在存在短擴展碼情況下改善通道估計的方法及裝置的制作方法

專利名稱：在存在短擴展碼情況下改善通道估計的方法及裝置的制作方法
技術領域：
本發明涉及用于傳送信息的系統及方法，且具體而言涉及一種使用短同步碼來估計一通信信道的脈沖響應的系統及方法。
背景技術：
在基于封包的通信系統中，將擴展碼用于封包探測及同步目的。使用相互關聯技術來識別及與其計時同步。在許多情形中，擴展碼序列可處于1000個碼片或更大的數量級。由于接收機必須使所有可能的延遲相互關聯，因此，該過程會導致無法接受的延遲。
為改善該問題，可使用一具有良好非周期性自相關的短擴展碼來用于封包探測及同步目的。一個實例為IEEE 802.11無線局域網(WLAN)系統，其使用一長度為11的巴克(Barker)碼作為一封包前置碼及報頭的擴展序列。長度短的擴展序列使接收機能夠容易地在通信信道中快速探測出一封包的存在并同步至該封包的計時。
倘若為一線性通道，則出于接收機設計的目的，通常需要估計通信信道的脈沖響應。在WLAN環境中，通常使用一多路徑線性通道，而且為進行有效接收，需要對這些通信信道實施均衡。與傳統的自適應算法不同，在已知通信信道脈沖響應的估計值情況下，人們即可通過矩陣計算法直接計算出均衡器系數。該算法闡述于“數字通信(Digital Communications)”一書中(John G.Proakis著，第4版，2000年8月15日)，該書以引用方式并入本文中。該算法允許在數字信號處理器(DSP)內計算均衡器系數，而不需要使用較昂貴且自適應性較差的專用硬件來執行自適應算法。
令人遺憾地是，由于所使用的擴展碼較短(例如約11個符號)，因此一使用所述擴展碼的直接相互關聯將產生一失真的估計值。人們需要一種簡單且計算效率高的技術，該技術可用來計算出基本不失真的通信信道脈沖響應估計值，甚至當所接收信號分成帶有一短擴展碼的碼片時也是如此。本發明即滿足該需求。

發明內容
為滿足上文所述要求，本發明揭示一種估計一通信信道脈沖響應h(t)的方法及裝置。所述方法包括如下步驟通過使一接收信號r(t)與一長度為N的擴展序列Si相互關聯來產生com(t)＝co(t+mNTc)(m＝0、1、Λ、M)，其中該接收信號r(t)包含一施加至一由一脈沖響應h(t)表征的通信信道的碼片序列cj，且其中所述碼片序列cj產生于一經所述擴展序列Si擴展的數據序列di；產生一估計通信信道脈沖響應 作為com(t)與dm(m＝0、1、Λ、M)的一組合；及使用一至少部分地根據所述擴展序列Si選擇的濾波器f來過濾第一估計通信信道脈沖響應 以產生估計通信信道脈沖響應h(t)。所述裝置包含一相互關聯器，其用于通過使一接收信號r(t)與一長度為N的擴展序列Si相互關聯來產生com(t)＝co(t+mNTc)(m＝0、1、Λ、M)，其中所述接收信號r(t)包含一施加至一可由一脈沖響應h(t)表征的通信信道的碼片序列cj，且其中所述碼片序列cj產生于一經擴展序列Si擴展的數據序列di；一估計器，其用于產生一估計通信信道脈沖響應 作為com(t)與dm(m＝0、1、Λ、M)的一組合；及一至少部分地根據所述擴展序列Si選擇的濾波器f，所述濾波器用于過濾第一估計通信信道脈沖響應 以產生估計通信信道脈沖響應h(t)。
上述方法及裝置即使在短碼片碼情況下也能夠精確地估計出通信信道的脈沖響應h(t)。無需懷疑，在一時限通道脈沖響應情形下，本發明會產生一可在高信噪比(SNR)的極限方面較為理想的估計值。


現參照附圖，在所有附圖中相同的參考編號均代表相應的部件，附圖如下圖1為一收發機系統的圖示；圖2為一顯示可用于實施本發明的過程步驟的方塊圖；圖3為一使用一濾波器f來改善所估計通信信道脈沖響應的收發機系統的圖示；圖4為一顯示濾波器響應的圖示；圖5為一實例性處理步驟流程圖，這些步驟可用于使用施加于數據序列的一部分上的超級碼來改善通信信道脈沖響應值的重建；圖6為一使用超級碼來傳輸序列的收發機系統的圖示；圖7為一顯示一使用11個符號長的巴克(Barker)碼的相互關聯器輸出的圖示；圖8為一顯示一使用沃爾什(Walsh)碼作為一輸入超級碼的相互關聯器輸出的圖示；圖9為一顯示在使用圖2及圖3所述濾波器f進行后處理之后的一相互關聯器輸出的圖示；圖10為一顯示主波瓣峰值的更詳細視圖的圖示，其顯示在一實際通信信道脈沖響應中的通信信道脈沖響應估計值；及圖11為一顯示一可用于實施本發明的處理器的實施例的圖示。
具體實施例方式
在下文說明中，將參照附圖，這些附圖構成本說明的一部分且以舉例方式顯示本發明的數個實施例。應了解，也可使用其他實施例且可作出結構改變，此并不背離本發明的范疇。
