專利名稱：線性聯合檢測輸出生成信道譯碼器軟比特的方法
技術領域：
本發明涉及移動通信技術領域，具體涉及一種線性聯合檢測輸出生成信道譯碼器軟比特的方法。
背景技術：
第三代移動通信系統采用CDMA(寬帶碼分多址)技術，它具有抗干擾、容量大、保密性好以及軟越區切換等性能，但由于擴頻碼一般不嚴格正交，其非零互相關系數會引起各用戶之間的相互干擾，即MAI(多址干擾)。MAI的存在使得系統容量受到限制，并且帶來“遠近效應”，嚴重影響系統性能。例如，TD-SCDMA(時分-同步碼分多址)系統綜合運用了時分多址TDMA、頻分多址FDMA和碼分多址CDMA三種復用技術來提高系統容量。然而，由于無線傳輸環境的復雜性，處于同一頻率同一時隙但采用不同OVSF(正交可變步長)碼調制的各用戶在到達接收端時，其信號的正交性受到破壞，而且由于多徑時延和其他用戶的干擾，造成了符號間干擾ISI和多址干擾MAI。
為了消除多址干擾和符號間干擾，在TD-SCDMA系統中，基站和終端都采用了聯合檢測技術。聯合檢測技術是在傳統檢測技術的基礎上，充分利用造成MAI干擾的所有用戶信號及其多徑的先驗信息(如確知的用戶信道碼和訓練序列、各用戶的信道估計等)，把用戶信號的分離當作一個統一的相互關聯的聯合檢測過程來完成，從而具有優良的抗干擾性能，降低了系統對功率控制精度的要求，因此可以更加有效地利用上行鏈路頻譜資源，顯著地提高系統容量。
聯合檢測算法的具體實現方法有多種，大致分為非線性算法、線性算法和判決反饋算法等三大類。其中，線性聯合檢測算法主要有ZF-BLE(迫零線性塊均衡)和MMSE-BLE(最小均方誤差線性塊均衡)兩種。
在這兩種算法中，線性聯合檢測后的軟比特輸出中，噪聲功率都被不同程度地放大了，而且，由于移動通信信道具有多徑傳播以及多普勒頻移特性，當終端快速移動時，多普勒頻移加大，會引發信道的快速衰落，導致聯合檢測輸出噪聲功率在子幀/時隙之間相差很大，這種現象將造成信道譯碼性能的嚴重惡化。因為信道譯碼的處理單元是1個TTI(傳輸時間間隔)，而1個TTI包含n個子幀，對于TD-SCDMA系統來說，n的取值可以為2、4、8、16。信道譯碼是將n個子幀的數據作為一個整體進行處理的，而n個子幀間噪聲功率的起伏波動從某種程度上破壞了這個整體的一致性或相關性，從而惡化了信道譯碼的性能。
發明內容
本發明的目的是提供一種線性聯合檢測輸出生成信道譯碼器軟比特的方法，以克服現有技術線性聯合檢測后的軟比特輸出中放大的噪聲功率影響信道譯碼性能的缺點，降低軟比特中的噪聲功率，提高信道譯碼性能。
為此，本發明提供如下的技術方案一種線性聯合檢測輸出生成信道譯碼器軟比特的方法，包括步驟A、獲取無線系統的線性聯合檢測結果信號；B、對所述線性聯合檢測結果信號中的噪聲功率進行還原，生成信道譯碼所需的軟比特；C、將生成的軟比特輸出給信道譯碼器。
所述步驟A包括當采用迫零線性塊均衡算法時，線性聯合檢測結果信號為
d^ZF-BLE=(AHRn-1A)-1AHRn-1e]]> 其中，A為系統矩陣，Rn為序列n的協方差矩陣Rn＝E{n·nH}，e為總的接收信號，d為總的編碼數據向量；當采用最小均方誤差線性塊均衡算法時，線性聯合檢測結果信號為d^MMSE-BLE=(AHRn-1A+Rd-1)-1AHRn-1e]]> 其中，Rd是用戶數據d的協方差矩陣，Rd＝E{d·dH}，I為單位陣。
可選地，所述步驟B包括B1、對線性聯合檢測過程中得到的相關矩陣C進行近似，當采用迫零線性塊均衡算法時C＝AH·A，當采用最小均方誤差線性塊均衡算法時C＝AH·A+σ2I，其中，A為系統矩陣，σ2表示噪聲功率，I表示單位陣；獲得其逆矩陣C-1對角線元素D＝diag(C-1)的近似結果；B2、根據逆矩陣C-1對角線元素D的近似結果按以下方式對解調信號的幅度進行加權，生成信道譯碼所需的軟比特d-j=d^jDj,j]]>其中，[.]j，j表示矩陣對角線第j列元素， 為第j個解調輸出的數據， 為第j個軟比特輸出數據。
