直接序列擴頻移動通信系統的頻率補償方法

專利名稱：直接序列擴頻移動通信系統的頻率補償方法
技術領域：
本發明涉及直接序列擴頻(DSSS)移動通信系統中移動臺分離多徑(Rake)接收機的自動頻率控制(AFC)方法，更具體地講，涉及在移動臺分離多徑(Rake)接收機內在每一路多徑信號中對大范圍多普勒頻移進行獨立的頻率補償的方法。
背景技術：
采用直接序列擴頻通信技術的移動通信系統通常面臨信號多徑傳播的問題。多徑傳播是由于信號在發射機和接收機之間存在多條傳輸路徑造成的，對采用各種調制技術的移動通信系統均產生負面影響，例如多徑傳播造成的碼間串擾(ISI)限制了系統的最大信息傳輸速率。為克服多徑傳播造成的干擾，一般在直接序列擴頻的移動通信系統中采用Rake接收機實現多徑信號的分集接收。分離多徑(Rake)接收機對相對延遲超出一個碼片(chip)的多徑信號通過相干檢測進行區分，并進行多徑能量的合并，打破了多徑傳播對信息傳輸速率的影響，并利用了多徑傳播所帶來的天然存在的分集能量。
為利用分離多徑(Rake)接收機的分集合并性能，首先要實現發射機和接收機之間的頻率同步。而移動通信系統本身所具有的多普勒效應在發射機與接收機之間產生頻率偏移，影響兩者之間的頻率同步。收發雙方晶振的準確度和穩定度對頻率同步也產生影響，因為射頻和中頻的頻率是由晶振的輸出頻率通過倍頻實現的，晶振的準確度和穩定度直接決定射頻和中頻的準確度和穩定度，并且頻率偏移的絕對值因倍頻而放大，射頻頻率越高，發射機和接收機之間的頻率偏移越大。
發射機和接收機之間的相對運動產生的多普勒頻移由下列公式可以計算出fd=vλcosθ---(1)]]>公式(1)中，v是移動臺運動速度，λ是載波波長，θ是入射波方向與移動臺運動方向的夾角。
在現有技術中，移動通信系統使用QPSK或以QPSK為基礎改進的調制技術情況下，移動臺一般以基站發射的導頻(pilot)信號進行頻率偏移的估計。具體來講，由于移動臺在每次同步過程中其所接收的導頻符號為固定不變的，因此在沒有多普勒頻移的情況下，該導頻符號經過相位調制后產生的載頻信號相位應當為恒定值，即接收機所接收I+jQ復數信號的相位角φ應當恒定。在對導頻符號進行積分以后，可以利用相鄰導頻符號之間引入的附加相位偏移進行多普勒頻偏估計，如下式Δf=Δφ2πΔt---(2)]]>公式(2)中，Δφ為相鄰導頻符號的I、Q復數信號之間由于多普勒效應引起的附加相位偏移，該相位偏移是由頻率偏移造成的導頻符號之間的附加相位旋轉，Δt是導頻符號的周期。公式(2)表明，對Δf的估計性能完全決定于對相位旋轉Δφ的估計性能。
導頻符號復數信號I+jQ的歸一化相位信息可以表示為ejφn=cosφn+jsinφn---(3)]]>Δφ＝φn-φn-1。(4)公式(3)、(4)中，φn和φn-1，分別代表第n個導頻符號和第n-1個導頻符號復數信號的相位。
由公式(3)與(4)可推導出下列公式sinΔφ=sinφncosφn-1-cosφnsinφn-1cosΔφ=cosφncosφn-1+sinφnsinφn-1---(5)]]>在|Δφ|很小的情況下，常規的估算方法采用下列公式近似計算ΔφΔφ≈sinΔφ(6)上述現有技術的補償方法根據計算出的Δφ數值，對移動臺的本地振蕩器進行調整，從而實現對多普勒頻移的補償。由于上述公式(6)僅僅適用于Δφ數值很小的范圍，采用該常規方法進行頻偏補償只在多普勒頻偏較小的情況下較為準確。當移動臺運動速度較高時，該常規的近似補償方法有較大的偏差，影響頻偏補償的準確和AFC的收斂速度。