系統模型圖1為一收發機系統100的圖示。借助信號擴展器103，由一長度為N{Sn，0≤n≤N-1}并具有一碼片周期的序列Si104擴展一包含一系列數據封包128(其中每一數據封包均包括一由接收機用于識別目的的前置碼124及一數據有效負載126)的隨機數據符號序列di102。接收機112預先知曉序列Si104。因此，擴展碼片序列cj106為cj＝ciN+n＝di·Sn，0≤n≤N-1 方程式(1)該擴展碼片序列cj106經由一具有一組合通道脈沖響應h(t)的線性傳輸通道108傳輸。所傳輸信號由一接收機112接收到。所接收波形r(t)114為r(t)=Σj=-∞∞cj·h(t-jTc)+n(t)]]>方程式(2)其中，n(t)121為一加成性噪聲分量。
該公式未對h(t)108明確施加因果性要求。如果需要明確的因果性，則可通過設定h(t)＝0(t＜0)來實現。為簡明起見，將下文所述的所有數據及碼序列均假定為實數，雖然在數據及碼序列的基帶表示法中，通道脈沖響應h(t)108及加成性噪聲分量n(t)121可為復數。如果需要，可容易地提供復數序列，但復數序列不常用于同步目的。
接收機112接收所傳輸信號并使所接收信號r(t)114與已知擴展序列Si104相互關聯，以識別接收機112打算接收的數據。在接收到所接收信號r(t)114后，即可檢查前置碼以確定數據定址及是否需要進一步處理。
這些系統還使用所接收信號來估計通信信道108的輸入響應。該信息可用于改善隨后對來自發射機110的信號進行探測及接收。在擴展序列Si104較短的情形下，必須迅速地探測出數據封包128，而且可供用于估計通信信道108響應的數據較少。
傳統的探測及同步為便于探測及同步，通常通過使所接收信號r(t)114與擴展序列相互關聯來搜尋擴展碼。此可由相互關聯器116來實現。盡管通常是在時域內進行抽樣之后再實施該相互關聯，但為標記簡明起見，我們不執行時域離散化。相互關聯器116的輸出co(t)118表示如下
co(t)=Σi=0N-1r(t+(N-1)Tc-iTc)·SN-i-1]]>方程式(3)=Σi=0N-1r(t+iTc)·Si]]>方程式(4)=Σi=0N-1Σj=-∞∞cj·h(t-(j-i)Tc)·Si+n~(t)]]>方程式(5)=Σl=-∞∞Σi=0N-1cl+i·Si·h(t-lTc)+n~(t)]]>方程式(6)=Σl=-∞∞D(l)·h(t-lTc)+n~(t)]]>方程式(7)其中，D(l)表示碼片序列與擴展序列之間的相互關聯數，我們稱其為碼片相互關聯數。
為標記簡明起見，在計算相互關聯器輸出118時引入一組(負)延遲(lTc)。相互關聯器116的輸出是通過碼片相互關聯數D(l)與所抽樣通信信道脈沖響應h(t-ITc)加一噪聲分量 的卷積而得出。經進一步研究D(l)=Σi=0N-1cl+i·Si]]>方程式(8)=Σi=0N-i-ndm·Sn+i·Si+Σi=N-nN-idm+1·Sn+i-N·Si]]>方程式(9)=dm·A(n)+dm+1·A(N-n),]]>方程式(10)l＝mN+n，0≤n＜N 方程式(11)其中，A(n)為擴展序列的雙邊非周期性自相關函數，其定義如下A(n)=A(-n)=Σi=0N-1-nSi·Si+n,0≤n<N]]>A(n)＝0，|n|≥N 方程式(12)A(n)為相互關聯器116預先知曉的碼序列的一性質。
為便于探測及同步，將擴展序列Si104設計成具有最小值A(k)(當k≠0時)。然而，對于小(例如約為10左右)數值的N(短擴展碼)而言，與同相自相關相比，即使最小的旁瓣值也不可忽略。
當存在巴克序列時，巴克序列會產生最佳的非周期性自相關函數。對于一11個碼片的巴克序列Si＝1，-1，1，1，-1，1，1，1，-1，-1，-1，自相關函數變為A(i)＝11，0，-1，0，-1，0，-1，0，-1，0，-1(0≤i＜11)。應注意，即使對于巴克碼，由于擴展序列Si104長度有限，自相關函數A(i)仍包含明顯的旁瓣。
相互關聯器116的輸出118可改寫為
co(t)=Σj=-∞∞Σi=0N-1D(jN+i)·h(t-(jN+i)Tc)+n~(t)]]>方程式(13)=Σj=-∞∞Σi=0N-1(dj·A(i)+dj+1·A(N-i))·h(t-(jN+i)Tc)+n~(t)]]>方程式(14)=Σj=-∞∞Σi=0N-1dj·(A(i)·h(t-(jN+i)Tc)+A(N-i)·h(t-((j-1)N+i)Tc))+n~(t)]]>方程式(15)=Σj=-∞∞Σi=-N+1N-1dj·A(i)·h(t-jNTc-iTc)+n~(t)]]>方程式(16)=Σj=-∞∞dj·h^(t-jNTc)+n~(t)]]>方程式(17)其中，下述方程式定義為擴展序列非周期性自相關函數A(i)與所抽樣通道脈沖響應h(t-iTe)的卷積，方程式如下h^(t)=Σi=-N+1N-1A(i)·h(t-iTc)]]>方程式(18)這是在碼相互關聯器116的輸出處組合通信信道108的脈沖響應 的估計值。