可選地，所述步驟B1包括B1-11、抽取相關矩陣C的子矩陣R，并求出子矩陣R的逆矩陣S；
B1-12、根據子矩陣R的逆矩陣S對相關矩陣C的逆矩陣進行重復近似，獲得相關矩陣C的近似逆矩陣 B1-13、取逆矩陣 的對角線元素的倒數對解調數據進行加權，生成信道譯碼所需的軟比特。
可選地，所述步驟B1包括B1-21、抽取相關矩陣C的子矩陣R，并對其進行喬里氏分解獲取下三角矩陣 B1-22、根據子矩陣 的下三角矩陣 對相關矩陣C進行近似分解，獲得分解矩陣L；B1-23、取分解矩陣L的對角線元素的模方的倒數作為對角線元素D的近似結果。
可選地，所述步驟B1具體為B1-31、直接取相關矩陣C的對角線元素的倒數作為逆矩陣C-1對角線元素的近似結果，生成信道譯碼所需的軟比特。
可選地，所述步驟B包括B1′、對線性聯合檢測結果信號進行解調；B2′、根據信號解調結果獲得各碼道的信噪比；B3′、根據所述各碼道的信噪比對所述信號解調結果進行幅度加權處理，生成信道譯碼所需的軟比特。
所述步驟B2′包括B21′、通過下式獲取各碼道的信號功率b-(k)=14NΣN=04N-1|bn(k)|]]>S(k)=|b-(k)|2]]>
其中，bn(k)表示第k個碼道的第n個解調比特， 為中間變量，S(k)為第k個碼道的信號功率；B22′、通過下式獲取各碼道的噪聲平均功率N(k)=14NΣn=04N-1(|bn(k)|-b-(k))2]]>其中，N(k)為第k個碼道的噪聲功率，N為22；B23′、根據獲得的各碼道的信號功率及噪聲平均功率計算各碼道的信噪比。
由以上本發明提供的技術方案可以看出，本發明針對線性聯合檢測算法對噪聲放大的特點，以及當終端快速移動時，線性聯合檢測器輸出噪聲產生劇烈波動的現象，對噪聲功率進行還原，生成高信噪比的軟比特，有效地提高了終端快速移動下的信道譯碼性能，從而可以降低發送功率，進而增大下行鏈路的通信容量。在對噪聲功率還原的過程中，根據ZF-BLE和MMSE-BLE對噪聲功率的放大倍數與系統矩陣A的關系，以及(AH·A)-1和(AH·A+σ2I)-1所具有的帶狀稀疏性質、Herimitian性質以及Block-Toeplitz性質，對于相關矩陣AH·A和AH·A+σ2I的逆矩陣進行近似，進一步降低了本發明實現的復雜度。
圖1是TD-SCDMA系統的基帶模型；圖2是TD-SCDMA系統的突發結構示意圖；圖3是本發明方法的實現流程圖；圖4是相關矩陣C的結構示意圖；圖5是相關矩陣C的子矩陣的逆矩陣的結構示意圖；圖6是對相關矩陣C近似求逆后的示意圖；
圖7是相關矩陣C的子矩陣的喬里氏分解矩陣的結構示意圖；圖8是相關矩陣CB近似喬里氏分解后的矩陣的結構示意圖；圖9示出了將本發明應用于AWGN情況下的譯碼仿真結果；圖10至圖12分別是將本發明應用于不同信道環境下的譯碼仿真結果。
具體實施例方式
本發明的核心在于針對線性聯合檢測算法對噪聲放大的特點，以及當終端快速移動時，線性聯合檢測器輸出噪聲產生劇烈波動的現象，對噪聲功率進行還原，生成高信噪比的軟比特，從而提高信道譯碼性能。在對噪聲功率進行還原時，為了降低實現的復雜度，根據ZF-BLE和MMSE-BLE對噪聲功率的放大倍數與系統矩陣A的關系，以及(AH·A)-1和(AH·A+σ2I)-1所具有的帶狀稀疏性質、Herimitian性質以及Block-Toeplitz性質，對于相關矩陣AH·A和AH·A+σ2I的逆矩陣進行近似，獲得噪聲還原的值，從而減小子幀間噪聲功率的波動。