另外，常規的分離多徑(RAKE)接收機頻率補償方法只能根據多徑信號各個路徑中頻偏統一補償接收機的壓控振蕩器(VCO)，而不能根據每個路徑的頻偏對每個指峰器(finger)單獨進行頻率補償。常規RAKE接收機的頻率補償方法具體為，每條多徑具有不同的頻率偏移，每個指峰器給出各自徑的頻偏估計。需要基于所有指峰器的頻偏估計進行適當的平均和濾波，生成一路反饋信號，通過調節本地壓控振蕩器對射頻和中頻的頻率進行統一反饋控制。這種方法可以在射頻和中頻對多條多徑的平均頻偏成分進行補償，但不能使每條多徑都獲得良好的頻率補償，從而不能使每個指峰器的解調性能都達到最優。
因此，需要一種改進的頻偏補償方法既能夠對較大范圍的多普勒頻偏進行準確估算又能夠對RAKE接收機內每個指峰器(finger)進行獨立的頻率補償。

發明內容
本發明的目的是提供一種用于分離多徑(Rake)接收機的頻偏補償方法，該方法在每一路多徑信號中對多普勒頻移進行獨立的頻率補償，再根據各條路徑的頻偏生成基帶反饋控制信號，對射頻(RF)和中頻(IF)進行統一頻率補償，從而提高Rake接收機的整體頻率補償性能。
本發明的一種用于直接序列擴頻移動通信系統移動臺分離多徑(Rake)接收機的頻偏補償方法，包括指峰器獨立頻率補償和接收機總平均補償兩個基本步驟，其特征在于在指峰器獨立頻率補償步驟中進一步包括步驟由積分/清洗模塊對指峰器所接收的導頻符號的復數信號進行積分；由歸一化模塊將解擴后的導頻符號復數信號進行歸一化，并獲得導頻符號復數信號相位φn的正弦值、余弦值；由叉乘模塊將相鄰導頻符號復數信號相位φn和φn-1的正弦值和余弦值執行叉乘運算，獲取相鄰導頻符號之間相位偏移Δ的正弦值和余弦值；由區間映射模塊根據相位偏移Δ的正弦和余弦值將該相位偏移矢量映射到-π至π的八個子區間之一，每個子區間的寬度為π/4；在所映射的子區間內根據換算的相位偏移Δ的正弦值和余弦值計算該相位偏移矢量與最接近坐標軸之間的相位夾角Δθ正弦值；由曲線補償模塊通過曲線補償對相位夾角Δθ進行估算；由相位轉換模塊將估算獲得的相位夾角Δθ根據所在的區間換算恢復成實際的導頻符號復數信號之間的相位偏移Δ；由頻偏計算模塊根據導頻符號之間相位偏移Δ和導頻符號周期Δt計算出此指峰器所跟蹤路徑導頻符號信號的頻率偏移Δf；由頻偏估算模塊將計算出的指峰器的頻率偏移Δf作為反饋信號反饋給指峰器內的頻率校正模塊；由頻率校正模塊對輸入指峰器的碼片信號進行頻率校正；在接收機總平均頻率補償步驟中進一步包括步驟由能量或信噪比估計模塊對積分后的導頻符號進行能量或信噪比估算；由門限比較模塊將能量或信噪比估算值與預定門限進行比較，當能量或信噪比估算值高于預定門限時，產生合并控制信號使得合并開關導通，導致指峰器內測量估算的頻率偏移參與RAKE接收機總平均頻率偏移的計算，反之當能量或信噪比低于預定門限時，產生合并控制信號使得合并開關斷開，導致該指峰器內估算的頻率偏移不參與RAKE接收機總平均頻率偏移的計算；由合并器對參與計算RAKE接收機總平均頻率偏移的各個指峰器產生的頻率偏移進行合并相加；由平均器對相加的各個頻率偏移求平均獲得總平均頻率偏移；由低通濾波器對總平均頻率偏移進行平滑；由數/模轉換器將經過平滑的總平均頻率偏移轉換為對壓控振蕩器進行控制的電壓信號；壓控振蕩器受控調節所輸出頻率，從而調節接收機本地中頻和射頻頻率。
本發明的上述方法，在各個指峰器自動頻率控制很好收斂以前，由指峰器內門限比較器執行的所述導頻符號能量與信噪比的估算值與預定門限比較的步驟中，預定門限設置低值，在各個指峰器自動頻率控制很好收斂后，該預定門限值設置高值。
本發明的上述方法，在由叉乘模塊所執行的叉乘步驟中，采用下列公式sinΔφ=sinφncosφn-1-cosφnsnφn-1cosΔφ=cosφncosφn-1+sinφnsinφn-1]]>進行叉乘運算，其中Δ為相鄰導頻符號復數信號相位φn與φn-1之間的相位偏移。
