專利名稱：一種確定直接序列擴頻ofdm中fft窗口位置的方法
技術領域：
本發明涉及一種用于確定直接序列擴頻OFDM(Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing，正交頻分復用)的FFT(快速傅立葉變換)最佳窗口的位置，從而使不同擴頻碼之間的干擾最小化的方法，屬于移動通信技術領域。
背景技術：
直接序列擴頻OFDM是將直接序列擴頻調制方式和OFDM調制方式相結合的調制方式，從而達到將CDMA和OFDM結合起來的目的。直接序列擴頻OFDM在接收端的信號處理，也可以分為OFDM信號處理和CDMA信號處理兩部分。OFDM信號處理部分包括時間頻和率同步、確定OFDM窗口位置以及FFT計算，這部分的OFDM信號處理與一般OFDM系統的信號處理可以完全相同。CDMA信號處理部分包括解擴和解碼部分，這部分的CDMA信號處理與一般CDMA系統相應的信號處理相同。
圖1是常規OFDM系統的信號處理方法。
常規OFDM系統加循環前綴和確定FFT窗口位置的方法如下所述1.加循環前綴常規OFDM系統通常將一個OFDM符號的最后一段數據復制到最前面。設OFDM系統的FFT點數為N，循環前綴的長度為L，經過IFFT過后的數據為Du(d0，d1，d2，...，dN-L+1，dN-L+2，...，dN-1)，則經過加循環前綴處理后的數據為Ds=(dN-L，dN-L+1，...，dN-1，d0，d1，d2，...，dN-L+1，dN-L+2，...，dN-1)。
2.確定FFT窗口位置設傳輸OFDM信號的通信信道的多徑最大時延擴展為K(以采樣周期為度量單位，該采樣周期與將進行FFT變換的接收信號的采樣周期相同)，并且滿足K＜＝L(一般OFDM系統的基本要求)，接收信號中第m個OFDM符號的第一徑到達的時刻為第n個采樣數據的時刻，則FFT窗口位置的起點q滿足n+K＜＝q＜＝n+L。
在直接序列擴頻OFDM中確定FFT窗口位置時，如果采用與一般OFDM系統完全相同的方法，會引入多用戶干擾。
發明內容
本發明的目的在于針對現有技術方案的缺陷，提供一種確定直接序列擴頻OFDM的FFT最佳窗口位置，從而使不同擴頻碼之間的干擾最小化的方法。
為實現上述的發明目的，本發明采用下述的技術方案一種確定直接序列擴頻OFDM中快速傅立葉變換窗口位置的方法，其中在發送信號前，發射端在進行加循環前綴的處理之外，還進行加循環后綴的處理；在接收信號時，接收端在估計信道沖激響應后，先確定信道時域沖激響應的重心，再根據該重心的數據對快速傅立葉變換窗口的位置進行修正。
較佳的，在接收信號時，首先利用第一和第二導頻符號進行時間和頻率同步。
較佳的，所述信道時域沖激響應通過如下的方法確定首先在發送端發送導頻符號，在接收端，對導頻符號進行快速傅立葉變換，然后去除調制數據，通過方向快速傅立葉變換，估計得到的信道時域沖激響應。
較佳的，所述信道時域沖激響應的重心位置根據如下的公式確定E＝∑L-10|h(1)|2；L＝∑L-10(1|h(1)|2/E)；M＝round(L)，其中，M為所述信道時域沖激響應的重心位置。
較佳的，根據如下的公式對快速傅立葉變換窗口位置進行修正，q＝q0+M；其中q0是修正前的快速傅立葉變換窗口位置，q是修正后的快速傅立葉變換窗口位置。
較佳的，在進行進行時間和頻率同步時，修正前的快速傅立葉變換窗口位置的起點q0滿足n+K＜＝q0＜＝n+L，其中傳輸OFDM信號的通信信道的多徑最大時延擴展為K，并且滿足K＜＝L，接收信號中第m個OFDM符號的第一徑到達的時刻為第n個采樣數據的時刻。