為了使本技術領域的人員更好地理解本發明方案，下面首先對現有技術中的線性聯合檢測算法做簡單描述。
參照圖1，圖1示出了TD-SCDMA系統的基帶模型其中，d(k)為碼道k的發射數據，c(k)為碼道k的信道碼，h(k)為碼道k所經歷的信道沖激響應，c(k)和h(k)的組合可以看作組合信道碼b(k)，各個用戶的數據最終疊加在一起，然后再疊加上噪聲的影響，形成接收信號e。
TD-SCDMA系統的基本物理信道，也可以稱之為無線資源單元，即突發，其結構如圖2所示由前后兩個大小相同的數據塊(352個碼片)、居中的訓練序列Miamble(144個碼片)、以及16個碼片的GP(保護間隔)組成。突發由時隙來承載，一個時隙承載一個突發塊。同步時分系統中的聯合檢測是通過對已知的Midamble進行信道估計，對多碼道信號聯合處理來進行的。
為了描述方便，進行如下定義N每個用戶在前后每個數據塊內的數據符號的數目；Q擴頻因子；K每個突發同時激活的用戶(即接入占用相同頻率相同時隙的信道的用戶)的數目；W信道估計窗長；對用戶k而言，接收機收到的總信號e可以表示如下e＝Ad+n＝(e1，e2，L，eN·Q+W-1)T(1)e是一個(N·Q+W-1)×1維的向量。其中，A為系統矩陣，A＝(Ai，j)i＝1L N·Q+W-1，j＝1L K·N，其中，AQ·(n-1)+l,n+N·(k-1)=bl(k)for k=1L K,n=1L N,l=1L Q+W-10else]]>d為總的編碼數據向量，維數為NK×1，即d=(d(1)T,d(2)T,L,d(k)T)T=(d1,d2,L,dk·N)T,]]>k＝1L K，其中，dj=defdn(k),]]>j＝n+N·(k-1)，k＝1L K，n＝1L N；d(k)為用戶k的編碼數據向量，維數為N×1，即d(k)=(d1(k),d2(k),L,dN(k))T,]]>k＝1L K。
根據上述基帶模型，總的接收信號為e＝Ad+n。
1.ZF-BLE算法是基于Gauss-Markov定理的最佳加權 最小二乘估計，通過使
||e-Ad^ZF-BLE||2→0---(2)]]>或者使正定式Q(d^ZF-BLE)=(e-Ad^ZF-BLE)HRn-1(e-Ad^ZF-BLE)→0---(3)]]>將上式對 求偏導可得到無偏估計d^ZF-BLE=(AHRn-1A)-1AHRn-1e]]> 上式中的Rn表示序列n的協方差矩陣Rn＝E{n·nH}。
由該式可以看出，ZF-BLE算法完全消除了ISI和MAI，因此均衡器(AHRn-1A)-1AHRn-1被稱為迫零(ZF)均衡器。ZF-BLE假設AHRn-1A為非奇異方陣，實際情況中，AHRn-1A為奇異方陣的概率為零，故該方陣的逆總是存在的。
假設Rn＝σ2I、Rd＝I，這時ZF-BLE算法的輸出如式(5)所示d^ZF-BLE|Rn=σ2I=(AHA)-1AHe]]> 經過ZF-BLE之后，每個數據符號的信噪比為γZF-BLF(k,n)=1σ2[(AH·A)-1]j,j]]>j＝n+N·(k-1)(6)k＝1…K，n＝1…N由該式可以看出，經過聯合檢測之后，噪聲功率被放大了，噪聲功率放大的倍數為[(AH·A)-1]j，j。
2.MMSE-BLE算法是從信號估計理論移植到多用戶檢測領域的一個概念。