本發明的上述方法，在由區間映射模塊所執行的區間映射步驟中，采用下列步驟進行子區間映射和相位夾角Δθ正弦值計算將[-π，π)相位偏移區間等分為8個子區間，分別為[-π，-3π/4)、[-3π/4，-π/2)、[-π/2，-π/4)、[-π/4，0)、
]>本發明的上述方法，在由相位轉換模塊所執行的相位轉換步驟中，采用下列公式進行相位轉換第0子區間，Δφ＝-π+Δθ，第1子區間，Δφ＝-π/2-Δθ，第2子區間，Δφ＝-π/2+Δθ，第3子區間，Δφ＝-Δθ，第4子區間，Δφ＝Δθ，第5子區間，Δφ＝π/2-Δθ，第6子區間，Δφ＝π/2+Δθ，第7子區間，Δφ＝π-Δθ。
本發明的上述方法，在由頻偏計算模塊所執行的頻偏計算步驟中，采用下列公式進行頻偏計算Δf=Δφ2πΔt.]]>本發明的上述方法，在由頻率校正模塊所執行的指峰器內頻偏獨立補償步驟中，頻率校正模塊將使用本指峰器測量估算出的頻偏估計值的復共軛頻率e-2πΔft與基帶復數信號I+jQ進行復數乘法運算，由此對基帶復數信號施加一個反向的相位旋轉來消除或減弱頻移引起的復數信號矢量的相位偏移。
采用本發明的上述頻偏補償方法，可以使每路指峰器快速、準確的估計出各自所跟蹤路徑的頻偏，從而加快了AFC的收斂速度，并大大提高對頻偏變化的跟蹤范圍。


圖1為本發明方法所采用的將導頻符號復數信號之間相位偏移矢量映射在八個子區間的示意圖；圖2為本發明方法所采用的補償曲線示意圖；圖3為本發明方法在一個子區間內估算相位偏移的誤差精度與現有技術方法誤差精度線比較的曲線圖；圖4為本發明方法所采用的RAKE接收機跟蹤/合并多徑信號進行頻率補償的總體結構示意圖；圖5為本發明方法所采用的圖4所示RAKE接收機中指峰器結構的示意圖；圖6為本發明方法所采用的圖5所示指峰器中叉乘模塊結構的示意圖。
具體實施例方式
下面結合附圖詳細說明本發明方法的具體實施例。
為了解決公式(6)所代表的現有技術頻偏估算方法線性范圍太小，對大范圍頻偏估算準確性差和收斂慢的問題，本發明方法采用改進的頻偏測量方法。如圖1所示，在移動臺所接收導頻復數信號I、Q信號相位偏移矢量圖中，在單位圓上將[-π，π)相位偏移區間等分為8個子區間，分別為[-π，-3π/4)、[-3π/4，-π/2)、[-π/2，-π/4)、[-π/4，0)、
]>其余七個子區間的映射關系在后面有所論述。本發明的方法通過將相位偏移矢量空間劃分為八個子區間，從而將Δφ的估值范圍從-π/2至π/2擴大到了π至-π之間，由于對Δφ的估算被轉化為對Δθ的估算，而在任何一個子區間內Δθ的估值范圍限制在
內，從而保證估算的準確性。在每個子區間內進行Δθ估算時，為了更進一步消除現有技術方法采用公式(6)時sinΔθ與Δθ之間的非線性誤差，本發明的方法采用特定的補償曲線對sinΔθ進行補償，從而獲得Δθ的線性誤差非常小的估算。本發明采用的補償曲線基于下式獲得Δθ=ΔθsinΔθsinΔθ---(9)]]>在區間
內，可以用一段拋物線作為Δθ/sinΔθ的近似并作為本發明實際采用的補償曲線，該拋物線表達式如下f(sinΔθ)＝0.21(sinΔθ)2+1 (10)公式(10)的補償曲線與Δθ/sinΔθ曲線的關系如圖2所示。圖2中在對應Δθ為0至π/4范圍內，sinΔθ數值范圍在0至0.7071之間。如圖2所示，公式(10)的補償曲線與Δθ/sinΔθ曲線基本近似。
