專利名稱：濾波器系數調整電路的制作方法
技術領域：
本發明涉及從采用FIR(有限脈沖響應)濾波器的光盤等記錄介質中再生數據的記錄信息再生裝置，特別涉及通過FIR濾波器來校正再生信號的群延遲失真的濾波器系數調整電路。
背景技術：
圖10中表示以DVD為例的一般的記錄信息再生裝置。
圖10中所示的記錄信息再生裝置包括記錄介質111、AGC(自動增益控制)電路112、模擬均衡濾波器113、偏移調整電路114、A/D變換器115、自適應FIR波濾器116、維特比(Viterbi)譯碼器117以及PLL(鎖相環)電路118。
下面簡單說明該裝置的各部分的功能。
在AGC電路112與偏移調整電路114中，調整再生信號的振幅·偏移，以使再生信號的特性被納入到A/D變換器115的輸入范圍內。模擬均衡濾波器113進行再生信號的除噪以及為使再生信號的特性與位于后級的維特比譯碼器所具有的特性相匹配的波形均衡處理(主要是提升(Boost)處理)。
然后，將經A/D變換器115量化所得的再生數據輸入到自適應FIR濾波器116中，實施對剩余均衡誤差的校正處理。在此自適應FIR濾波器116中采用了LMS(最小均方)等自適應均衡算法進行自動調整處理，以使得抽頭系數變為最佳。
通過模擬均衡濾波器113與FIR濾波器116而實施了波形均衡處理的再生信號被輸入到維特比譯碼器117，對記錄介質111上所記錄的數字數據進行檢測處理。與此數據同步的時鐘則使用A/D變換器115、自適應FIR濾波器116的輸出，由PLL電路118進行提取。
進而，在這種記錄信息再生裝置中，為謀求節省面積，例舉出將模擬功能數字化的方法。具體如圖11所示，將圖10中的模擬均衡濾波器113的除噪功能與波形均衡處理功能分割開，使模擬低通濾波器120只具有除噪功能，而由與A/D變換器115的下一級相連接的數字均衡濾波器121實現波形均衡處理功能(具體為提升處理功能)。這種模擬功能的數字化不僅能顯著減少模擬(部分的)面積，而且還極其有助于減小系統的面積。
在如圖11所示的記錄信息再生裝置中，除了在數字區域上實現作為波形均衡處理的提升處理外，還實現了校正再生信號的群延遲特性的功能，在這一點上可謀求進一步減小模擬(部分的)面積。校正該再生信號的群延遲特性的功能對用于使PLL電路118使用再生信號進行動作是必須的，其中PLL電路118用于提取與數據同步的時鐘，利用上述這一功能可使輸入到PLL電路118的再生信號的群延遲特性平坦化，其結果可以抑制PLL電路118的抖動。
作為這樣的系統中的以往的群延遲調整方法包括有基于已均衡過的再生信號的振幅電平與理想值之間的差分值來校正濾波器系數的方法(例如參照專利文獻1)。
特許文獻1特開平11-191202號公報發明內容但是，在圖11所示的已有的記錄信息再生裝置中，由于為使輸入到PLL電路118中的再生信號的群延遲特性變得平坦，采取了使用數字均衡濾波器121的輸出和與之對應的預期值之間的差分值、將數字均衡濾波器121的抽頭系數設定為非對稱值的結構，因此存在有如以下列舉出的問題點。
第一點，當想要使用數字均衡濾波器121的輸出與理想值之間的差分值而使數字均衡濾波器121的抽頭系數漸變的環結構時，需要此環和時鐘提取用PLL進行雙環動作，這將導致控制復雜化。此外，由于輸入的再生信號受到群延遲以外不理想的因素、如失真或再生抖動等的影響，因此有可能在數字均衡濾波器121的輸出與理想值之間產生由群延遲以外的影響造成的誤差，從而PLL電路118的抖動特性變得惡化。
