專利名稱：改進的音頻處理的制作方法
技術領域：
本發明涉及音頻信號處理，如均衡和空間增強功能，并且特別地但不僅僅與數字音頻信號的數字信號處理有關。
背景技術：
用于提高可感知的立體聲音頻質量的兩種普通效果是立體聲增強和頻率響應均衡。
空間或立體聲增強效果通過消除由于在擴音器和耳朵之間左和右信號聲音混合而出現的串擾(crosstalk)成分來工作。其結果是給予聲道間增加的立體聲分離的印象。圖1示出聽者的左耳(Le)如何經路徑B來接收預期到達右耳的信號，即Le＝A.Lo+B.Ro，其中Lo和Ro是來自左和右揚聲器的輸出信號，而A和B是用于路徑A和B的聲傳遞函數，并且類似地，右耳接收到預期到達左耳的信號。
兩個電路一般被用于消除這些串擾成分。圖2a所示為經典的串擾消除器。這包括兩個用于過濾左和右聲道的立體聲增強濾波器C，以及兩個加法器AL和AR。Li和Ri是從左和右信號源接收的音頻信號。濾波后，加法器AL從左聲道輸入Li中減去右聲道輸入Ri，以給出左聲道輸出Lo。加法器AR提供對應的功能以提供右聲道輸出Ro。可以看出如果濾波器C具有傳遞函數B/A，串擾成分可極好地消除。
Lo＝Li-C.Ri，且Ro＝Ri-C.LiLe＝A.(Li-C.Ri)+B.(Ri-C.Li)＝A.Li-B.Ri+B.Ri-Li.B2/A＝A.Li.(1-B2/A2)通常，濾波器C以簡單的低通函數設計以模仿在路徑B中聽者的頭的衍射效果，基于路徑A有很小的濾波效果的假設。濾波器C也可被設計為帶通函數以防止均等地記錄在左和右聲道中的低音信號的消除。
第二公知的電路在圖2b中示出。這里左輸入Li和右輸入Ri聲道之間的差被濾波(C’)和縮放(K)。這個經處理的信號然后被加到(AL)左輸入信號Li以產生左輸出信號Lo，并且從右輸入信號Ri中被減去(AR)以產生右輸出信號Ro。此修改導致類似的串擾消除屬性，其中當C’＝B/(A-B)時，給定Le＝A.Li.(1+(B/A))，可完全消除。但它僅需單個濾波器，這樣使實現更簡單且更便宜。該電路還具有“3D-增益”控制器，所述控制器通過具有可變增益K的縮放單元而實現，其允許調整立體聲增強或聲串擾消除效果的范圍。
雖然立體聲增強濾波器(C或C’)通常被設計為帶通或低通函數，但效果粗糙且產生不自然的聲音立體圖像(sounding stereo image)。這是由于傳遞函數B/A是低通這個總近似(gross approximation)。使用更靈活的濾波器函數能產生更令人感興趣的或微妙的效果。例如，有用的是能夠修改這些濾波器以補償擴音器放置與聽者頭形狀的差，以便更接近地匹配函數B/A的響應。實際上這可以通過用戶控制的輸入來使能，以控制濾波器特性和/或立體聲增強效果(K)的范圍。
另一個普通的效果是頻率響應均衡，其用于修改音頻信號的頻率特性，以補償收聽環境的頻率響應或者調整聲音以適合聽者的偏好。典型地，圖形均衡器功能被用于在許多不同的音頻頻帶之上提供提升(boost)或切分(cut)。
當實現空間增強效果和均衡效果時，需要三個濾波器，在均衡器中每個聲道對應一個(CLR和CER)，而一個在空間增強器(C’)中。典型地，這些功能塊簡單地級聯在一起，如圖3中虛線輪廓示出的附加的濾波器CEL和CER所示。比方說，通常CEL和CER是相同的傳遞函數CE。