上述方程式可使用一卷積標記法來更簡明地表示。將兩個無限序列Ai與Bi的卷積定義為C=A⊗B⇔C(i)=ΣjA(j)·B(i-j),∀i]]>方程式(19)通過定義一算子 來使用笛拉克δ(Dirac delta)函數，從而將任一序列O轉換為一時域函數BιT(t)≡ΣiB(i)·δ(t-iT)]]>方程式(20)也可使用對兩個函數的正規卷積來定義一函數與一序列的卷積C(t)=A(t)⊗BιT⇔C(t)=ΣjA(t-jT)B(j)]]>方程式(21)借助上述標記法及進一步通過采用如下定義u(iN)＝di(數據)方程式(22A)u(iN+n)＝0，0＜n＜N方程式(22B)S(n)=Sn,0≤n<N0,otherwise]]>(一受時限切碼片序列)方程式(22C)可將上述方程式(1)、(2)、(3)、(6)、(12)、(18)、(16)、(17)改寫為c＝uS 方程式(1′)
r=h⊗cτTc+no]]>方程式(2′)co=r⊗Sι-Tc]]>方程式(3′)=h⊗cτTc⊗Sι-Tc+n~,whereS-(n)=S(-n)]]>方程式(6′)A＝SS_ 方程式(12′)h^=h⊗AιTc]]>方程式(18′)co=h^⊗uτTc+n~]]>方程式(16′)=h^⊗dιNTc+n~]]>方程式(17′)確定一通信信道脈沖響應估計值為簡化標記法，在以下闡述中，假定數據符號為二進制。然而，各結果通常也可應用于非二進制數據。
由于相互關聯器116能利用在傳輸前用于產生擴展碼片序列cj106的同一碼序列Si104，因此相互關聯器116可使所接收信號r(t)114與碼序列Si104相互關聯。然而，短碼序列Si104會出現混淆(aliasing)現象，這是因為時間延遲可導致相互關聯器116將相鄰碼序列的不同部分相互關聯。如下文所述，通常通過在多個(例如M個)碼周期內積分或求和來減小這些混淆效應。
如方程式(13)至(17)所述，根據相互關聯器116的輸出118，可在一個碼周期Tc內得出一通道脈沖響應估計值h^1(t)=d0·co(t)]]>=h^(t)+Σj≠0d0·dj·h^(t-jNTc)+d0·n~(t)]]>方程式(23)其中，do為在t＝0時的數據值。
這是 的一粗略近似值，其因 的混淆復本與所期望復本間隔NTc的倍數而變得不準確。這些混淆復本及加成性噪聲項可通過在M個碼周期內進一步求和來減少h^M(t)=1MΣm=0M-1dm·co(t+mNTc)]]>方程式(24)=h^(t)+1MΣm=0M-1Σj≠mdm·dj·h^(t+(m-j)NTc)+n~M′(t)]]>方程式(25)=h^(t)+1MΣl≠0Σm=0M-1dm·dl+m·h^(t-lNTc)+n~M′(t)]]>方程式(26)上述表明，通過估計器120的輸出122，并通過與數據序列相互關聯而去除數據調制，可獲得一通道脈沖響應估計值 加若干由數據序列自相關函數所界定的項一當對若干無限項求和時，這些項將變為零。
如果將DM(l)定義如下DM(l)=1MΣm=0M-1dm·dl+m]]>方程式(27)
則h^M=h^⊗DιMNTc+n~M′]]>方程式(28)其中 為一通信信道脈沖響應h(t)的估計值。當數據序列di102為隨機的白色序列并與加成性噪聲n(t)121無關，且在M→∞的極限情況下D∞(l)=δl0,n~∞′=0]]>h^∞=h^]]>方程式(29)因此，在無限求和的極限情況下(當M趨向無窮時)，獲得一估計值，該估計值等于采用擴展序列Si104的非周期性自相關函數卷積得出的真實通道脈沖響應h(t)。
如上文所證明，無法使用簡單積分來獲得真實通道脈沖響應h(t)。所獲得的最佳結果也因擴展序列Si104的自相關函數而模糊不清。倘若擴展序列Si104為長序列，則自相關函數趨近一三角函數且旁瓣消失。然而，當擴展序列Si104為短序列時，自相關函數的旁瓣不可忽略且將會導致通信信道脈沖響應h(t)的估計值明顯失真。
短擴展序列的經改良通道估計值如下文所證明，本發明通過如下方式來改善通信信道脈沖響應估計值使用一至少部分地根據擴展序列Si選擇的濾波器f對第一估計通信信道脈沖響應 進行濾波，從而產生一估計通信信道脈沖響應h(t)。具體而言，當通信信道108的時間跨度有時限，可使用迫零反卷積來改良估計值。
圖2為一方塊圖，其顯示可用于實施本發明的過程步驟。
圖3為一收發機系統300的圖示，該收發機系統300使用上述濾波器f對第一估計通信信道脈沖響應 進行濾波，以產生一適用于短擴展序列Si104的經改良估計值。