第二點，在對數字均衡濾波器121的抽頭系數進行非對稱控制的情況下，當相對于中心抽頭在其左與右進行完全獨立的控制時，由于數字均衡濾波器121的增益特性會發生顯著變化，因此需要用另外的功能來校正這種增益特性。
本發明正是為了解決上述問題而提出的，其目的在于提供一種能使輸入到時鐘提取用PLL中的再生信號的群延遲特性最優化的濾波器系數調整電路。
本發明的技術方案1中所記述的濾波器系數調整電路，其特征在于具有FIR濾波器，對輸入信號進行對應于均衡系數的濾波器處理；PLL，使用上述FIR濾波器的輸出，提取與上述輸入信號同步的時鐘；均衡性能檢測單元，檢測上述FIR濾波器的均衡性能；以及均衡系數確定單元，根據上述均衡性能檢測單元的輸出值確定上述FIR濾波器的均衡系數。
由此，可簡化電路內的控制，而且還能不增設電路地對應于輸入信號的特性來謀求該輸入信號的群延遲的最優化，其結果可使再生性能提高。
另外，本發明的技術方案2中所記述的濾波器系數調整電路，它是使技術方案1所述的濾波器系數調整電路具有下述特征在上述PLL成為鎖定狀態之前，上述均衡系數確定單元輸出被預先設定為上述FIR濾波器的均衡系數的初始值。
由此，由于在PLL鎖定后抖動值成為常值，因而可以順暢地搜索均衡系數的最優值。
另外，本發明的技術方案3中所記述的濾波器系數調整電路，它是使技術方案1所述的濾波器系數調整電路具有下述特征上述均衡系數確定單元在上述FIR濾波器的抽頭數目為奇數時，使上述FIR濾波器的中心抽頭左側的上述均衡系數的初始值進行n倍(n為大于等于0且小于等于2的實數)的加權、使其右側的上述均衡系數的初始值進行(2-n)倍的加權后進行輸出。
由此，可使FIR濾波器的增益特性基本無變化地更新均衡系數，其結果可不必如過去那樣設置增益調整電路。
另外，本發明的技術方案4中所記述的濾波器系數調整電路，它是使技術方案1所述的濾波器系數調整電路具有下述特征上述均衡系數確定單元在上述FIR濾波器的抽頭數目為偶數時，使上述FIR濾波器延遲線的中央左側的上述均衡系數的初始值進行n倍(n為大于等于0且小于等于2的實數)的加權、使右側的上述均衡系數的初始值進行(2-n)倍的加權后進行輸出。
由此，可使FIR濾波器的增益特性基本無變化地更新均衡系數，其結果可不必如過去那樣設置增益調整電路。
另外，本發明的技術方案5中所記述的濾波器系數調整電路，它是使技術方案3所述的濾波器系數調整電路具有下述特征上述權重n的值是按由距上述FIR濾波器的中心抽頭的距離相等的兩個抽頭組成的各個對獨立設定的。
由此，可精細地調整群延遲。
另外，本發明的技術方案6中所記述的濾波器系數調整電路，它是使技術方案4所述的濾波器系數調整電路具有下述特征上述權重n的值是按由距上述FIR濾波器的延遲線的中央的距離相等的兩個抽頭組成的各個對獨立設定的。
由此，可精細地調整群延遲。
另外，本發明的技術方案7中所記述的濾波器系數調整電路，它是使技術方案3至6中任一項所述的濾波器系數調整電路具有下述特征上述均衡系數確定單元檢測上述均衡性能檢測單元的輸出值中的最優值，并確定該均衡性能檢測單元的輸出值為最優的上述權重n的值。
由此，可簡便地確定均衡系數。
另外，本發明的技術方案8中所記述的濾波器系數調整電路，它是使技術方案7所述的濾波器系數調整電路具有下述特征上述均衡系數確定單元按可變的時間間隔取入上述均衡性能檢測單元的輸出，并根據該取入的值確定上述權重n的值。
由此，可更準確地調整均衡系數。
另外，本發明的技術方案9中所記述的濾波器系數調整電路，它是使技術方案7所述的濾波器系數調整電路具有下述特征上述均衡系數確定單元分別獨立地設定上述權重n值的上限值、下限值以及更新間隔，并在所設定的范圍內確定上述權重n的值。