MMSE-BLE算法通過使E(||d-d^MMSE-BLE||2)→0]]>或者使正定式Q(d^MMSE-BLE)={(d-d^MMSE-BLE)H(d-d^MMSE-BLE)}→0---(8)]]>得到MMSE-BLE的估計值為d^MMSE-BLE=(AHRn-1A+Rd-1)-1AHRn-1e]]> =defW0·d^ZF-BLE]]>上式中的Rd是用戶數據d的協方差矩陣，Rd＝E{d·dH}。上式得到的結果可以看作是用一個維納估計器W0對ZF-BLE算法的擴展。維納估計器是一個最佳線性濾波器，它能克服ZF-BLE對噪聲功率增強的缺陷，在消除ISI和MAI與不增強噪聲功率之間取得了折衷。當噪聲功率較小即高信噪比時，MMSE-BLE等價于ZF-BLE，當噪聲功率遠高于信號功率即低信噪比時，MMSE-BLE相當于傳統的匹配濾波器。
同樣假設Rn＝σ2I、Rd＝I，這時MMSE-BLE算法的輸出如式(10)所示d^MMSE-BLE|Rn=σ2IRd=I=(AHA+σ2I)-1AHe]]> 經過MMSE-BLE之后，每個數據符號的信噪比為γMMSE-BLE(k,n)=[(I+σ2(AH·A)-1)-1]j,j1-[(I+σ2(AH·A)-1)-1]j,j]]>j＝n+N·(k-1)(11)k＝1…K，n＝1…N
根據矩陣求逆原理，上式可以進一步簡化為γMMSE-BLE(k,n)=[(I+σ2(AH·A)-1)-1]j,jσ2[(AH·A+σ2I)-1]j,j]]>j＝n+N·(k-1)(12)k＝1L K，n＝1L N由該式可以看出，經過聯合檢測之后，噪聲功率被放大了，噪聲功率放大的倍數為[(AH·A+σ2I)-1]j，j。
由上述的分析可見，ZF-BLE和MMSE-BLE對噪聲的放大倍數與系統矩陣A緊密相關。
本技術領域人員知道，系統矩陣A描述的是擴頻、加擾以及傳輸信道對發送的數據符號d的影響，其中會改變發送信號幅度或功率的只有傳輸信道。接收信號e中隨傳輸信道的衰落變化而變化的只有Ad，噪聲是不受傳輸信道影響的。
由于線性聯合檢測的目的就是去除或者消弱系統矩陣A對數據符號d的影響，以便盡可能地恢復數據符號d。但該恢復過程同時也影響了噪聲n，而且如果發送信號經過傳輸信道受到了衰落，那么聯合檢測后輸出的噪聲會被增強，影響隨后的信道譯碼性能。
從另一個角度來說，由于移動通信信道具有多徑傳播以及多普勒頻移的特性，當終端快速移動時，多普勒頻移加大，由此會引發信道的快速衰落。在快速衰落信道中，信道沖激響應在子幀與子幀或者時隙與時隙之間變化很快，反映在接收信號上，即是子幀/時隙之間數據的衰落幅度差別很大，導致了聯合檢測輸出噪聲功率在子幀/時隙之間相差很大。子幀/時隙之間噪聲功率的波動雖然不會影響聯合檢測的性能，但卻會造成信道譯碼性能的惡化。
本發明即針對線性聯合檢測后噪聲功率的放大或者終端快速移動時噪聲功率產生劇烈波動，影響信道譯碼性能的特點，通過對線性聯合檢測器的輸出噪聲進行還原處理，從而有效地提高終端在快速移動下的信道譯碼性能。
參照圖3，圖3示出了本發明方法的實現流程，包括以下步驟步驟301獲取無線系統的線性聯合檢測結果信號。
根據前面的介紹可知，如果采用ZF-BLE算法進行線性聯合檢測，則得到的檢測結果為d^ZF-BLE=(AHRn-1A)-1AHRn-1e]]> 上式中的Rn表示序列n的協方差矩陣Rn＝E{n·nH}。
而且經過ZF-BLE之后，每個數據符號的信噪比為γAF-BLE(k,n)=1σ2[(AH·A)-1]j,j]]>j＝n+N·(k-1)k＝1…K，n＝1…N即經過聯合檢測之后，噪聲功率被放大了，噪聲功率放大的倍數為[(AH·A)-1]j，j。
如果采用ZF-BLE算法進行線性聯合檢測，則得到的檢測結果為d^MMSE-BLE=(AHRn-1A+Rd-1)-1AHRn-1e]]> =defW0·d^ZF-BLE]]>而且經過MMSE-BLE之后，每個數據符號的信噪比為