較佳的，所述在發送信號前，發射端在進行加循環前綴的處理之外，還進行加循環后綴的處理，是將循環前綴(cp)加在OFDM符號的兩邊。
較佳的，所述將循環前綴加在OFDM符號的兩邊，是指將IFFT變換后的數據為Du＝(d0，d1，d2，...，dL-1，...，dN-1)，經過加循環前綴和加循環后綴處理后，得到數據Ds＝(dN-L1，dN-L1+1，...，dN-1，d0，d1，d2，...，dN-1，d0，d1，d2，...，dL2)，其中，N為OFDM系統的FFT點數，L1為循環前綴的長度，L1為不大于L/2的最大整數，L2為循環后綴的長度，L1+L2＝L。
本發明所提供的方法可以使直接序列擴頻OFDM中不同擴頻碼之間的相互干擾最小化，從而改善采用此調制方式的移動通信系統的通話效果。
圖1是常規OFDM系統的信號處理方法。
圖2是本發明對擴頻OFDM系統的信號處理過程。
圖3是常規OFDM同步方法中同步位置偏離理想同步位置與誤碼率的關系圖。
圖4是本發明同步方法中同步位置偏離理想同步位置與誤碼率的關系圖。
具體實施例方式
在對本發明所述的方法予以詳細的解說之前，首先簡單介紹一下直接序列擴頻OFDM中，因時域不嚴格同步而造成的不同擴頻碼之間相互干擾的原因及解決思路。
下面為了問題分析的簡便性，不考慮噪聲的影響。
設發射端的一個擴頻碼為C＝(c0，c1，c2，...，cN-1)，ci∈(1，-1)，并且OFDM系統的FFT點N，將擴頻碼的第k個碼片映射到OFDM系統的第k個子載波上，則發送端的信號為T＝(t0，t1，t2，...，tN-1，t0，t1，t2，...，tL-1)其中tn＝(1/sqrt(N))∑N-10ckejwnk，w＝2π/N。
在接收端，如果時間同步的結果是同步到一個OFDM符號的第m個數據上，即進行FFT計算的數據為R＝(tm，tm+1，tm+2，...，tN-1，t0，t1，t2，...，tm-1)。
經過IFFT計算得到的數據為X＝(x0，x1，x2，...，xN-1)其中xn＝(1/sqrt(N))∑N-10tke-jwnk，w＝2π/N。
將tk的表達式帶入xn，得到xn＝cnejwnm由上式可見，在OFDM系統中，如果接收端與發射端不是嚴格同步，將在接收端經過IFFT處理后的數據中引入相位旋轉，類似于時域信號存在頻偏。在常規OFDM系統中，這種差異可以通過信道估計和均衡消除，因此不需要嚴格的同步。
如果將擴頻碼用于OFDM系統，在頻域子載波進行直接序列擴頻，如果發射端和接收端不是嚴格的時間同步，則擴頻碼的不同碼片存在不同的相位旋轉，這將會造成不同用戶之間的干擾。
然而，可以認為在白噪聲信道下，通過求時域信道沖激響應的重心，可以達到時域完全同步。
在多徑信道下，不可能對每一徑都做到完全同步，通過求時域信道沖激響應的重心，使得接收端同步于時域信道沖激響應的重心位置，可以最小化用戶干擾。
為此，在直接序列擴頻OFDM系統中，本發明所提出的加循環前綴和確定FFT窗口位置的方法，以解決上述問題。具體說明如下。
作為一個示例，首先確定相關參數如下FFT點數64；可用子載波48；擴頻碼C0＝(1-1 1 1 1-1-1-1 1 1 1-1 1 1-1 1)C1＝(1-1 1 1-1 1 1 1 1 1 1-1-1-1 1-1)C2＝(1-1-1-1 1-1 1 1 1 1-1 1 1 1 1-1)C3＝(1-1-1-1-1 1-1-1 1-1-1-1-1 1-1-1)循環前綴長度16；調制方式BPSK；幀結構每幀250個OFDM符號，第一個、第二個和第三個OFDM符號為同步符號，用于AGC調整、信號檢測、頻率同步和時間同步，其余OFDM符號為業務符號，用于數據傳輸；第一導頻數據P1＝(1 1 1-1-1 1-1 1 1 1-1-1)；第二導頻數據P2＝(-1 1-1 1-1-1 1 1-1 1-1-1-1-1 1 1-1-1 1-1 11-1 1 1 1 1-1 1 1 1-1 1-1 1 1-1-1 1-1-1 1-1 1-1-1-1 1)；