在實現成本需要保持絕對最低的應用中，實現這些濾波器的硬件成本可能過高。對于便攜的電池供電的設備(通常驅動頭戴式耳機，但相似特征仍是所需的)，功耗也是重要的考慮因素。如果濾波器在ALU(算術邏輯單元)核上實現，乘法循環(mutiply cycle)的數量更有價值(at a premium)，所以有利的是最小化濾波器的數量(或復雜度)以避免增加ALU的時鐘頻率。較高的時鐘頻率需要較高的功耗，以及可能較大的芯片面積，或在最壞的情況下不得不給系統加額外的ALU。
因此理想的是能夠提供空間增強和頻率響應均衡二者，但又減少硬件成本和功耗。
發明內容
概括而言，本發明一方面提供了用于兩個音頻聲道的音頻信號處理電路設置，并且其組合了空間增強或混音(acoustic mixing)(串擾)消除與均衡功能。該電路結構通過分離的濾波器處理和與差信號，然后再將它們重新組合以恢復分離的聲道(分別加和減)。
這樣的設置提供了很多優點，包括減少硬件成本和復雜度，這在低成本消費者電子器件中尤其重要。這是通過與專用于每一功能的公知的級聯電路相比具有減少的濾波器數的電路結構的實施例獲得的。另一優點是由于減少濾波器功能而減少了這種設置的功耗，所述濾波器功能是作為算術邏輯單元(ALU)上的乘和加操作而實現的。以這種方法最小化所需的計算數量使得時鐘頻率減小，并因此減少了功耗。這在如個人MP3播放器的便攜裝置中尤其重要。
進一步或另外的優點是濾波器的動態余量(headroom)需求減小。這是與空間增強效果和均衡器簡單級聯相比較的。如果大的L-R差信號出現，管理濾波器的動態余量需求變得困難。這是因為可能用戶將為兩個塊選擇高增益，在大的瞬時過沖或在兩個濾波器都有高增益或者甚至在第一塊的響應顯示為峰且第二塊被調整以給出相應衰減以避免在系統輸出過載的頻率，導致過早的信號過載，還在中間節點給出信號過載。這種過載只能通過增加數字字的寬度來避免，也伴隨著硬件成本和功耗的代價。相反地，第一濾波器可在其響應中具有大的下降(dip)，然后其通過第二濾波器響應中的峰來補償，導致量子化噪聲(quantisation noise)或來自第一濾波器的數值舍入誤差放大，這將需要數位字的LSB端的更多位，以維持理想的信噪比。這個潛在的動態余量問題在此實施例中不是重點，因為沒有級聯濾波器因而也不需要“最終的(last)”濾波器能夠處理另外的大輸入動態范圍。
在一個實施例中，經濾波的和與差信號被加到分離的輸入信號以提供立體聲增強和/或均衡功能。通過經濾波的差與和信號以及輸入信號的適當縮放，這兩種效果的混合可以由用戶控制。
特別是在一方面，提供了一種用于音頻信號的信號處理電路。
還提供了一種處理音頻信號的方法。
同時，該電路和方法很適合于數字信號處理，如實現數字音頻信號中的串擾消除和均衡功能，它們也可應用于模擬實現和模擬信號處理。
現在將以只是示范而非有意限制的方式參考附圖來說明實施例，其中圖1示出聲串擾；圖2a示出用于消除聲串擾的電路；圖2b示出用于消除聲串擾的另一電路；圖3示出消除聲串擾的另一電路，還提供了圖形均衡功能；圖4為根據實施例的電路設置的示意圖；圖5為根據另一實施例的電路設置的示意圖；圖6為根據另一實施例的電路設置的示意圖；以及圖7為根據另一實施例的電路設置的示意圖。
具體實施例方式