由此，可精細地設定非對稱率。
另外，本發明的技術方案10中所記述的濾波器系數調整電路，它是使技術方案7所述的濾波器系數調整電路具有下述特征上述均衡系數確定單元根據與上述輸入信號的特性相對應的動作設定用控制信號，設定用以檢測使上述均衡性能檢測單元的輸出值成為最優的上述權重n的值的動作。
由此，例如可以利用從輸入信號中檢測出缺陷的信號或者依賴于輸入信號的數據格式的門信號(gate signal)來設定動作。
根據本發明的濾波器系數調整電路，與以往的群延遲校正電路相比，可以簡化控制方法，并且還可不必增設電路地對應于再生信號的特性來謀求再生信號的群延遲的最優化和再生性能的提高。
圖1(a)是表示本發明的濾波器系數調整電路的結構的圖。
圖1(b)是表示抖動檢測器的時序圖。
圖2是表示FIR濾波器的結構的圖。
圖3是表示本發明的系數調整電路的結構的圖。
圖4是表示使權重n的值變化時的FIR濾波器的增益特性的圖。
圖5是表示使權重n的值變化時的FIR濾波器的群延遲特性的圖。
圖6(a)是表示本發明的非對稱率確定電路的結構的圖。
圖6(b)是用于表示本發明的非對稱率確定電路的動作的圖。
圖7是表示本發明的非對稱率更新部的結構的圖。
圖8是表示本發明的非對稱率確定電路的非對稱率輸出部的結構的圖。
圖9是表示本發明的乘法部的結構的圖。
圖10是表示已有的記錄信息再生裝置的結構例1的圖。
圖11是表示已有的記錄信息再生裝置的結構例2的圖。
具體實施例方式
(實施方式1)下面使用圖1來說明依據本發明實施方式1的濾波器系數調整電路。圖1(a)表示了依據本實施方式1的濾波器系數調整電路的結構。
圖1(a)所示的濾波器系數調整電路具有對輸入的再生信號1s進行對應于均衡系數的濾波器處理的FIR濾波器1；根據上述FIR濾波器1的輸出1a提取出與上述再生信號同步的時鐘3c的PLL 3；檢測上述PLL 3的鎖定狀態的鎖定檢測器4；檢測上述FIR濾波器1的均衡性能的均衡性能檢測單元(抖動檢測器)5；對應于上述抖動檢測器5的輸出值5a確定上述FIR濾波器1的均衡系數序列2a的均衡系數確定單元(系數調整電路)2。
圖2是表示圖1(a)的濾波器系數調整電路中的FIR濾波器1的詳細結構的圖。此外，為便于說明本實施方式，設FIR濾波器1的抽頭數目為9。
上述FIR濾波器1具有使再生信號1s各延遲1個時鐘的延遲元件21～29；計算出該延遲元件21～29的各輸出與從上述系數調整電路2輸出的各均衡系數101a～109a(均衡系數序列2a)之積的乘法器31～39；計算出該乘法器31～39的輸出的總和的加法器40。
圖3是表示圖1(a)的濾波器系數調整電路中的濾波器系數調整電路2的詳細結構的圖。
上述系數調整電路2具有保持上述FIR濾波器1的均衡系數序列2a的初始值11a～19a的延遲元件11～19；確定上述FIR濾波器1的均衡系數序列2a的非對稱率的非對稱率確定電路201；通過將該非對稱率確定電路201所確定的非對稱率與保持在上述延遲元件11～19中的均衡系數初始值11a～19a相乘，生成新的均衡系數101a～109a的乘法部202。并且，上述延遲元件11～19保持的均衡系數初始值11a～19a被設定為相對于FIR濾波器1的中心抽頭左右對稱。
下面關于動作進行說明。
被輸入的再生信號1s通過FIR濾波器1被均衡，然后被均衡的信號1a被輸出到數據檢測部(未圖示)與PLL3中。在PLL 3中從上述FIR濾波器1的輸出1a中提取出上述再生信號1s的同步時鐘3c。此時，鎖定檢測器4監視PLL 3是否處于鎖定狀態，當檢測出是處于鎖定狀態時，將鎖定檢測信號4a輸出給系數調整電路2與抖動檢測器5。