傳輸信道白噪聲信道。
下面，結合圖2說明本發明的確定FFT窗口位置的方法。在產生發射信號時，要進行如下的處理步驟1.產生第一導頻符號。
第一導頻符號形式為Xp1＝(xp1，xp1，xp1，xp1，xp1)，其中xp1根據下式計算xp1(n)＝1/4*∑150(D(k)*ejnkw)，w＝π/8，n＝0，1，2，...，15D＝(0，P1(0)，P1(1)，...，P1(5)，0，0，0，P1(6)，P1(7)，...，P1(11))2.產生第二和第三導頻符號第二導頻符號形式為Xp2＝(cpp2，xp2)，第三導頻符號形式為Xp3＝(xp2，cpp3)，其中xp2根據下式計算xp2(n)＝1/8*∑630(D(k)*ejnkw)，w＝π/32，n＝0，1，2，...，63D＝(0，P2(0)，P2(1)，...，P2(23)，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，P2(24)，P2(25)，...，P2(47))cpp2＝(xp2(48)，xp2(49)，...，xp2(63))cpp3＝(xp2(0)，xp2(1)，...，xp2(15))3.產生業務符號假設第m個業務符號的調制數據為d＝(d00，d01，d02，d03，d10，d11，d12，d13，d20，d21，d22，d23，)，其中dij∈(1，-1)。
(1)擴頻。
擴頻后的數據為KP＝(kp0，kp1，kp2)，其中kpi按下式計算kpi＝di0*C0+di1*C1+di2*C2+di3*C3，i＝0，1，2(2)子載波映射擴頻后的數據與子載波的映射關系如下DM＝(0，kp0(0)，kp0(1)，...，kp0(15)，kp1(0)，kp1(1)，...，kp1(7)，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，kp1(8)，kp1(9)，...，kp1(15)，kp2(0)，kp2(1)，...，kp2(15))，其中DM(i)對應于第i個子載波。
(3)IFFTxdm(n)＝1/8*∑630(DM(k)*ejnkw)，w＝π/32，n＝0，1，2，...，634.加循環前綴和循環后綴設OFDM系統的FFT點數為N，循環前綴的長度為L1，循環后綴的長度為L2。經過IFFT過后的數據為Du＝(d0，d1，d2，...，dL-1，...，dN-1)，則經過加循環前綴和加循環后綴處理后的數據為Ds＝(dN-L1，dN-L1+1，...，dN-1，d0，d1，d2，...，dN-1，d0，d1，d2，...，dL2)，即相當于將循環前綴(cp)加在OFDM符號的兩邊，其中L1+L2＝L，L1為不大于L/2的最大整數。
具體到本實施例中，經過加循環前綴處理后的發射信號為Xdm＝(cpdm1，xdm，cpdm2)，其中cpdm1＝(xdm(56)，xdm(1)，...，xdm(63))cpdm2＝(xdm(0)，xdm(1)，...，xdm(7))。
在接收信號時，進行如下的處理1.利用第一、第二導頻符號采用一般OFDM系統常用的時間和頻率同步方法進行時間和頻率同步設接收端的采樣率與發射端相同，則接收端的OFDM符號長度為N+L，設第一個OFDM符號的FFT窗口的起始位置位n(用一般OFDM系統采用的時間同步方法進行同步的結果)，則第k個OFDM符號的FFT窗口起始位置為n+(k-1)*(N+L)。