圖4示出根據實施例的均衡器設置。該均衡器有兩個輸入用于接收左聲道信號Li和右聲道信號Ri。兩個輸入信號路徑Li和Ri被耦合到加法器As，As把輸入信號相加以提供和信號(Li+Ri)。然后這些被施加到第一或者和濾波器C1，并然后施加到具有增益值KA的縮放單元S1。當KA＝0.5時它使來自第一濾波器C1的信號輸出振幅減半。所述兩個輸入路徑Li和Ri也被耦合到減法器AD，AD將差信號(Li-Ri)提供給第二濾波器C2。第二濾波器C2的輸出被耦合到也具有增益KA，比方說0.5，的第二縮放單元S2。第二加法器AL將來自S2(KA.C2.(Li-Ri))的經處理的差信號與來自S1(KA.C1.(Li+Ri))的經處理的和信號相加以提供左聲道輸出信號Lo。第二減法器AR從來自S1的經處理的和信號中減去來自S2的經處理的差信號以提供右聲道輸出信號Ro。
因此該“差分”均衡器EQ架構單獨地處理和(L+R)與差(L-R)信號。
如果濾波器C1和C2是相同的(比方說等于CE，如關于圖3所述)且KA＝0.5，當輸出被重新組合時總結果與通過傳遞函數CE來單獨處理每一聲道的相同，如下所示LO＝C1(Li+Ri)/2+C2(Li-Ri)/2＝CE(Li+Ri)/2+CE(Li-Ri)/2＝CE.LiRo＝C1(Li+Ri)/2-C2(Li-Ri)/2＝CE(Li+Ri)/2-CE(Li-Ri)/2＝CE.Ri這與通過圖2的電路處理信號等效。如果KA減小到小于0.5，兩輸出都相應地以系數KA/0.5縮放，當KA接近0時減小到0。
如果濾波器特性C1等于CE，且C2等于CE與(1+2.K.C’)的乘積，當輸出被重新組合時總結果與通過圖3的電路單獨處理每一聲道的相同，如下所示
Lo＝C1(Li+Ri)/2+C2(Li-Ri)/2＝CE(Li+Ri)/2+CE.(1+2K.C’)(Li-Ri)/2＝CE.(Li+K.C’.(Li-Ri))Ro＝C1(Li+Ri)/2-C2(Li-Ri)/2＝CE(Li+Ri)/2-CE.(1+2K.C’(Li-Ri)/2＝CE.(Ri-K.C’.(Li-Ri))再者，由于兩個主信號路徑都以KA縮放，當KA減小到小于0.5時，兩輸出都相應地以系數KA/0.5縮放，當KA接近0時減小到0。
圖5示出經修改的圖2b的電路，其中引入以系數K1縮放所有輸出的附加的縮放元件S3、S4，以及以K1與K的乘積縮放的S5。如果濾波器C2具有與圖2b中的濾波器相同的傳遞函數C’，那么除了以K1縮放之外，輸出Lo和Ro與來自圖2b中的電路的輸出相同。因此當K1＝1時，它們不被縮放，而當K1＝0時衰減到0。除了該附加的縮放，該電路功能上與圖2b等效，并且提供了由K控制的可變量的“3D”空間增強。
圖6示出根據優選實施例的組合的聲串擾消除器和均衡器電路架構。這可以看作圖4和5的疊加，相同構件具有相同的參考標記。縮放器S1和S2的縮放系數KA現在被設為(1-K1)/2。
圖6中的組合的聲串擾消除器和均衡器與圖4的相似并且有兩個輸入，用于接收左聲道信號Li和右聲道信號Ri。兩個輸入信號路徑Li和Ri被耦合到加法器As，As把輸入信號相加以提供和信號(Li+Ri)。然后這些被施加到第一或者和濾波器C1，然后施加到具有增益值(1-K1)/2的縮放單元S1，其中0＜＝K1＜＝1。兩個輸入路徑Li和Ri還被耦合到減法器AD，AD把差信號(Li-Ri)提供給第二濾波器C2。第二濾波器C2的輸出被耦合到也具有增益(1-K1)/2的第二縮放單元S2。