采用公式(10)補償曲線代入公式(9)，所獲得Δθ的估值表達式可以表示為Δθ^=0.21(sinΔθ)3+sinΔθ---(11)]]>本發明方法在劃分相位偏移矢量子區間基礎上進一步采用公式(11)進行相位偏移估算，其誤差與傳統方法采用公式(6)相比，測量估算的誤差大大降低。圖3所示為本發明采用公式(11)進行測量估算與現有技術采用公式(6)測量估算的估算精度比較，從圖3中可以看出在0至π/4范圍內，采用本發明的測量估算方法所獲得的估算曲線(11)具有良好的線性，該估算曲線的最大誤差僅為0.001π左右，比現有技術方法精度大大提高。
圖4表示本發明方法所采用的RAKE接收機總體結構示意圖。如圖4所示，本發明的方法在采用精確測量估算方法計算多普勒頻偏的基礎上，進一步將各路指峰器(finger)給出的多普勒頻偏估計值經過合并器(Combiner)進行合并，再對參與合并的各個頻偏通過平均器進行計算平均值，該平均值通過一個低通濾波器(LPF)進行平滑，濾波結果經過D/A轉換后作為壓控振蕩器(VCO)的反饋控制信號，調節VCO的輸出頻率，該輸出頻率經過變頻后將作為接收機的本地中頻和射頻信號源使用。參照圖5所示的每路指峰器內的結構，本發明的方法在利用特定精確測量估算方法估算每個指峰器所跟蹤路經的頻偏估計值同時，還根據導頻符號的能量或信噪比(SIR)給出合并控制信號，用于控制該路指峰器的頻偏估計值是否參與反饋控制信號的計算。
下面解釋合并控制的具體步驟如圖4所示，移動臺RAKE接收機所接收并解調出的基帶I、Q復數信號被送到每個指峰器(Fingerl至FingerN)，每個指峰器跟蹤特定的多徑信號，并給出相應的頻偏估計Δfl至Δfn。參照圖5，經過積分的導頻符號被傳送至能量(Energy)或信噪比(SIR)估計器，計算出能量或信噪比估計值，該估計值在門限比較器內與預定門限進行比較，當比較結果為高于預定門限時，門限比較器輸出的合并控制信號控制圖4所示的開關K導通，反之則合并控制信號控制開關K斷開。這樣，圖4中各個指峰器中只有能量或信噪比高于預定門限的指峰器所測量估算出的頻偏才能通過加法器進行合并。合并后的頻偏信號經過平均器計算平均值，然后該平均值被送往低通濾波器(LPF)進行平滑，LPF的輸出經過數/模轉換器(D/A)轉換形成對本地壓控振蕩器(VCO)的反饋控制電壓。上述反饋控制為對RAKE接收機的總體頻偏進行的反饋控制，由此可以實現在射頻和中頻信號中補償各路多徑的平均頻偏成分，在各路多徑頻偏方向一致的情況下，該總體頻偏補償可以減小各路指峰器在基帶進行頻率補償的壓力。本發明的方法特別利用每路指峰器產生的合并控制信號，使總反饋控制中只利用接收質量相對高的路徑，使總反饋控制比現有技術的利用全部所有路徑的方式更有效。
不僅如此，如圖4所示，本發明的方法還將每個指峰器的頻偏估計結果Δf直接反饋給該指峰器自身，用于對其所跟蹤路徑的頻偏進行獨立補償。圖5所示為指峰器(Finger)內部進行頻率單獨補償的結構示意圖。圖5中，某一路指峰器所接收的基帶復數信號I、Q進入指峰器后，首先根據該指峰器的頻偏反饋信號由頻率校正模塊進行頻率校正補償，頻率校正模塊將使用本指峰器測量估算出的頻偏估計值的復共軛頻率e-j2πΔfi與基帶復數信號I+jQ進行復數乘法運算，這樣等于對基帶復數信號施加一個反向的相位旋轉來消除或減弱頻移引起的復數信號矢量的相位偏移。需要指出的是，接收機工作初始階段，由于尚未測量估算出指峰器所跟蹤路徑的頻率偏移Δf，因此該頻率校正模塊不起作用。