2.估計信道時域沖激響應有很多方法估計信道時域沖激響應，以下給出一個非常典型的OFDM系統常用的估計信道時域沖激響應的方法。
A.在發送端發送導頻OFDM符號，并且導頻符號所調制的數據在發射端和接收端都是公知的。設FFT的點數為N，CP長度為L，導頻符號所調制的數據為P＝(p0，p1，p2，...，pN-1)，且pi≠0，則發送的導頻符號為Sd＝(dN-L+1，dN-L+2，...，dN，d0，d1，d2，...，dN-1)，或者Sd＝(d0，d1，d2，...，dN-1，d0，d1，d2，...，dL-1)，其中di＝(1/sqrt(N))∑N-10pkejwik，w＝2π/N。
B.在接收端，對導頻符號進行FFT計算。頻偏校正、導頻符號的位置和FFT窗口位置等處理由接收端同步功能模塊完成。設同步后，接收端的導頻符號為R＝(r0，r1，r2，...，rN-1)經過FFT變換后的數據為
R1＝(r10，r11，r12，...，1rN-1)其中r1i＝(1/sqrt(N))∑N-10rke-jwik，w＝2π/N。
C.去除調制數據。
R2＝(r20，r21，r22，...，r2N-1)＝(r10/p0，r11/p1，r12/p2，...，r2N-1/pN)如果導頻調制數據pi∈(-1，0，1)，上式可以改用下式實現R2＝(r20，r21，r22，...，r2N-1)＝(r10·p0，r11·p1，r12·p2，...，r2N-1·pN)D.IFFT變換。最后估計得到的信道時域沖激響應為h(n)＝(1/sqrt(N))∑N-10r2kejwnk，w＝2π/N。
結合到本實施例所確定的情況，根據時間同步的結果，取第二導頻信號Rp2＝(rn，rn+1，...，rn+63)。
A.做FFT變換r1(n)＝1/8*∑630(rk*ejnkw)，w＝π/32，n＝0，1，2，...，63B.去除調制數據r2(n)＝r1(n)*D(n)，w＝π/32，n＝0，1，2，...，63其中D＝(0，P2(0)，...，P2(23)，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，P2(24)，...，P2(47))C.IFFT變換。最后估計得到的信道時域沖激響應為h(n)＝1/8*∑630(r2(k)*e-jnkw)，w＝π/32，n＝0，1，2，...，633.計算信道時域沖激響應的重心位置根據下式計算信道時域沖激響應的重心位置ME＝∑L-10|h(1)|2；L＝∑L-10(1|h(1)|2/E)；M＝round(L)。
其中，round()的功能是四舍五入，函數round()也可以換成向下取整函數floor()或者向上取整函數ceil()。
4.修正FFT的窗口位置修正過后的第k個OFDM符號的FFT窗口起始位置為q＝n+M+(k-1)*(N+L)修正后的快速傅立葉變換窗口位置q＝q0+M其中q0是修正前的快速傅立葉變換窗口位置，q是修正后的快速傅立葉變換窗口位置。
圖3為常規OFDM同步方法中同步位置偏離理想同步位置與誤碼率的關系。圖4顯示了本發明的同步方法中同步位置偏離理想同步位置與誤碼率的關系。仿真條件為白噪聲信道，比特能量噪聲比(Eb/N0)為8B，采用1/2碼率的卷積編碼(同WCDMA標準中的卷積編碼，解碼采用維特比阮判決譯碼，調制方式為16QAM。發射端和接收端的其它處理相同。由此可以清楚地看到，采用本發明同步方法的系統的誤碼率比采用常規方法的系統的誤碼率顯著降低。