第二加法器AL把來自S2(((1-K1)/2).C2.(Li-Ri))的經處理的差信號加到來自S1(((1-K1)/2).C1.(Li+Ri))的經處理的和信號。從輸入信號Li到第二加法器AL的另外的路徑引入具有增益K1的另一縮放單元S3。經縮放的輸入信號K1.Li由第二加法器AL加到經處理的和與差信號以提供左聲道輸出信號Lo。第二減法器AR從來自S1的經處理的和信號中減去來自S2的經處理的差信號。從輸入信號Ri到第二減法器AR的另一信號路徑引入具有增益K1的另一縮放單元S4。經縮放的輸入信號K1.Ri由第二減法器AR加到經處理的和與差信號以提供右聲道輸出信號Ro。
另一縮放單元S5被耦合在第二濾波器C2的輸出到第二加法器AL和第二減法器AR二者之間，其在兩種情況下將該經縮放的輸出加到它們的其他輸入以產生其相應的左和右輸出信號Lo和Ro。第五縮放單元具有增益K.K1，其中K是與等價于圖3的縮放單元的增益值的增益值。K是來自圖3的電路的特別效果水平(effect level)所需的“3D-增益”值。
這樣，這些組合的功能(空間增強和均衡)可只用兩個濾波器塊C1和C2，而不是這些功能塊的三個典型級聯來執行。這減少了硬件成本和復雜度。通過減少由ALU執行所需要的濾波器計算的數量，其還有利地減少了功率消耗。這在電池壽命是重要問題的便攜裝置如MP3播放器中是非常理想的。
如上所述，圖6所示的電路中有附加的信號路徑，其與圖4中從輸入到輸出求和器的路徑相比，每個具有另外的單元或增益塊，S3用于Li到Lo的路徑，而S4用于Ri到Ro的路徑。
這種架構組合了圖3或5的“3D”串擾消除效果的可變方面和圖4的均衡功能(或圖3的虛線部分)。通過調整K1，可以調整空間增強和均衡效果的范圍。例如，當K1＝0時，沒有空間增強(3D)，只有完全均衡(EQ)，而當K1＝1時，沒有EQ，只有完全3D。K1的中間值提供3D和EQ的混合。通過改變K可獨立地調整3D效果；雖然優選地這是固定的。
實際上C1可等于C2，使能夠共享系數，并因此節省了系數存儲器的訪問和容量。
當調整K1時，可調整濾波器傳遞函數C1和C2以如上所述參考圖4和5來創建適合的3D或EQ效果。所以，例如當K1＝0時，該電路與圖4的電路等效，并可使用C1＝C2＝CE。對K1＝1，該電路與圖3的電路等效，且可使用C2＝C’。在后一種情況下，濾波器C1的傳遞函數無關緊要。對于中間的K1，設置了中間濾波器函數。濾波器控制典型地由用戶輸入控制，但也可能依據用戶確定的K1值來預置這些。
實際上，聽者一般愿意避免這些極限而選擇K1的一些中間值，以給出這兩種效果的混合(hybrid)。對于接近0的K1值，此架構表現為均衡器，由于一定程度的串擾消除，對于聲音空間屬性其具有一些附加的增強。對于接近1的K1值，空間效果很顯著，但頻率響應均衡較細微。
雖然圖中沒有示出，技術人員將理解如何利用用戶接口來對接對于變化的K1的控制信號以及濾波器函數C1及C2以便使用戶控制這些效果。還有，雖然已述實施例中C1＝C2，同樣可能的是不同的均衡函數可施加到左和右聲道。
圖7示出圖6電路的簡化版本，其中圖6中的兩個縮放單元(K.K1和S2)被具有值K3/2的單個增益塊S2’代替，其中K3＝1-K1+2K.K1。
用于左和右路徑(其中C＝C1＝C2)的傳遞函數與圖6中的的等效，如下所示Lo＝C(1-K1)(Li+Ri)/2+C.K3(Li-Ri)/2+K1.LiRo＝C(1-K1)(Li+Ri)/2-C.K3(Li-Ri)/2+K1.Ri等效地，Lo＝(C(1-K1)+K1)Li+C.K.K1(Li-Ri)Ro＝(C(1-K1)+K1)Ri-C.K.K1(Li-Ri)當K1＝0(零3D效果)，總的傳遞函數簡化為圖4電路的傳遞函數-即這與用均衡器函數C單獨濾波L和R信號相同，以得出Lo＝C.Li且Ro＝C.Ri。