下面將結合圖5詳細說明本發明方法在指峰器內進行頻偏測量估算的步驟。如圖5所示，經過頻率校正模塊的校正后，I、Q基帶復數信號進入積分/清洗(I/D)模塊，由該模塊對導頻符號進行積分。然后，將積分后的導頻符號復數信號通過歸一化模塊進行歸一化，以方便相位計算。隨后，在叉乘(Cross Product)模塊中，利用相鄰導頻符號的相位φn和φn-1的正弦值和余弦值計算由頻率偏移引起的相位偏移Δφ的正弦和余弦值，此計算方法由公式(5)表示，具體可采用圖6所示結構實現。計算出的相位偏移Δφ的正弦值sinΔ和余弦值cosΔ被輸入到區間映射模塊，在該模塊中根據cosΔφ與sinΔφ的數值將相位偏移矢量映射到0至7號子區間之一，并根據所映射的子區間確定sinΔθ的取值。具體地由下列公式組(12)計算在第1、2、5、6子區間， sinΔθ＝|±cosΔφ|，在第0、3、4、7子區間， sinΔθ＝|±sinΔφ|， (12)區間映射模塊還確定Δθ與Δφ之間的換算關系，具體地由下列公式組(13)確定第0子區間， Δφ＝-π+Δθ，第1子區間， Δφ＝-π/2-Δθ，第2子區間， Δφ＝-π/2+Δθ，第3子區間， Δφ＝-Δθ，第4子區間， Δφ＝Δθ， (13)第5子區間， Δφ＝π/2-Δθ，第6子區間， Δφ＝π/2+Δθ，第7子區間， Δφ＝π-Δθ。
前述的圖1所示第5子區間例子所采用的公式(8)僅僅為公式組(12)、(13)中的一種情況。
經過上述區間映射后，所獲取的sinΔθ數值在0值0.707之間。該sinΔθ數值經過曲線補償模塊根據公式(11)對sinΔθ進行補償，完成由sinΔθ到Δθ的近似的估算。所獲得的Δθ估算數值在0至π/4之間，該估算得出的數值Δθ較為準確。相位轉換模塊以Δθ的估算值為輸入，在區間映射模塊提供的該矢量屬于子區間的信息后，根據子區間的不同采用公式組(13)換算出Δφ數值。頻偏計算模塊根據換算出的Δφ數值利用公式(2)計算實際的頻率偏移Δf。該頻率偏移Δf直接反饋給指峰器內的頻率校正模塊，使該指峰器得到獨立的頻率補償。這樣，本發明的方法在采用對各個指峰器總平均頻偏信號統一調節RAKE接收機的射頻、中頻VCO外，還利用指峰器所測量估算的頻率偏移Δf在指峰器內對輸入的基帶I、Q復數信號進行獨立頻率補償，由此獲得優于現有技術的多普勒頻偏補償效果。
由于各個指峰器在AFC很好收斂以前，多普勒頻偏使導頻符號的積分效果減弱，在產生合并控制信號時獲得的導頻符號能量與信噪比的估計都偏低，因此RAKE接收機工作的初始時刻，可以將指峰器內的門限比較器的預定門限設置略低，待RAKE接收機工作正常后再將該預定門限略提高。
采用本發明的方法，可以在移動臺高速運動產生大范圍多普勒頻移的情況下，迅速有效地進行頻率補償，使得直接擴頻序列擴頻技術可以應用于移動臺需要高速運動的移動通信環境中。
權利要求
1.一種用于直接序列擴頻移動通信系統移動臺分離多徑(Rake)接收機的頻偏補償方法，包括指峰器獨立頻率補償和接收機總平均補償兩個基本步驟，其特征在于在指峰器獨立頻率補償步驟中進一步包括步驟由積分/清洗模塊對指峰器所接收的導頻符號的復數信號進行積分；由歸一化模塊將解擴后的導頻符號復數信號進行歸一化，并獲得導頻符號復數信號相位φn的正弦值、余弦值；由叉乘模塊將相鄰導頻符號復數信號相位φn和φn-1的正弦值和余弦值執行叉乘運算，獲取相鄰導頻符號之間相位偏移Δ的正弦值和余弦值；由區間映射模塊根據相位偏移Δ的正弦和余弦值將該相位偏移矢量映射到-π至π的八個子區間之一，每個子區間的寬度為π/4；在所映射的子區間內根據換算的相位偏移Δ的正弦值和余弦值計算該相位偏移矢量與最接近坐標軸之間的相位夾角Δθ正弦值；由曲線補償模塊通過曲線補償對相位夾角Δθ進行估算；由相位轉換模塊將估算獲得的相位夾角Δθ根據所在的區間換算恢復成實際的導頻符號復數信號之間的相位偏移Δ；由頻偏計算模塊根據導頻符號之間相位偏移Δ和導頻符號周期Δt計算出此指峰器所跟蹤路徑導頻符