在抖動檢測器5中，將一定個數的、由PLL 3在時鐘提取時所檢測的相位誤差3b進行累計平均，計算出再生信號1s與提取的時鐘3c之間的抖動值5a。此運算過程表示在圖1(b)中。在圖中，將相位誤差3b的累計數目設為32。由于一般的相位誤差是根據再生信號的過零點算出的，因此每當檢測出32個過零點時便更新抖動值。另外，還生成表示該抖動值更新定時的抖動值更新定時信號5b。
在系數調整電路2中，基于上述抖動更新定時信號5b取入從上述抖動檢測器5輸出的抖動值5a，并調整上述FIR濾波器1的均衡系數序列2a以使該值變為最小。
在此，詳細說明基于系數調整電路2的均衡系數調整方法。
首先，由非對稱率確定電路201在上述抖動值更新定時5b取入從上述抖動檢測器5輸出的抖動值5a，然后確定使抖動值5a成為最小的FIR濾波器1的均衡系數序列2a的非對稱率。該非對稱率是相對于上述FIR濾波器1的中心抽頭，以右半面的乘數201a與左半面的乘數201b之比為n(2-n)來表示的(n為大于等于0且小于等于2的實數)。
在乘法部202中，根據上述所確定的非對稱率，將延遲元件11～19中的左半面的延遲元件11～14中所保持的均衡系數初始值11a～14a進行n倍處理，將右半面延遲元件16～19中所保持的均衡系數初始值16a～19a進行(2-n)倍處理。圖4中表示使權重n的值(非對稱值)變化時的FIR濾波器1的增益特性。另外，在圖5中表示了此時FIR濾波器1的群延遲特性。從這些圖中可知，通過使權重n的值變化可使增益特性基本無變化地調整廣域部分中的群延遲特性。
另外，直到鎖定檢測器4檢測出PLL 3的鎖定狀態為止、也即在PLL3成為鎖定狀態之前，非對稱率確定電路201設定權重n＝1，以輸出作為FIR濾波器1的均衡系數序列2a的、預先設定的初始值，也即輸出延遲元件11～19中所保持著的均衡系數初始值11a～19a的方式進行控制。由此可以維持PLL 3的鎖定動作的穩定性。
在這樣的實施方式1中，由于具有對輸入的再生信號進行對應于均衡系數的濾波器處理的FIR濾波器1；使用上述FIR濾波器1的輸出提取出與上述再生信號同步的時鐘的PLL 3；檢測上述FIR濾波器1的均衡性能的抖動檢測器5；根據上述抖動檢測器5的輸出值更新上述FIR濾波器1的均衡系數的系數調整電路2，因此電路內的控制簡單，且能不增設電路地根據再生信號的特性來謀求該再生信號的群延遲的最優化，其結果可以使再生性能提高。
另外，當上述FIR濾波器1的抽頭數目為奇數時，由于系數調整電路2相對于該FIR濾波器1的中心抽頭將對應于左側的均衡系數的初始值進行n倍加權(n為大于等于0且小于等于2的實數)后輸出，而將對應于右側的均衡系數的初始值進行(2-n)倍加權后進行輸出，因此可使上述FIR濾波器1的增益特性基本不變地只對群延遲量進行控制。
(實施方式2)以下，使用圖1～3、圖6～7說明本發明實施方式2的濾波器系數調整電路。另外，由于圖1～3已在上述實施方式1中進行了說明，故在此略去其描述。
圖6(a)是表示圖3的系數調整電路2中的非對稱率確定電路201的詳細結構的圖。
圖6(a)中所示的非對稱率確定電路201具有取入從上述抖動檢測器5輸出的抖動值5a的抖動值取入部301；生成上述系數調整電路2內的控制信號的控制器部302；檢測取入到上述抖動值取入部301中的抖動值301a的最小值，并保持此時的非對稱率的最小值檢測部303；根據上述控制器部302的輸出302d～302g來更新非對稱率的非對稱率更新部304；選擇輸出上述最小值檢測部303中所保持的非對稱值、由上述非對稱率更新部304所更新的非對稱值或初始值中的某一個的非對稱值輸出部305。