當K1＝1，Lo＝Li+C.K(Li-Ri)Ro＝Ri-C.K(Li-Ri)
因此，此架構實現了圖3的立體聲增強功能，其中3D-增益由K設定，并且相加的差信號由C濾波。
所述實施例提供了很多優點，例如它們允許使用更有效的實現(用2個濾波器代替3個)，同時允許用戶控制頻率響應均衡和空間增強(或聲串擾消除)。另外，信號動態余量需求更易于管理，避免了對更寬的數位字及額外的硬件成本以及處理它們所需功率的需求。這是因為避免了把兩個高增益級(單獨的空間增強級和均衡級)級聯在一起的問題。
盡管所述實施例是相對于數字信號處理來描述的，同樣可在其他技術中實現它們，例如作為在減少電路復雜度、成本和功率以及避免過載或在可能的濾波器響應選擇下噪聲峰值方面有相似優點的運算放大器(opamp)的模擬電路。
所述實施例的電路可以作為集成電路或芯片而實現，并且這些可合并到各種音頻設備中，如便攜MP3播放器、計算機聲卡、游戲機、音頻可視設備如TV、獨立放大器或揚聲器、以及其他基于數字的高保真聲音設備、數字靜態和視頻相機。
技術人員將認識到上述設備和方法可以具體化為處理器控制代碼，例如在如盤、CD-或DVD-ROM的載體介質上，在如只讀存儲器(固件)的可編程存儲器上，或在如光或電信號載體的數據載體上。對于很多應用，本發明實施例將在DSP(數字信號處理器)、ASIC(應用特定的集成電路)或FPGA(現場可編程門陣列)上實現。因此該代碼可包括常規程序代碼或微代碼(microcode)或例如用于設置或控制ASIC或FPGA的代碼。該代碼還可包括用于動態配置如可重編程邏輯門陣列的可重新配置的設備的代碼。類似地，該代碼還可包括用于如VerilogTM或VHDL(甚高速集成電路硬件描述語言)的硬件描述語言的代碼。如技術人員將理解的，該代碼可分布在多個相互通信的耦合元件之間。在適當的情況下，所述實施例還可這樣實現通過使用運行在現場可(重)編程模擬陣列或類似裝置上的代碼以配置模擬硬件。
技術人員也將理解，通常根據以上教導，各種實施例以及與關于其所述的特定特征可以與其他實施例或其特定描述的特征自由組合。技術人員也將認識到可以對所述特定實例進行各種變更和修改而不背離所附權利要求的范圍。
權利要求
1.一種用于音頻信號的處理電路，包括用于分別接收第一和第二信號的輸入；第一濾波器，設置為處理所述信號之和；第二濾波器，設置為處理所述信號之差；裝置，用于將所述經濾波的差信號加到所述經濾波的和信號以提供經處理的第一輸出信號；以及裝置，用于從所述經濾波的和信號中減去所述經濾波的差信號以提供經處理的第二輸出信號。
2.根據權利要求1的電路，進一步包括第一縮放單元，耦合在所述第一輸入信號與所述加法裝置之間，所述加法裝置進一步設置為將所述經縮放的第一輸入信號加到所述經濾波的差信號與所述經濾波的和信號之和上；第二縮放單元，耦合在所述第二輸入信號與所述減法裝置之間，所述減法裝置進一步設置為將所述經縮放的第二輸入信號加到減去所述經濾波的差信號的所述經濾波的和信號之和上；第三縮放單元，耦合在所述第一濾波器與所述加法裝置及所述減法裝置的每個之間；第四縮放單元，耦合在所述第二濾波器與所述減法裝置及所述加法裝置的每個之間；