γMMSE-BLE(k,n)=[(I+σ2(AH·A)-1)-1]j,jσ2[(AH·A+σ2I)-1]j,j]]>j＝n+N·(k-1)k＝1L K，n＝1L N即經過聯合檢測之后，噪聲功率被放大了，噪聲功率放大的倍數為[(AH·A+σ2I)-1]j，j。
為了保證隨后的譯碼質量，需要對檢測結果中的噪聲功率進行還原，即消除在聯合檢測過程中系統矩陣A對噪聲放大的影響。
步驟302對線性聯合檢測結果信號中的噪聲功率進行還原，生成信道譯碼所需的軟比特。
步驟303將生成的軟比特輸出給信道譯碼器。
根據上述公式(6)，將噪聲放大的倍數去除掉，即可得到在ZF-BLE算法下噪聲功率還原(NPR)的表達式d^ZF-BLE-NOR|Rn=σ2I(k,n)=d^ZF-BLE(k,n)[(AH·A)-1]j,j]]>j＝n+N·(k-1)(13)k＝1L K，n＝1L N由上述公式(12)，將噪聲放大的倍數去除掉，即可得到在MMSE-BLE算法下噪聲功率還原的表達式d^MMSE-BLE-NPR|Rn=σ2IRd=I(k,n)=d^MMSE-BLE-NPR(k,n)[(AH·A+σ2I)-1]j,j]]>j＝n+N·(k-1)(14)k＝1L K，n＝1L N由于(AH·A)-1和(AH·A+σ2I)-1都是NK×NK維的復矩陣，也就是說噪聲還原需要對一個NK×NK維的復數矩陣進行求逆運算。以TD-SCDMA系統來說，N為22，K的最大值可以為16，即需要求逆的復數矩陣的維數最大可以是352×352，這個計算量是非常大的，實現起來很復雜。
考慮到AH·A和AH·A+σ2I所具有的帶狀稀疏性質、Herimitian(共軛對稱)性質以及Block-Toeplitz(塊狀拓撲)性質，可以通過以下幾種方式進行簡化近似計算，以簡單可行地實現本發明。
設定采用迫零線性塊均衡算法的系統相關矩陣為CZF＝AH·A，采用最小均方誤差線性塊均衡的聯合檢測算法，其系統相關矩陣為CMMSE＝AH·A+σ2I。相關矩陣C的結構如圖4所示其中，每個用戶在前/后數據塊內的數據符號的數目N＝22。
相關矩陣C由三個矩陣R0，R1，R1′重復生成。
為了簡化實現，本發明提供了幾種噪聲功率還原的簡化實現方法，下面結合附圖和實施方式作詳細說明。
簡化方式1步驟1部分求逆抽取相關矩陣C的子矩陣R，利用喬里氏分解求其逆矩陣S，圖5給出了兩塊近似的示意圖，多塊求逆與此類似。
步驟2近似求逆根據子矩陣的逆矩陣，對相關矩陣C的逆矩陣C-1進行重復近似，圖6給出了兩塊近似的示意圖，多塊求逆于此相類似。
步驟3取對角線取逆矩陣C-1的對角線元素sjj，j＝n+N·(k-1)。
步驟4噪聲還原
簡化方式2步驟1部分分解抽取相關矩陣C的子矩陣R，進行喬里氏分解得到下三角矩陣 圖7給出了兩塊近似的示意圖，多塊分解與此類似。
步驟2近似分解根據子矩陣的逆矩陣，對相關矩陣C的喬里氏分解矩陣 進行重復近似，圖8給出了兩塊近似的示意圖，多塊近似與此相類似。
步驟3取對角線取分解矩陣 的對角線元素ljj，j＝n+N·(k-1)。
步驟4噪聲還原d^NPR|Rn=σ2I(k,n)=d^(k,n)*Re(lj,j)j=n+N·(k-1)k=1LK,n=1LN.]]>簡化方式3步驟1取對角線直接取相關矩陣C的對角線元素cjj，j＝n+N·(k-1)。
步驟2噪聲還原d^NPR|Rn=σ2I(k,n)=d^(k,n)*Re(cj,j)j=n+N·(k-1)k=1Lk,n=1LN.]]>簡化方式4步驟1將線性聯合檢測器的輸出符號按碼道排列并解調(TD-SCDMA系統采用的是正交相移鍵控QPSK調制方式)得到軟比特。具體公式如式(15)所示b2i(k)=Re(d^2i(k))+Im(d^2i(k)),i=0L2N-1---(15)]]>b2i+1(k)=Im(d^2i(k))-Re(d^2i(k)),i=0L2N-1]]>上式中的k表示碼道，i表示符號，N表示一個突發前/后數據塊內的符號數(對于TD-SCDMA系統來說為22)。