圖7是表示圖6(a)中非對稱率更新部304的詳細結構的圖。
上述非對稱率更新部304具有選擇器401、比較器402、加法器403、減法器404、延遲元件405、帶有使能控制的延遲元件406～408、AND電路409。
圖8是表示圖6(a)中非對稱率輸出部305的詳細結構的一個例子的圖。
上述非對稱率輸出部305是具有定時調整用寄存器601；選擇器602～604，606～608；延遲元件605、609的部件，其輸出與使能信號302a、學習結束信號302b以及復位信號302c相對應的非對稱率。亦即，在非對稱率的學習期間，選擇從非對稱率更新部304輸出的更新后的非對稱值304a、304b來進行輸出；在學習結束時，選擇從最小值檢測部303輸出的非對稱值303a、303b來進行輸出；而在輸入了復位信號302c時，選擇初始值(權重n＝1)來進行輸出。
下面，說明基于非對稱率確定電路201的非對稱率確定方法。
在控制器部302中根據從抖動檢測器5輸出的抖動值更新定時信號5b來生成使能信號302a。
在此，將抖動值取入部301的時序圖表示在圖6(b)中。抖動值5a如在上述實施方式1中所述那樣，是通過累計預定個數的相位誤差3b并進行平均所生成的值，但在更新FIR濾波器1的均衡系數序列2a時，由于FIR濾波器1的群延遲特性發生變動，因此PLL 3將跟隨此特性的變化。因此，雖然PLL 3保持著鎖定狀態，但為了使PLL3成為穩態而進行引入動作。因而，可以認為PLL 3在到達穩態前抖動值5a會產生波動。
于是控制器部302在更新了FIR濾波器1的均衡系數序列2a時，為了不取入該均衡系數序列2a的更新之后的抖動值(j1，j3，j5，j7)，而生成使能信號302a并輸出給抖動值取入部301。然后，抖動值取入部301根據上述使能信號302a，執行抖動值(j2，j4，j6，j8)的取入。
在這樣更新了均衡系數序列2a的情況下，在抖動值變為了穩定之后，由于生成用于使抖動值5a被抖動值取入部301取入的使能信號302a，因而可通過使取入抖動值的定時延遲來防止在緊接在更新了FIR濾波器1的均衡系數序列2a之后的引入期間生成的、因PLL3的引入動作而引起的抖動值的波動。此外，這里是把引入間隔設為1個來進行說明的，但即便是兩個或者兩個以上的間隔也能取得同樣的效果。即，在更新了均衡系數序列2a后經過一定時間之后取入抖動值能夠得到更準確的抖動值。
另外，在控制器部302中，通過輸入作為外部輸入的學習設定用控制信號21s，將非對稱值的上限302d、下限302e、更新步幅302f輸出給非對稱率更新部304。另外，通過輸入動作設定用控制信號22s，將初始化信號302g輸出給非對稱率更新部304，把復位信號302c輸出給最小值檢測部303以及非對稱率輸出部305。進而，在從非對稱率更新部304輸出搜索結束信號304c的情況下，學習結束信號302b從控制器部302被輸出到最小值檢測部303與非對稱率輸出部305。
在非對稱率更新部304中，當從控制器部302輸出的初始化信號302g為HI時，由選擇器401選擇從控制器部302輸出的非對稱值下限302e。然后，在抖動值取入的定時，根據從控制器部302輸出的使能信號302a，使帶有使能控制的延遲元件406取入從上述選擇器401輸出的非對稱值下限302e。在該帶有使能控制的延遲元件406中，以上述所取入的非對稱值下限302e為初始值，在每次進行抖動值取入時、即在使能信號302a成為HI的定時，將均衡系數各增加(更新)更新步幅(更新間隔)302f，并將該被更新的值取入到帶有使能控制的延遲元件407、408中。另外，在比較器402中比較上述帶有使能控制的延遲元件406的輸出與從上述控制器部302輸出的非對稱值上限302d，當該比較結果為帶有使能控制的延遲元件406的輸出大于或等于非對稱值上限302d時，輸出表示非對稱值搜索結束的搜索結束信號304c。