號信號的頻率偏移Δf；由頻偏估算模塊將計算出的指峰器的頻率偏移Δf作為反饋信號反饋給指峰器內的頻率校正模塊；由頻率校正模塊對輸入指峰器的碼片信號進行頻率校正；在接收機總平均頻率補償步驟中進一步包括步驟由能量或信噪比估計模塊對積分后的導頻符號進行能量或信噪比估算；由門限比較模塊將能量或信噪比估算值與預定門限進行比較，當能量或信噪比估算值高于預定門限時，產生合并控制信號使得合并開關導通，導致指峰器內測量估算的頻率偏移參與分離多徑(RAKE)接收機總平均頻率偏移的計算，反之當能量或信噪比低于預定門限時，產生合并控制信號使得合并開關斷開，導致該指峰器內估算的頻率偏移不參與分離多徑(RAKE)接收機總平均頻率偏移的計算；由合并器對參與計算分離多徑(RAKE)接收機總平均頻率偏移的各個指峰器產生的頻率偏移進行合并相加；由平均器對相加的各個頻率偏移求平均獲得總平均頻率偏移；由低通濾波器對總平均頻率偏移進行平滑；由數/模轉換器將經過平滑的總平均頻率偏移轉換為對壓控振蕩器進行控制的電壓信號；壓控振蕩器受控調節所輸出頻率，從而調節接收機本地中頻和射頻頻率。
2.根據權利要求1所述的頻偏補償方法，在各個指峰器自動頻率控制很好收斂以前，由指峰器內門限比較器執行的所述導頻符號能量與信噪比的估算值與預定門限比較的步驟中，預定門限設置低值，在各個指峰器自動頻率控制很好收斂后，該預定門限值設置高值。
3.根據權利要求1所述的頻偏補償方法，在由叉乘模塊所執行的叉乘步驟中，采用下列公式sinΔφ=sinφncosφn-1-cosφnsinφn-1cosΔφ=cosφncosφn-1+sinφnsinφn-1]]>進行叉乘運算，其中Δ為相鄰導頻符號復數信號相位φn與φn-1之間的相位偏移。
4.根據權利要求1所述的頻偏補償方法，在由區間映射模塊所執行的區間映射步驟中，采用下列步驟進行子區間映射和相位夾角Δθ正弦值計算將[-π，π)相位偏移區間等分為8個子區間，分別為[-π，-3π/4)、[-3π/4，-π/2)、[-π/2，-π/4)、[-π/4，0)、
]>
6.根據權利要求1所述的頻偏補償方法，在由相位轉換模塊所執行的相位轉換步驟中，采用下列公式進行相位轉換第0子區間，Δφ＝-π+Δθ，第1子區間，Δφ＝-π/2-Δθ，第2子區間，Δφ＝-π/2+Δθ，第3子區間，Δφ＝-Δθ，第4子區間，Δφ＝Δθ，第5子區間，Δφ＝π/2-Δθ，第6子區間，Δφ＝π/2+Δθ，第7子區間，Δφ＝π-Δθ。
7.根據權利要求1所述的頻偏補償方法，在由頻偏計算模塊所執行的頻偏計算步驟中，采用下列公式進行頻偏計算Δf=Δφ2πΔt.]]>
8.根據權利要求1所述的頻偏補償方法，在由頻率校正模塊所執行的指峰器內頻偏獨立補償步驟中，頻率校正模塊將使用本指峰器測量估算出的頻偏估計值的復共軛頻率e-j2πΔft與基帶復數信號I+jQ進行復數乘法運算，由此對基帶復數信號施加一個反向的相位旋轉來消除或減弱頻移引起的復數信號矢量的相位偏移。
全文摘要
本發明涉及一種用于分離多徑(Rake)接收機的頻偏補償方法，該方法在每一路多徑信號中對多普勒頻移進行獨立的頻率補償，再根據各條路徑的頻偏生成基帶反饋控制信號，對射頻(RF)和中頻(IF)進行統一頻率補償，采用本發明的上述頻偏補償方法，可以使每路指峰器快速、準確的估計出各自所跟蹤路徑的頻偏，從而加快了自動頻率控制(AFC)的收斂速度，并大大提高對頻偏變化的跟蹤范圍。
文檔編號H04B1/707GK1671064SQ20051006927
公開日2005年9月21日 申請日期2005年5月16日 優先權日2005年5月16日
發明者姜韜 申請人:北京北方烽火科技有限公司