參照圖2及圖3，塊202至208描述用于產生com(t)118的步驟。如塊202所示，從一數據符號序列di102及一長度為N的擴展序列Si104產生一擴展碼片序列cj106。如塊204所示，通過一通信信道108傳輸擴展碼片序列cj106，爾后如在塊206中所示接收擴展碼片序列cj106。所述通信信道包括發射機110及接收機112。如塊208所示，然后，由相互關聯器116使所接收信號r(t)114與擴展序列Si104相互關聯，以產生com(t)。
在塊210中，估計器120產生一估計通信信道脈沖響應 作為com(t)與dm(m＝0、1、K、M)的一組合。此可(例如)使用上述方程式(24)所表示的關系來實現。
最后，在塊212中，使用一至少部分地根據擴展序列Si104選擇的濾波器f對第一估計通信信道響應 進行濾波。在一實施例中，該濾波器是一有限脈沖響應(FIR)濾波器f302，其可依據如下限制條件來設計Af≡Af 方程式(30)Af(0)＝1，Af(n)＝0，0＜|n|≤L 方程式(29)其中Af為擴展序列Si104的自相關函數與濾波器的卷積，且Af為濾波后的擴展序列Si104的自相關函數。
圖4為一顯示在方程式(29)及(30)中所述濾波器f302的響應的圖示。
當使用該濾波器對通信信道脈沖響應估計值進行濾波時，會獲得hf=h^⊗fιTc]]>=h⊗AτTc⊗fτTc]]>=h⊗AτfTc]]>方程式(31)使用此種技術，可消除L與-L之間的旁瓣效應(擴展序列Si104的自相關函數的混淆形式)。這些旁瓣未完全消除(因為濾波器使大于L且小于-L的分量通過)，但人們主要關注原點(n＝0)附近的結果，而在此區域中的旁瓣效應明顯減小。
若通信信道的時間跨度(脈沖響應的持續時間)小于LTc，亦即t1＜t2，t2-t1＜LTc，t＜t1t＞t2h(t)≈0 方程式(32)(換言之，存在一大于t1的時間t2，其界定一短于LTc的時間間隔t2-t1，且對于所有位于間隔t2-t1之外的時間，h(t)均接近零)。
因此，經濾波的估計值hf(或者，在先前的標記法中為hf(t))是由h(h(t))的一準確復本加上h(h(t))在非重迭位置處的某些混淆形式構成。因此，在此種情形中，h可自hf中解出。
可依據如下簡單的迫零準則來設計此一長度為2L+1的濾波器Σi=-LLA(n-i)·f(i)=Af(n),-L≤n≤L]]>方程式(33)其中，f(i)為濾波器f302的脈沖響應，以使Af(n)為A(n)與f(i)的一卷積，當n＝0時Af(n)＝1，而當0＜|n|≤L時Af(n)＝0，且A(n)=A(-n)=Σi=0N-1-nSi·Si+n,0≤n≤N,]]>且其中N為碼片序列Si104的長度。可對L加以選擇，以使乘積LTc(碼片周期Tc已知)近似等于通道108的時間跨度(例如脈沖響應的近似持續時間)。
應注意，值A(n-i)已明確定義，其是預先已知的擴展序列Si104的一性質。
通常，線性方程式的矩陣結構為托波立茲(Toeplitz)矩陣。根據擴展序列Si的設計要求，所述矩陣應經過良好的調節。在給定擴展序列及所期望窗口寬度L情況下，可離線計算濾波系數。
盡管上文針對非遞歸濾波器進行闡述，但也可使用諸如遞歸濾波器等其他濾波器。例如，遞歸濾波器可理想地濾除旁瓣，但結果可能不是經良好調節的矩陣，因此更難于確定求解方法。實際上，可定義任一長度為2L+1的濾波器。
經超級編碼的傳輸序列上文已顯示設若已知 并使用濾波，則可恢復一時限通道的真實通道脈沖響應。然而，在上述討論中， 是通過在多個擴展序列周期內進行積分而獲得。需要進行積分的周期數量可能很大，尤其在2L≥N時更是如此，這是因為我們是依賴數據的自相關來抑制 的混淆復本。
在本發明的一個實施例中，使用諸如沃爾什(Walsh)類超級碼(supercode)等超級碼來大大減少所需的積分量。此種技術尤其適用于具有一足夠信噪比(SNR)的系統。
考慮一對長度為2的沃爾什(Walsh)碼w0＝{+1，+1}及w1＝{+1，-1}。可使用這些碼形成一數據序列…+，+，+，-，-，-…除位于中心處的單個w1外，此序列中任一符號長度為2的區段均可描述為w0或-w0。如果現在該序列與w1相互關聯，則所產生的相互關聯數將由位于中心處的單個峰值及位于其他位置處(靠近邊界的位置除外)的零來表征。可采用這兩個碼的負值(例如w0＝{-1，-1}及w1＝{-1，+1})及/或可交換二者的角色(例如w1＝{+1，+1}及w0＝{+1，-1})，此具有相同的結果。由此獲得的三種額外型式及其相互關聯器型式如下…-，-，-，-，+，+，+，+…-，+…-，+，-，+，+，-，+，-…+，+…+，-，+，-，-，+，-，+…-，-由于當抽樣點處的加成性噪聲不相關聯時下述結果對于上述所有型式均等效，因此我們將該論述限定于第一數據序列(亦即…+，+，+，-，-，-…)。