在最小值檢測部303中，在從控制器部302輸出的使能信號302a由LOW變為HI的定時，從抖動值取入部301所取入的抖動值301a中檢測出最小值，并保持該值與當時的非對稱率的值。另外，在從控制器部302輸出復位信號302c的情況下，復位所保持的最小值與當時的非對稱率。
在非對稱值輸出部305中，在從控制器部302輸出的復位信號302c為HI的情況下，設n＝1并輸出非對稱率，在從控制器部302輸出的學習結束信號302b為HI的情況下，輸出使從最小值檢測部303輸出的抖動值303a、303b成為最小的非對稱率，在除此以外的情況下，則輸出從非對稱率更新部304輸出的非對稱率更新值304a、304b。
在這樣的實施方式2中，由于非對稱率確定電路201具有取入從抖動檢測器5輸出的抖動值的抖動值取入部301；生成系數調整電路2內的控制信號的控制器部302；檢測被上述抖動值取入部301所取入的抖動值的最小值，并保持此時非對稱率的值的最小值檢測部303；根據上述控制器部302的輸出來更新非對稱率的非對稱率更新部304；選擇輸出上述最小值檢測部303中所保持著的非對稱值、由上述非對稱率更新部304更新的非對稱值或初始值中的某一個的非對稱值輸出部305，因此可從由預先設定的非對稱率設定范圍確定抖動值成為最小的非對稱率，從而可謀求再生性能的提高。
另外，在本實施方式2中，雖然系數調整電路2在從控制器部302向最小值檢測部303、非對稱率更新部304以及非對稱率輸出部305輸出的復位信號從HI切換為LOW的定時進行均衡系數的學習動作，但如果對應于再生信號特性地使用輸入到控制器部302的動作設定用控制信號來生成該復位信號，則能更有效地進行群延遲調整。
例如，從記錄型DVD等以扇區為單位來進行劃分、并從在記錄介質上記錄有數據的媒體中再生數據的情況下，存在被記錄在媒介中的數據的再生特性在每個扇區都不同的情況。即，會產生FIR濾波器1的均衡系數的非對稱率的最優值不同的情況。所以，通過將以同步于扇區的門信號作為控制信號(動作設定用)輸入到控制器部302中，并以此為基礎生成復位信號，可針對各扇區求得群延遲的最優值。進而，在再生信號中產生缺陷等情況下，如果使用缺陷檢測信號，生成復位信號后進行再學習，則可進一步提高群延遲校正的可靠度。
(實施方式3)下面使用圖1～3與圖9說明關于本發明的實施方式3的濾波器系數調整電路。另外，由于在上述實施方式1中已說明了圖1～3，因此在此略去其描述。
圖9是表示圖3的系數調整電路2中的乘法部202的結構。
圖9所示的乘法部202具有基于從非對稱率確定電路201輸出的定時信號201c生成選擇信號503a、使能信號503b的選擇信號生成部503；基于上述選擇信號503a選擇均衡系數初始值11a～14a中的某一個的多路轉換器501；基于上述選擇信號503a選擇均衡系數初始值15a～19a中的某一個的多路轉換器502；使上述多路轉換器501的輸出與非對稱值201a相乘的乘法器504；使上述多路轉換器502的輸出與非對稱值201b相乘的乘法器505；基于上述選擇信號503a將上述乘法器504的輸出連接到位于后級的延遲元件511～514中的某一個上的分路器506；基于上述選擇信號503a將上述乘法器505的輸出連