3.根據權利要求2的電路，進一步包括耦合在所述第二濾波器與所述加法及減法裝置之間的第五縮放單元。
4.根據權利要求2或3的電路，進一步包括用于根據用戶輸入改變所述縮放單元的增益值以便為音頻信號提供聲串擾消除和/或聲道均衡效果的裝置。
5.根據權利要求2、3或4的電路，其中對于所述縮放單元增益值每個都依賴于共同的可變增益值(K1)。
6.根據從屬于權利要求2時的權利要求5的電路，其中所述第一和第二縮放單元具有增益值K1，所述第三縮放單元具有增益(1-K1)/2，而所述第四縮放單元具有增益(1-K1+2.K.K1)/2，其中K是用于設置聲串擾消除水平的增益值。
7.根據從屬于權利要求3時的權利要求5的電路，其中所述第一和第二縮放單元具有增益值K1，所述第三和第四縮放單元具有增益(1-K1)/2，且所述第五縮放單元具有增益K.K1，其中K是用于設置聲串擾消除水平的增益值。
8.根據前述權利要求之任一的電路，進一步包括用于改變所述第一和/或第二濾波器的傳遞函數以改變對音頻信號的均衡效果的裝置。
9.根據權利要求8的電路，其中所述傳遞函數改變裝置包括用于接收用戶均衡器信號的輸入，并設置為根據所述信號調整所述第一和/或第二濾波器的傳遞函數。
10.一種集成電路，包括根據任一前述權利要求的電路。
11.包括算術邏輯單元和根據權利要求1到9之任一的電路的音頻設備。
12.一種處理音頻信號以提供聲串擾消除和/或聲道均衡效果的方法，該方法包括接收對應于立體聲數字音頻信號的左聲道和右聲道的第一和第二信號；對所述信號之和濾波；對所述信號之差濾波；將所述經濾波的差信號加到所述經濾波的和信號上以提供經處理的第一輸出信號；以及從所述經濾波的和信號中減去所述經濾波的差信號以提供經處理的第二輸出信號。
13.根據權利要求12的方法，進一步包括縮放所述第一信號輸入并將所述經縮放的第一信號輸入加到所述經處理的第一輸出信號；縮放所述第二信號輸入并將所述經縮放的第二輸入加到所述經處理的第二輸出信號；在所述加之前縮放所述經濾波的輸入信號之和；以及在所述減之前縮放所述經濾波的輸入信號之差。
14.根據權利要求13的方法，進一步包括縮放所述經濾波的輸入信號之差，并將所述經縮放的經濾波差信號加到所述經處理的第一輸出信號并加到所述經處理的第二輸出信號。
15.根據權利要求13或14的方法，進一步包括根據用戶輸入改變所述縮放的量以提供對所述音頻信號的聲串擾消除和/或聲道均衡效果。
16.根據權利要求12到15之任一的方法，進一步包括改變與所述和與差濾波相關聯的傳遞函數以改變對音頻信號的均衡效果。
17.一種承載處理器代碼的載體介質，當在處理器上實施時，所述代碼設置為執行根據權利要求12到16之任一的方法。
全文摘要
本發明涉及音頻信號處理，如均衡和空間增強功能。本發明提供用于兩個音頻聲道的音頻信號處理電路設置，其把空間增強或聲混合(串擾)消除與圖象均衡功能相組合。這是通過與公知的專用于每一功能的級聯電路相比具有減少的濾波器數的電路結構來實現的。此電路結構通過分離的濾波器來處理和與差信號，然后重新組合它們以恢復分離的聲道(分別加和減)。
文檔編號H04S7/00GK1764329SQ200510109408
公開日2006年4月26日 申請日期2005年10月18日 優先權日2004年10月18日
發明者安東尼·詹姆士·馬格拉思 申請人:沃福森微電子股份有限公司