在此種情形中，di＝+1，l1＜i≤0方程式(34)di＝-1，l2≥i＞0方程式(35)h^2(t)=12(d0·co(t)+d1·co(t+NTc))]]>方程式(36)=h^(t)+Σl≠0(dl-dl+1)·h^(t-lNTc)+n~2′(t)]]>方程式(37)=h^(t)+Σl≤l1∪l≥l2(dl-dl+1)·h^(t-lNTc)+n~2′(t)]]>方程式(38)若可滿足條件-l1N＞(2N+L)I l2N＞(2N+L)，則可在無混淆干擾的情況下重建 且還可通過反卷積(上述濾波技術)重建h。
根據上文所述，可以確定在通道響應為時限響應時，一施加于數據序列之一部分上的小超級碼可提供一通信信道脈沖響應的無混淆估計值。該估計值的失真源僅來自加成性噪聲，而加成性噪聲可通過將擴展增益乘以因數2(來構成超級碼)來加以抑制。當噪聲較低時，此一方法比長積分更可取。
對于中等大小的L值，可容易地將這些碼序列嵌入封包數據的一更長的前置碼中，且可能具有多個復本，而此不會對傳輸的頻譜性質造成不利影響。此外，當信噪比(SNR)較低時，仍可對此一前置碼執行在本節前半部分中所述的傳統積分，以獲得一防止加成性噪聲的更高處理增益。
圖5為一實例性處理步驟的流程圖，這些步驟可用于借助施加于數據序列之一部分上的超級碼來改善對通信信道脈沖響應值的重建。
圖6為一收發機系統600的圖示，該收發機系統600利用經超級編碼的傳輸序列來產生一適用于短擴展序列Si104的改良的通信信道脈沖響應估計值。
在塊502中，產生一數據序列di102。該數據序列di102包括一個或多個數據封包128，每一數據封包均具有一包含一受約束部分Cdi602的前置碼124。例如，前置碼124可為偽隨機碼形式。
受約束部分Cdi602與至少兩個碼w0及w1相關聯。對這些碼w0及w1加以選擇，以使受約束部分Cdi602與碼w0及w1中至少一個的相互關聯數Acode(k)可由在k＝0時的最大值表征，且當k≠0時其值小于該最大值。
理想情況為，受約束部分Cdi602的相互關聯數Acode(k)為一脈沖，其中當k＝0時Acode(k)等于1，而當k為任一其他值時Acode(k)均相等。然而，由于通常不能實現此種相互關聯特性，因此可對碼w0及w1加以選擇以逼近此理想情況。例如，可對碼w0及w1加以選擇，以使受約束部分Cdi602與碼w0及w1中至少一者的相互關聯數Acode(k)為當k＝0時Acode(k)＝1，而基本上對于所有k≠0，Acode(k)≈0。或者，可對碼w0及w1加以選擇，以使受約束部分Cdi602與碼w0及w1中至少一者的相互關聯數Acode(k)為當0＜|k|≤J時，Acode(k)＝0，其中對J加以選擇以對于基本上所有k≠0均使受約束部分Cdi與碼w0及w1之一的相互關聯數Acode(k)最小化。
在一實施例中，受約束部分Cdi602包含上述第一序列中的長度為2的沃爾什(Walsh)碼對。可設想出其中這些碼具有另一長度(除長度2以外)或為除沃爾什(Walsh)碼外的其他碼的其他實施例。
在塊504中，產生一碼片序列cj106。該碼片序列cj106是通過對數據序列di102應用一長度為N且具有一碼片周期Tc的擴展序列Si104而產生。
此碼片序列cj106通過一具有一組合通道脈沖響應h(t)的線性傳輸通道108傳輸。所傳輸信號由一接收機112接收。
在塊506中，接收機112接收所傳輸信號并使所接收信號r(t)114與已知擴展序列Si104相互關聯，以識別出打算由接收機112接收的數據。這可通過使用類似于上文所述的技術產生com(t)＝co(t+mNTc)(m＝0、1、Λ、M)而實現。
在塊508中，產生一估計通信信道脈沖響應 作為相互關聯數com(t)與數據序列dm(m＝0、1、Λ、M)的一組合。
在一實施例中，碼w0及w1為兩個符號長的沃爾什(Walsh)碼，且按照1MΣm=0m-1dm·co(t+mNTc)]]>來計算 其中M＝2。在此種情況中， 等于h^2(t)=12(d0·co(t)+d1·co(t+NTc)).]]>因此，當已使用一符號(例如沃爾什(Walsh)超級碼)對數據實施約束時，可對所接收數據與擴展序列的相互關聯數取兩個連續值并將每一結果乘以數據序列來獲得通信信道脈沖響應的一改善的估計值。在對序列…+，+，+，-，-，-…應用沃爾什(Walsh)碼w0＝{-1，-1}及w1＝{-1，+1}并在接收機處應w1的實例中，結果是co(t)的其中一個值乘以1，而另一個值乘以-1。因此，所述輸出將基本上不產生響應，直至這兩個沃爾什(Walsh)碼之間發生變遷-此時將產生通信信道脈沖響應的一清潔的無混淆復本。