接到位于后級的延遲元件516～519中的某一個上的分路器507；存儲從上述分路器506輸出的值的延遲元件511～514；存儲從上述分路器507輸出的值的延遲元件516～519；根據上述使能信號503b將所保持的均衡系數更新為上述延遲元件511～514中存儲的值的帶有使能控制的延遲元件521～524；根據上述使能信號503b將所保持的均衡系數更新為上述延遲元件516～519中存儲的值的帶有使能控制延遲元件526～529，其中根據從非對稱率確定電路201輸出的定時信號201c，檢測非對稱率的更新定時，并通過定時共享地使用該輸入數據來生成新的均衡系數序列2a。即，將對均衡系數初始值11a～14a進行n倍加權所得的值作為均衡系數101a～104a、將均衡系數初始值15a作為均衡系數105a、將對均衡系數初始值16a～19a進行(2-n)倍加權所得的值作為均衡系數106a～109a，輸出給FIR濾波器1。
然后，說明乘法部202的動作。
在為了以FIR濾波器1的中心抽頭25為中心、左右對稱地設定非對稱率的情況下，在選擇信號生成部503中使用選擇信號503a來進行多路轉換器501、502與分路器506、507的輸出控制，并在延遲元件511～514中存儲將均衡系數初始值11a～14a進行n倍加權所得到的值，在延遲元件516～519中存儲將均衡系數初始值16a～19a進行(2-n)倍加權所得到的值。
然后，當結束向延遲元件511～514與延遲元件516～519的存儲后，從選擇信號生成部503輸出使能信號503b，在帶有使能控制的延遲元件521～524與526～529中，通過上述使能信號503b的輸入，一并對所保持的均衡系數進行更新，然后將更新后的均衡系數作為新的均衡系數101a～104a、106a～109a輸出。另外，與FIR濾波器1的延遲元件25相對應的均衡系數仍為初始值。
通過這樣反復進行均衡系數的更新并檢測出使抖動值成為最小的非對稱率，可進行群延遲校正。
另外，也可以使相對于FIR濾波器1的延遲元件25位于等距離位置處的延遲元件為一對，對各個對獨立地設定非對稱率。例如，首先檢測與FIR濾波器1的延遲元件21和延遲元件29這一對相對應的非對稱率的最優值，然后檢測與延遲元件22和延遲元件28這一對相對應的非對稱率的最優值，對以后的所有對反復進行相同的動作。由此便可進行更高精度的群延遲調整。
在此實施方式3中，乘法部202具有多路轉換器501、502；基于從非對稱率確定電路201輸出的定時信號201c生成選擇信號503a、使能信號503b的選擇信號生成部503；乘法器504、505；分路器506、507；延遲元件511～514、516～519以及帶有使能控制的延遲元件521～524、526～529，其中根據從非對稱率確定電路201輸出的定時信號201c來檢測非對稱率的更新定時，并通過定時共享地使用輸入數據來生成新的均衡系數序列，因此，能夠以中心抽頭為中心、左右對稱地設定FIR濾波器1的濾波器系數，其結果為能使FIR濾波器1的增益特性基本不變地來更新濾波器系數。
在上述實施方式1～3中說明了FIR濾波器的抽頭數目為9、即奇數的情況，但對于此抽頭數目為偶數的情況(這相當于考慮到上述實施方式中沒有中心抽頭的情形)，也能取得與上述各實施方式同樣的效果。另外，在FIR濾波器1的抽頭數目為偶數的情況下，系數調整電路2對位于上述FIR濾波器1的延遲線中央左側的上述均衡系數的初始值進行n倍(n為大于等于0且小于等于2的實數)加權后輸出，對位于右側的上述均衡系數的初始值進行(2-n)倍加權后輸出。
