第一輸出端A54.2計算單元的第二輸出端A93低通濾波器的輸出端A94第一延遲單元的輸出端A95第二延遲單元的輸出端A96第一減法器的輸出端A97第二減法器的輸出端A98乘法器的輸出端A99低通濾波器的輸出端A120I調節器的輸出端A121減法器的輸出端ΔI 同相分量時間上的振幅上升ΔQ 微分調節偏差I同相信號Q正交信號圖像載波的振幅圖像載波同相信號中估算的干擾正交分量的振幅 正交干擾的振幅 正交干擾估算的正交干擾的振幅估算的正交干擾t時間。
權利要求
1.一種用于在輸出正交信號(Q)的同步解調器(15)上恢復載波信號 時抑制調幅信號(33、33a、33b)的載波信號 的干擾正交分量 的方法，其特征在于，對載波信號 的干擾正交分量 進行估算，并將估算出的正交分量 從正交信號(Q)中減去。
2.按權利要求1所述的方法，其特征在于，載波信號 的干擾正交分量 根據正交信號(Q)的調節偏差(q↑、q↓)和/或同步解調器(15)輸出的同相信號(I)的調節偏差估算出來。
3.按權利要求1所述的方法，其特征在于，載波信號 的干擾正交分量 根據正交信號(Q)的調節偏差(q↑、q↓)的積分(64、65、72)和/或同步解調器(15)輸出的同相信號(I)的調節偏差的積分估算出來。
4.按權利要求1所述的方法，其特征在于，載波信號 的干擾正交分量 根據正交信號(Q)的調節偏差(q↑、q↓)的積分(64、65、72)和/或同步解調器(15)輸出的同相信號(I)的調節偏差的積分估算出來，其中，將引起調節偏差(q↑、q↓)的信號(61、66)的振幅變化(62、63、67)的符號(+、-)與相應的積分(64、65、72)相乘。
5.按權利要求1所述的方法，其特征在于，載波信號 的干擾正交分量 根據正交信號(Q)的調節偏差(q↑、q↓)的積分(64、65、72)和/或同步解調器(15)輸出的同相信號(I)的調節偏差的積分估算出來，其中，將同相信號(I、61、66)的振幅變化(62、63、67)的符號(+、-)與相應的積分(64、65、72)相乘。
6.按權利要求1所述的方法，其特征在于，載波信號 的干擾正交分量 根據正交信號(Q)的微分調節偏差(ΔQ、73、75、77)和成同步解調器(15)輸出的同相信號(I)的微分調節偏差估算出來，其中，將同相信號(I、61、66)的振幅變化(79、81、83、85)與相應的微分調節偏差(ΔQ、73、75、77)相乘。
7.按前述權利要求之一所述的方法，其特征在于，估算出的正交分量 在從正交信號(Q)中減去之前被低通濾波。
8.按前述權利要求之一所述的方法，其特征在于，所估算出的、以及在需要時經過低通濾波的正交分量 通過反饋控制回路，尤其是I調節器(119)，從正交信號(Q)中減去。
9.一種用于通過分析同步解調器(15)輸出的正交信號(Q)的調節偏差(q↑、q↓)和/或通過分析同步解調器(15)輸出的同相信號(I)的調節偏差來估算調幅信號(33、33a、33b)的載波信號 的干擾正交分量 的方法。
10.一種用于通過分析同步解調器(15)輸出的正交信號(Q)的調節偏差(q↑、q↓)的積分(64、65、72)和/或通過分析同步解調器(15)輸出的同相信號(I)的調節偏差的積分來估算調幅信號(33、33a、33b)的載波信號 的干擾正交分量 的方法。
11.一種用于通過分析同步解調器(15)輸出的正交信號(Q)的調節偏差(q↑、q↓)的積分(64、65、72)和/或通過分析同步解調器(15)輸出的同相信號(I)的調節偏差的積分來估算調幅信號(33、33a、33b)的載波信號 的干擾正交分量 的方法，其中，將引起調節偏差(q↑、q↓)的信號(61、66)的振幅變化(62、63、67)的符號(+、-)與相應的積分(64、65、72)相乘。
12.一種用于通過分析同步解調器(15)輸出的正交信號(Q)的調節偏差(q↑、q↓)的積分(64、65、72)和/或通過分析同步解調器(15)輸出的同相信號(I)的調節偏差的積分來估算調幅信號(33、33a、33b)的載波信號 的干擾正交分量 的方法，其中，將同相信號(I、61、66)的振幅變化(62、63、67)的符號(+、-)與相應的積分(64、65、72)相乘。
13.一種用于通過分析同步解調器(15)輸出的正交信號(Q)的微分調節偏差(ΔQ、73、75、77)和/或通過分析同步解調器(15)輸出的同相信號(I)的微分調節偏差來估算調幅信號(33、33a、33b)的載波信號 的干擾正交分量 的方法，其中，將同相信號(I、61、66)的振幅變化(79、81、83、85)與相應的微分調節偏差(ΔQ、73、75、77)相乘。
14.一種用于在輸出正交信號(Q)的同步解調器(15)上恢復載波信號 時抑制調幅信號(33、33a、33b)的載波信號 的干擾正交分量 的電路結構(115)，其特征在于，具有用于估算載波信號 的干擾正交分量 的干擾估算裝置(90)，并具有用于從正交信號(Q)中減去估算出的正交分量 的減法裝置(121)。
15.按權利要求14所述的電路結構，其特征在于，所述干擾估算裝置(90)用于根據正交信號(Q)的調節偏差(q↑、q↓)和/或同步解調器(15)輸出的同相信號(I)的調節偏差來估算載波信號 的干擾正交分量