上文已闡述了一用于改善混淆抑制的長度為2的超級碼。當SNR較低且需要更長的積分周期時，將所述碼推廣至更長的長度看起來更具吸引力。但事與愿違，此不可能實現。下文通過給出這些碼的定義并顯示在二進制數據序列而言不存在這種長度大于2的碼來說明該結果。
如果一無限序列A滿足下列方程式，則該無限序列A與一長度為L的有限序列B構成一脈沖式相互關聯對A(i)＝B(i)，0≤i＜LΣi=0L-1A(i+n)·B(i)=0,∀n≠0]]>通過自相矛盾法，可證明，對于二進制序列，當L＞2時這種對并不存在。假定存在這些序列，則顯然L必須為偶數。考慮兩種此種情況(L＝4k及L＝4k+2)。
在第一種情況中，L＝4k，考慮第一約束條件Σi=0L-1A(i-1)·B(i)=0,]]>方程式(39a)A(-1)·B(0)+Σi=0L-1B(i-1)·B(i)=0]]>方程式(39b)由于在所述方程式中有4k個被加數是自{+1，-1}中取值，因而其中的一半或2k個項必定為正，而另一半則必定為負。因此所有被加數的積必定為1。
A(-1)·B(0)·Πi=1L-1(B(i-1)·B(i))=1]]>A(-1)·B(L-1)＝1A(-1)＝B(L-1)方程式(40)可使用類似的自變數來證明A(i)＝B(L+i)，-L＜i＜0 方程式(41)但此意味著Σi=0L-1A(i-L)·B(i)=A(-L)·B(0)+Σi=1L-1A(i-L)·B(i)]]>=A(-L)·B(0)+Σi=1L-1B(i)·B(i)]]>=A(-L)·B(0)+L-1]]>>0]]>方程式(42)此與交互關聯數在除原點外的所有位置處均為零的假設相矛盾。因此，通過自相矛盾法，我們已證明了對于二進制序列，當L＞2時這種對并不存在。
也可對L＝4k+2的第二種情況應用一類似的自變數，只是在各方程式中所有被加數的積必定為-1，，因為現在必定存在2k+1個負數項。由此導出
A(i)＝(-1)iB(L+i)，-L＜i＜0方程式(43)當k＞0時，Σi=0L-1A(i-2)·B(i)=A(-2)·B(0)+A(-1)·B(1)+Σi=2L-1A(i-2)·B(i)]]>=B(L-2)·B(0)-B(L-1)·B(1)+Σi=2L-1B(i-2)·B(i)]]>=0]]>Σi=0L-1A(i-L+2)·B(i)=Σi=0L-3A(i-L+2)·B(i)+A(0)·B(L-2)+A(1)·B(L-1)]]>=Σi=0L-3(-1)iB(i+2)·B(i)+B(0)·B(L-2)+B(1)·B(L-1)]]>=B(L-2)·B(0)+B(L-1)·B(1)+Σi=2L-1(-1)iB(i-2)·B(i)]]>=0]]>方程式(44)將這兩個方程式加在一起得到B(L-2)·B(0)+Σi=12kB(2i-2)·B(2i)=0]]>方程式(45)然而，該結果顯然是不可能的，因為在左側存在奇數個項。因此，通過自相矛盾法證明了對于二進制序列，當L＞2時不可能滿足上述約束條件。
噪聲效應上文已證明了可自通信信道脈沖響應估計值中消除因該種擴展序列設計而產生的失真。現在將注意力轉到由加成性噪聲n(t)121導致的其余失真。假定噪聲源是白色、靜止的噪聲源且由一接收機濾波器進行濾波以進行頻寬匹配，則其失真量度可定義如下Δ=E[1t2-t1∫t1t2|n~Mn(t)|2dt]]]>方程式(46)n~M=n~M′⊗fιTc]]>方程式(47)n~Mn(t)=Σl=-LLn~M′(t-lTc)·f(l)]]>=1MΣl=-LLΣm=0M-1dm·n~(t+mNTc-lTc)·f(l)]]>=1MΣl=-LLΣm=0M-1Σidm·n(t+mNTc+iTc-lTc)·S(i)·f(l)]]>=1MΣm=0M-1Σjdm·n(t+mNTc+jTc)·Rfs(j)]]>方程式(48)其中Rfs(j)=Σl=-LLf(l)·S(l+j)]]>方程式(49)方程式(46)的總體期望值可在n(t)內取得，其自相關函數可由前端接收濾波器確定并假定為已知。
Rnn(τ)=E[n0*(t)·n0(t+τ)]]]>Δ=1M2Σm′=0M-1Σm=0M-1Σj′Σjdm·Rfs(j)·Rnn((m′-m)NTc+(j′-j)Tc)·Rfs(j′)·dm′]]>=Σj′ΣjR‾fsM(j)·Rnn((j′-j)Tc)·R‾fsM(j′)]]>方程式(50)R‾fsM(j)=1MΣm=0M-1dm·Rfs(j+mN)]]>方程式(51)當噪聲n(t)為白噪聲時得到Rnn(kTc)＝0，k≠0Δ=Rnn(0)Σj|R‾fsM(j)|2]]>方程式(52)實例圖7至圖10為顯示通過應用本發明而實現的效能改善的圖示。這些圖顯示若干實例，其中使用一長度為11的巴克(Barker)碼作為擴展序列Si104。在圖7至圖10中，將量值作為一碼片計時函數進行正規化。由于未對由相互關聯、濾波及劃分窗口所引入的群組延遲實施調整，因此應以相對意義來看待時間座標。圖7至圖10中也不包括加成性噪聲的效應。