以上對本發明的具體實施方式
進行了詳細的解說。對于本技術領域的一般技術人員來說，在不背離本發明所述方法的精神和權利要求范圍的情況下對它進行的各種顯而易見的改變都在本發明的保護范圍之內。
權利要求
1.一種確定直接序列擴頻OFDM中快速傅立葉變換窗口位置的方法，其特征在于在發送信號前，發射端在進行加循環前綴的處理之外，還進行加循環后綴的處理；在接收信號時，接收端在估計信道沖激響應后，先確定信道時域沖激響應的重心，再根據該重心的數據對快速傅立葉變換窗口的位置進行修正。
2.如權利要求1所述的確定直接序列擴頻OFDM中快速傅立葉變換窗口位置的方法，其特征在于在接收信號時，首先利用第一和第二導頻符號進行時間和頻率同步。
3.如權利要求1所述的確定直接序列擴頻OFDM中快速傅立葉變換窗口位置的方法，其特征在于所述信道時域沖激響應通過如下的方法確定首先在發送端發送導頻符號，在接收端，對導頻符號進行快速傅立葉變換，然后去除調制數據，通過方向快速傅立葉變換，估計得到的信道時域沖激響應。
4.如權利要求1所述的確定直接序列擴頻OFDM中快速傅立葉變換窗口位置的方法，其特征在于所述信道時域沖激響應的重心位置根據如下的公式確定E＝∑L-10|h(1)|2；L＝∑L-10(1|h(1)|2/E)；M＝round(L)，其中，M為所述信道時域沖激響應的重心位置。
5.如權利要求1所述的確定直接序列擴頻OFDM中快速傅立葉變換窗口位置的方法，其特征在于根據如下的公式對快速傅立葉變換窗口位置進行修正，q＝q0+M；其中q0是修正前的快速傅立葉變換窗口位置，q是修正后的快速傅立葉變換窗口位置。
6.如權利要求1所述的確定直接序列擴頻OFDM中快速傅立葉變換窗口位置的方法，其特征在于在進行進行時間和頻率同步時，修正前的快速傅立葉變換窗口位置的起點q0滿足n+K＜＝q0＜＝n+L，其中傳輸OFDM信號的通信信道的多徑最大時延擴展為K，并且滿足K＜＝L，接收信號中第m個OFDM符號的第一徑到達的時刻為第n個采樣數據的時刻。
7.如權利要求1所述的確定直接序列擴頻OFDM中快速傅立葉變換窗口位置的方法，其特征在于所述在發送信號前，發射端在進行加循環前綴的處理之外，還進行加循環后綴的處理，是將循環前綴加在OFDM符號的兩邊。
8.如權利要求7所述的確定直接序列擴頻OFDM中快速傅立葉變換窗口位置的方法，其特征在于所述將循環前綴加在OFDM符號的兩邊，是指將IFFT變換后的數據為Du＝(d0，d1，d2，...，dL-1，...，dN-1)，經過加循環前綴和加循環后綴處理后，得到數據Ds＝(dN-L1，dN-L1+1，...，dN-1，d0，d1，d2，...，dN-1，d0，d1，d2，...，dL2)，其中，N為OFDM系統的FFT點數，L1為循環前綴的長度，L1為不大于L/2的最大整數，L2為循環后綴的長度，L1+L2＝L。
全文摘要
本發明涉及一種確定直接序列擴頻OFDM中快速傅立葉變換窗口位置的方法，其中在發送信號前，發射端在進行加循環前綴的處理之外，還進行加循環后綴的處理；在接收信號時，接收端在估計信道沖激響應后，先確定信道時域沖激響應的重心，再根據該重心的數據對快速傅立葉變換窗口的位置進行修正。本發明方法可以確定直接序列擴頻OFDM的FFT最佳窗口位置，從而使不同擴頻碼之間的干擾最小化。
文檔編號H04J13/02GK1996982SQ200510135909
公開日2007年7月11日 申請日期2005年12月31日 優先權日2005年12月31日
發明者康良川 申請人:方正通信技術有限公司