其中，第一個公式表示的是偶數比特的解調算法；第二個公式表示的是奇數比特的解調算法。
步驟2計算各碼道的信號功率噪聲平均功率，如式(16)所示b-(k)=14NΣn=04N-1|bn(k)|]]>S(k)=|b-(k)|2]]>其中，bn(k)表示第k個碼道的第n個解調比特， 為中間變量，S(k)為第k個碼道的信號功率；步驟3計算各碼道的噪聲平均功率，如式(17)所示N(k)=14NΣn=04N-1(|bn(k)|-b-(k))2---(17)]]>其中，N(k)為第k個碼道的噪聲功率，對于TD-SCDMA系統，N為22；步驟4按碼道對軟比特進行噪聲功率歸一化處理，計算公式如下所示bn′(k)=bn(k)S(k)N(k),n=0L4N-1---(18)]]>為了進一步驗證本發明對改善信道譯碼性能的效果，圖9、圖10、圖11、圖12分別示出了本發明在不同應用環境情況下的仿真結果。
在3GPP(第三代伙伴組織計劃)中給出了適用于TD-SCDMA系統的多徑衰落環境的傳播條件，如下表所示
其中，Case1和Case2下，終端都是低速移動的(3km/h)，因此可以推測噪聲功率的還原對這兩種情況下信道譯碼性能的改善不是很明顯，而在Case3下，終端高速移動(120km/h)，因此可以推測噪聲功率的還原在這種情況下對信道譯碼性能將有明顯的改善。
當信道為AWGN(加性高斯白噪聲)信道時，信道不具有衰落性，可以推測此時噪聲功率的還原對信道譯碼性能將沒有影響。但在實現系統中，由于信道估計存在誤差，因此經過線性聯合檢測后，由于子幀間的噪聲功率存在著較小的波動，本發明同樣對信道譯碼的性能會有所改善。
圖9示出的是將本發明應用于AWGN情況下的譯碼結果；圖10至圖12分別是將本發明應用于上表所列Case1、Case2和Case3三種情況下的譯碼結果。
仿真環境為在TD-SCDMA系統下行鏈路中，假設5個用戶占用10個碼道，每個用戶占用2個碼道，估計窗長為16，且所有碼道的發送功率相同。
由仿真結果可以看出，本發明在Case3下對信道譯碼性能的改善是非常顯著的。當CC BLER(誤塊率)為10-2時，使用本發明對信道譯碼性能的增益對于MMSE-BLE接近1dB。
由以上的描述可見，本發明針對線性聯合檢測算法對噪聲放大的特點，以及當終端快速移動時，線性聯合檢測器輸出噪聲產生劇烈波動的現象，對噪聲功率進行還原，生成高信噪比的軟比特，從而減小了子幀間噪聲功率的波動。通過仿真結果進一步表明了本發明能夠顯著地提高終端快速移動下的信道譯碼性能，從而可以降低發送功率，進而增大下行鏈路的通信容量。
在對噪聲功率還原的過程中，根據ZF-BLE和MMSE-BLE對噪聲功率的放大倍數與系統矩陣A的關系，以及(AH·A)-1和(AH·A+σ2I)-1所具有的帶狀稀疏性質、Herimitian性質以及Block-Toeplitz性質，對于相關矩陣AH·A和AH·A+σ2I的逆矩陣進行近似，進一步降低了本發明實現的復雜度。
雖然通過實施例描繪了本發明，本領域普通技術人員知道，本發明有許多變形和變化而不脫離本發明的精神，希望所附的權利要求包括這些變形和變化而不脫離本發明的精神。
權利要求
1.一種線性聯合檢測輸出生成信道譯碼器軟比特的方法，其特征在于，包括步驟A、獲取無線系統的線性聯合檢測結果信號；B、對所述線性聯合檢測結果信號中的噪聲功率進行還原，生成信道譯碼所需的軟比特；C、將生成的軟比特輸出給信道譯碼器。