圖7為一顯示一使用一長度為11的巴克(Barker)碼及傳統通信信道脈沖響應技術的相互關聯器116的輸出的圖示。相互關聯器116的輸出顯示一主瓣峰值702及多個雜散峰值704。這些雜散峰值704(其因長度為11的巴克(Barker)碼而間隔11個碼片或NTc秒)是因重復傳輸短碼Si104而造成，這些雜散峰值彼此向回「迭加」。假若周期性擴展序列Si104的長度更長，則將會存在更少的雜散峰值704，且峰值704與主瓣峰值702的重迭將不會像圖7所示那樣多。
圖8為一顯示一將沃爾什(Walsh)碼與圖5所述超級碼技術結合使用的相互關聯器116的輸出的圖式。為產生該曲線圖，使用兩個符號長的沃爾什(Walsh)碼w0及w1來約束輸入數據，并如方程式(36)所示通過對相互關聯器116的兩個連續輸出進行求和來處理輸出。對于主瓣峰值702任一側上的11個碼片，存在零相互關聯，且在圖7中明顯存在的眾多雜散相互關聯器峰值704不再明顯。然而，應注意，由于僅對數據序列中的六位元…+，+，+，-，-，-…加以約束，因此存在主瓣峰值702的某些混淆形式(標為802，距主瓣峰值70233個碼片)。然而，由于這些混淆形式802遠離主瓣峰值702，因此可獲得對通信信道脈沖響應的精確估計值。應注意，在未使用超級碼約束輸入序列的情況下，也可獲得類似結果，但此將需要對大量(例如方程式(26)中的M會較大)符號進行積分。還應注意，主瓣峰值702仍包括小峰值，這是因為估計器120會產生h的一模糊不清的形式 這些由擴展序列104的自相關性造成的不期望有的分量804無法通過對數據序列實施約束來消除。而是，可通過如下文參照圖9所述進行濾波來消除這些不期望有的分量804。
圖9為一顯示一在使用如圖2及圖3所述的濾波器f實施后處理之后圖8所示相互關聯器116的輸出的圖式。應注意，圖8所示旁瓣802已被推離主瓣峰值702，且已濾除主瓣峰值702的某些不期望有的分量804。還應注意，圖9所示數據索引(顯示為時間軸的碼片)已相對于圖8所示數據索引發生變化。如上文所述，該差異是由用于繪制圖7至圖10的軟件的人為因素造成且與本申請人的發明無關。
圖10為一顯示主波瓣峰值702的更詳細視圖的圖式，其顯示通信信道脈沖響應的估計值(由星號表示)及實際通信信道脈沖響應。應注意，所估計通信信道脈沖響應與實際響應密切一致。
硬件環境圖11為一顯示一實例性處理器系統1102的圖示，該實例性處理器系統1102可用于構建本發明中的所選元件(例如包括發射機110、接收機112、相互關聯器116、估計器120或濾波器302的各部分)。
處理器系統1102包含一處理器1104及一存儲器1106，諸如隨機存取存儲器(RAM)存儲器。一般而言，處理器系統1102在一存儲于存儲器1106內的操作系統1108的控制下運行。在操作系統1108控制下，處理器系統1102接受輸入的數據及命令并提供輸出數據。通常，用于執行這些作業的指令也包含于一應用程序1110內，或者也可存儲于存儲器1106內。處理器系統1102可包含于一微處理器、一臺式計算機或任一類似處理裝置中。
用于構建操作系統1108的指令、應用程序1110及編譯程序1112可實際包含于諸如數據存儲裝置1124等計算機可讀媒體中，該計算機可讀媒體可包括一個或多個固定的或可移動的數據存儲裝置，例如一zip驅動器、軟盤驅動器、硬盤驅動器、CD-ROM驅動器、磁帶驅動器等等。此外，操作系統1108及應用程序1110由指令構成，當計算機1102讀取及執行這些指令時，這些指令會使計算機1102執行實施及/或使用本發明所需的步驟。應用程序1110及/或操作指令也可實際包含于存儲器1106及/或數據通信裝置1130中，由此根據本發明制作一應用程序產品或制品。因此，本文所使用的術語「制品」、「程序存儲裝置」及「計算機程序產品」旨在囊括可自任一計算機可讀裝置或媒體存取的計算機程序。
所屬技術領域的技術人員將認識到，可對此種配置實施眾多修改，此并不脫離本發明的范疇。例如，所屬技術領域的技術人員將認識到，可將上述組件的任一組合、或任何數量的不同組件、外圍裝置及其他裝置與本發明一起使用。例如，可使用一應用專用集成電路(ASIC)或一現場可編程門陣列(FPGA)來構建所選功能，包括所述相互關聯器116，且如上文所述，可由一通用處理器來構建各濾波功能。