此外，上述實施方式1～3是把用于檢測FIR濾波器1的輸出與PLL 3所提取的同步時鐘之間的抖動的抖動檢測器5作為均衡性能檢測單元進行說明的，但顯然也可使用均衡誤差檢測單元等來實現相同的功能。
工業上可利用性本發明的再生信號處理裝置可以用作能夠調整FIR濾波器的均衡系數以使抖動值為最小的延遲校正電路。
權利要求
1.一種濾波器系數調整電路，其特征在于，具有FIR濾波器，對輸入信號進行對應于均衡系數的濾波器處理；PLL，使用上述FIR濾波器的輸出，提取與上述輸入信號同步的時鐘；均衡性能檢測單元，檢測上述FIR濾波器的均衡性能；以及均衡系數確定單元，根據上述均衡性能檢測單元的輸出值確定上述FIR濾波器的均衡系數。
2.如權利要求1所述的濾波器系數調整電路，其特征在于在上述PLL成為鎖定狀態之前，上述均衡系數確定單元輸出被預先設定為上述FIR濾波器的均衡系數的初始值。
3.如權利要求1所述的濾波器系數調整電路，其特征在于上述均衡系數確定單元在上述FIR濾波器的抽頭數目為奇數時，使上述FIR濾波器的中心抽頭左側的上述均衡系數的初始值進行n倍(n為大于等于0且小于等于2的實數)的加權、使其右側的上述均衡系數的初始值進行(2-n)倍的加權后進行輸出。
4.如權利要求1所述的濾波器系數調整電路，其特征在于上述均衡系數確定單元在上述FIR濾波器的抽頭數目為偶數時，使上述FIR濾波器延遲線的中央左側的上述均衡系數的初始值進行n倍(n為大于等于0且小于等于2的實數)的加權、使其右側的上述均衡系數的初始值進行(2-n)倍的加權后進行輸出。
5.如權利要求3所述的濾波器系數調整電路，其特征在于上述權重n的值是按由距上述FIR濾波器的中心抽頭的距離相等的兩個抽頭組成的各個對獨立設定的。
6.如權利要求4所述的濾波器系數調整電路，其特征在于上述權重n的值是按由距上述FIR濾波器的延遲線中央的距離相等的兩個抽頭組成的各個對獨立設定的。
7.如權利要求3至6中任一項所述的濾波器系數調整電路，其特征在于上述均衡系數確定單元檢測上述均衡性能檢測單元的輸出值中的最優值，并確定該均衡性能檢測單元的輸出值為最優的上述權重n的值。
8.如權利要求7所述的濾波器系數調整電路，其特征在于上述均衡系數確定單元按可變的時間間隔取入上述均衡性能檢測單元的輸出，并根據該取入的值確定上述權重n的值。
9.如權利要求7所述的濾波器系數調整電路，其特征在于上述均衡系數確定單元分別獨立地設定上述權重n值的上限值、下限值以及更新間隔，并在所設定的范圍內確定上述權重n的值。
10.如權利要求7所述的濾波器系數調整電路，其特征在于上述均衡系數確定單元根據與上述輸入信號的特性相對應的動作設定用控制信號，設定用以檢測使上述均衡性能檢測單元的輸出值成為最優的上述權重n的值的動作。
全文摘要
本發明的濾波器系數調整電路包括這樣的系數調整電路(2)，它通過對進行再生信號均衡的FIR濾波器(1)的中心抽頭左側的均衡系數的初始值進行n倍加權，對其右側的均衡系數的初始值進行(2－n)倍加權來調整均衡系數，是進行再生信號均衡性能檢測的均衡性能檢測單元，例如確定令用于檢測再生信號與時鐘之間的抖動的抖動檢測器(5)的輸出為最優的權重n的值。通過本發明的濾波器系數調整電路與以往的群延遲校正電路比較，可簡化控制方法，且不需增設電路，即可根據再生信號的特性來謀求再生信號的群延遲的最優化，還可謀求再生性能的提高。
文檔編號H04L25/03GK1875419SQ20048003162
公開日2006年12月6日 申請日期2004年11月9日 優先權日2003年11月11日
發明者岡本好史, 中平博幸 申請人:松下電器產業株式會社