2.根據權利要求1所述的方法，其特征在于，所述步驟A包括當采用迫零線性塊均衡算法時，線性聯合檢測結果信號為d^ZF-BLE=(AHRn-1A)-1AHRn-1e]]> 其中，A為系統矩陣，Rn為序列n的協方差矩陣Rn＝E{n·nH}，e為總的接收信號，d為總的編碼數據向量；當采用最小均方誤差線性塊均衡算法時，線性聯合檢測結果信號為d^MMSE-BLE=(AHRn-1A+Rd-1)-1AHRn-1e]]> 其中，Rd是用戶數據d的協方差矩陣，Rd＝E{d·dH}，I為單位陣。
3.根據權利要求1所述的方法，其特征在于，所述步驟B包括B1、對線性聯合檢測過程中得到的相關矩陣C進行近似，當采用迫零線性塊均衡算法時C＝AH·A，當采用最小均方誤差線性塊均衡算法時C＝AH·A+σ2I，其中，A為系統矩陣，σ2表示噪聲功率，I表示單位陣；獲得其逆矩陣C-1對角線元素D＝diag(C-1)的近似結果；B2、根據逆矩陣C-1對角線元素D的近似結果按以下方式對解調信號的幅度進行加權，生成信道譯碼所需的軟比特d-j=d^jDj,j]]>其中，[.]j，j表示矩陣對角線第j列元素， 為第j個解調輸出的數據， 為第j個軟比特輸出數據。
4.根據權利要求3所述的方法，其特征在于，所述步驟B1包括B1-11、抽取相關矩陣C的子矩陣R，并求出子矩陣R的逆矩陣S；B1-12、根據子矩陣R的逆矩陣S對相關矩陣C的逆矩陣進行重復近似，獲得相關矩陣C的近似逆矩陣； B1-13、取逆矩陣 的對角線元素的倒數對解調數據進行加權，生成信道譯碼所需的軟比特。
5.根據權利要求3所述的方法，其特征在于，所述步驟B1包括B1-21、抽取相關矩陣C的子矩陣R，并對其進行喬里氏分解獲取下三角矩陣； B1-22、根據子矩陣 的下三角矩陣 對相關矩陣C進行近似分解，獲得分解矩陣L；B1-23、取分解矩陣L的對角線元素的模方的倒數作為對角線元素D的近似結果。
6.根據權利要求3所述的方法，其特征在于，所述步驟B1具體為B1-31、直接取相關矩陣C的對角線元素的倒數作為逆矩陣C-1對角線元素的近似結果，生成信道譯碼所需的軟比特。
7.根據權利要求1所述的方法，其特征在于，所述步驟B包括B1′、對線性聯合檢測結果信號進行解調；B2′、根據信號解調結果獲得各碼道的信噪比；B3′、根據所述各碼道的信噪比對所述信號解調結果進行幅度加權處理，生成信道譯碼所需的軟比特。
8.根據權利要求7所述的方法，其特征在于，所述步驟B2′包括B21′、通過下式獲取各碼道的信號功率b‾(k)=14NΣn=04N-1|bn(k)|]]>S(k)=|b‾(k)|2]]>其中，bn(k)表示第k個碼道的第n個解調比特， 為中間變量，S(k)為第k個碼道的信號功率；B22′、通過下式獲取各碼道的噪聲平均功率N(k)=14NΣn=04N-1(|bn(k)-b(k)|_)2]]>其中，N(k)為第k個碼道的噪聲功率，N為22；B23′、根據獲得的各碼道的信號功率及噪聲平均功率計算各碼道的信噪比。
全文摘要
本發明公開了一種線性聯合檢測輸出生成信道譯碼器軟比特的方法，該方法包括獲取無線系統的線性聯合檢測結果信號；對所述線性聯合檢測結果信號中的噪聲功率進行還原，生成信道譯碼所需的軟比特；將生成的軟比特輸出給信道譯碼器。利用本發明，可以將解調信號的質量反映到解調信號的幅度上，有效地提高信號譯碼性能。
文檔編號H04J13/00GK1953343SQ20051010941
公開日2007年4月25日 申請日期2005年10月18日 優先權日2005年10月18日
發明者施英, 高炳濤 申請人:大唐移動通信設備有限公司, 上海大唐移動通信設備有限公司