16.按權利要求14所述的電路結構，其特征在于，所述干擾估算裝置(90)用于根據正交信號(Q)的調節偏差(q↑、q↓)的積分(64、65、72)和/或同步解調器(15)輸出的同相信號(I)的調節偏差的積分來估算載波信號 的干擾正交分量
17.按權利要求14所述的電路結構，其特征在于，所述干擾估算裝置(90)用于根據正交信號(Q)的調節偏差(q↑q↓)的積分(64、65、72)和/或同步解調器(15)輸出的同相信號(I)的調節偏差的積分來估算載波信號 的干擾正交分量 其中，將引起調節偏差(q↑、q↓)的信號(61、66)的振幅變化(62、63、67)的符號(+、-)與相應的積分(64、65、72)相乘。
18.按權利要求14所述的電路結構，其特征在于，所述干擾估算裝置(90)用于根據正交信號(Q)的調節偏差(q↑、q↓)的積分(64、65、72)和/或同步解調器(15)輸出的同相信號(I)的調節偏差的積分來估算載波信號 的干擾正交分量 其中，將同相信號(I、61、66)的振幅變化(62、63、67)的符號(+、-)與相應的積分(64、65、72)相乘。
19.按權利要求14所述的電路結構，其特征在于，所述干擾估算裝置(90)用于根據正交信號(Q)的微分調節偏差(ΔQ、73、75、77)和/或同步解調器(15)輸出的同相信號(I)的微分調節偏差來估算載波信號 的干擾正交分量 其中，將同相信號(I、61、66)的振幅變化(79、81、83、85)與相應的微分調節偏差(ΔQ、73、75、77)相乘。
20.按權利要求14-19之一所述的電路結構，其特征在于，具有用于在從正交信號(Q)中減去之前對估算出的正交分量 進行低通濾波的低通濾波裝置(93)。
21.按權利要求14-20之一所述的電路結構，其特征在于，具有反饋控制回路，尤其是I調節器(119)，以便從正交信號(Q)中減去所估算出的、以及在需要時經過低通濾波的正交分量
22.用于估算載波信號 的干擾正交分量 的干擾估算裝置(90)，帶有確定裝置，用于確定同步解調器(15)輸出的正交信號(Q)的調節偏差(q↑、q↓)和/或用于確定同步解調器(15)輸出的同相信號(I)的調節偏差。
23.用于估算載波信號 的干擾正交分量 的干擾估算裝置(90)，帶有確定裝置，用于確定同步解調器(15)輸出的正交信號(Q)的調節偏差(q↑、q↓)和/或用于確定同步解調器(15)輸出的同相信號(I)的調節偏差，還帶有積分裝置，用于形成同步解調器(15)輸出的正交信號(Q)的調節偏差(q↑、q↓)的積分(64、65、72)和/或用于形成同步解調器(15)輸出的同相信號(I)的調節偏差的積分。
24.按權利要求22或23所述的干擾估算裝置(90)，其特征在于，通過積分、以及需要時通過必要的符號校正，根據調節偏差估算出正交分量。
25.用于估算載波信號 的干擾正交分量 的干擾估算裝置(90)，帶有確定裝置，用于確定同步解調器(15)輸出的正交信號(Q)的調節偏差(q↑、q↓)和/或用于確定同步解調器(15)輸出的同相信號(I)的調節偏差，還帶有積分裝置，用于形成同步解調器(15)輸出的正交信號(Q)的調節偏差(q↑、q↓)的積分(64、65、72)和/或用于形成同步解調器(15)輸出的同相信號(I)的調節偏差的積分，還帶有乘法裝置，用于將引起調節偏差(q↑、q↓)的信號(61、66)的振幅變化(62、63、67)的符號(+、-)與相應的積分(64、65、72)相乘。
26.用于估算載波信號 的干擾正交分量 的干擾估算裝置(90)，帶有確定裝置，用于確定同步解調器(15)輸出的正交信號(Q)的調節偏差(q↑、q ↓)和/或用于確定同步解調器(15)輸出的同相信號(I)的調節偏差，還帶有積分裝置，用于形成同步解調器(15)輸出的正交信號(Q)的調節偏差(q↑、q↓)的積分(64、65、72)和/或用于形成同步解調器(15)輸出的同相信號(I)的調節偏差的積分，還帶有乘法裝置，用于將同相信號(I、61、66)的振幅變化(62、63、67)的符號(+、-)與相應的積分(64、65、72)相乘。
27.用于估算載波信號 的干擾正交分量 的干擾估算裝置(90)，帶有微分裝置(％、97)，用于形成同步解調器(15)輸出的正交信號(Q)的微分調節偏差(ΔQ、73、75、77)和/或用于形成同步解調器(15)輸出的同相信號(I)的微分調節偏差，帶有用于確定同相信號(I、61、66)的振幅變化(79、81、83、85)的微分裝置(94、95)和用于將同相信號(I，61，66)的振幅變化(79、81、83、85)與相應的微分調節偏差(ΔQ、73、75、77)相乘的乘法裝置。
全文摘要
本發明涉及一種用于在輸出正交信號(Q)的同步解調器(15)上恢復載波信號時抑制調幅信號的載波信號干擾正交分量的方法以及電路結構(115)。在該方法方面，根據本發明對載波信號的干擾正交分量進行估算，并將估算出的正交分量從正交信號(Q)中減去。根據本發明的電路結構包括一個干擾估算裝置(92)和一個正交信號線路(17)中的減法裝置(121)。
文檔編號H04N5/455GK1812554SQ200510137368
公開日2006年8月2日 申請日期2005年9月29日 優先權日2004年10月4日
發明者印果·斯坦巴茨, 漢斯·菲索, 麥奧卓格·特默瑞納克 申請人:邁克納斯公司