結論現對本發明較佳實施例的說明加以總結。提供對本發明較佳實施例的上述說明是出于例示及說明目的。本說明并非打算作為窮盡性說明或將本發明限定于所揭示的確切形式。依據上述教示可做出眾多修改及改變。本發明的范圍并不打算受限于該詳細說明，而是受限于其隨附權利要求書。上述說明、實例及數據提供了對制造及使用本發明構成的完整說明。由于可制作出本發明的眾多實施例而不背離本發明的精神及范疇，因此本發明存在于下面隨附的權利要求書內。
權利要求
1.一種估計一通信信道脈沖響應h(t)的方法，其包括如下步驟通過使一接收信號r(t)與一長度為N的擴展序列Si相互關聯來產生com(t)＝co(t+mNTc)(m＝0、1、Λ、M)，其中所述接收信號r(t)包含一施加至一可由一脈沖響應h(t)表征的通信信道的碼片序列cj，且其中所述碼片序列cj產生自一經所述擴展序列Si擴展的數據序列di，且其中Tc為所述碼片序列cj的碼片周期；產生一估計通信信道脈沖響應 作為com(t)與dm(m＝0、1、Λ、M)的一組合；及使用一至少部分地根據所述擴展序列Si選擇的濾波器f來過濾所述第一估計通信信道脈沖響應 以產生所述估計通信信道脈沖響應h(t)。
2.根據權利要求1所述的方法，其中至少部分地根據所述擴展序列Si的一自相關函數A(n)來進一步選擇所述濾波器f。
3.根據權利要求2所述的方法，其中至少部分地根據所述通信信道的所述脈沖響應h(t)的持續時間來進一步選擇所述濾波器f。
4.根據權利要求2所述的方法，其中至少部分地根據一迫零準則Σi=-LL(A(n-i)·f(i))=Af(n),]]>-L≤n≤L，來進一步選擇所述濾波器f，其中f(i)為所述濾波器f的所述脈沖響應，以使Af(n)為A(n)與fi)的一卷積；當n＝0時Af(n)＝1，且當0＜|n|≤L時Af(n)＝0；及A(n)=A(-n)=Σi=0N-1-nSi·Si+n,]]>0≤n≤N，且N為所述碼片序列Si的一長度。
5.根據權利要求4所述的方法，其中對所述參數L加以選擇，以使所述通信信道的所述脈沖響應h(t)的一持續時間短于LTc。
6.根據權利要求4所述的方法，其中對所述參數L加以選擇，以使所述通信信道的所述脈沖響應h(t)的一持續時間約等于LTc。
7.根據權利要求1所述的方法，其中N小于20。
8.根據權利要求1所述的方法，其中M＝0。
9.根據權利要求1所述的方法，其中所述數據序列di包括一與至少兩個碼w0、w1相關聯的受約束部分Cdi，其中所述受約束部分Cdi與所述碼w0及w1中的一個的一相互關聯數Acode(k)由當k＝0時的一最大值表征，所述最大值小于當k≠0時的最大值。
10.根據權利要求9所述的方法，其中產生一估計通信信道脈沖響應 作為com(t)與dm(m＝0、1、Λ、M)的一組合的所述步驟包括按 來計算 的步驟。
11.根據權利要求10所述的方法，其中M＝2。
12.根據權利要求9所述的方法，其中所述數據序列di包括一具有一偽隨機碼的前置碼，其中所述偽隨機碼包含所述數據序列di的所述受約束部分。
13.根據權利要求9所述的方法，其中當k＝0時Acode(k)＝1，且對于基本上所有k≠0，Acode(k)＝0。
14.根據權利要求9所述的方法，其中當0＜|k|≤J時Acode(k)＝0，其中將J選擇成對于基本上所有k≠0，所述受約束部分Cdi與所述碼w0及w1中的所述一個的所述相互關聯數最小化。
15.根據權利要求14所述的方法，其中2J為所述受約束部分Cdi的一長度。
16.根據權利要求1所述的方法，其中當k＝0時Acode(k)＝1，且對于基本上所有k≠0，Acode(k)＝0。
17.根據權利要求1所述的方法，其中所述兩個碼w0、w1中的每一個碼均包含兩個符號。
18.根據權利要求1所述的方法，其中所述兩個碼w0、w1中的所述每一個碼均包含不超過兩個符號。
19.根據權利要求1所述的方法，其中所述碼w0、w1包含沃爾什(Walsh)碼。
20.一種用于估計一通信信道脈沖響應h(t)的裝置，其包括產生構件，其用于通過使一接收信號r(t)與一長度為N的擴展序列Si相互關聯來產生com(t)＝co(t+mNTc)(m＝0、1、Λ、M)，其中所述接收信號r(t)包含一施加至一可由一脈沖響應h(t)表征的通信信道的碼片序列cj，且其中所述碼片序列cj產生自一經所述擴展序列Si擴展的數據序列di，且其中Tc為所述碼片序列cj的碼片周期；用于產生一估計通信信道脈沖響應 作為com(t)與dm(m＝0、1、Λ、M)的一組合的構件；及一濾波構件f，其至少部分地根據所述擴展序列Si加以選擇，所述濾波構件用于過濾所述第一估計通信信道脈沖響應 以產生所述估計通信信道脈沖響應h(t)。
21.根據權利要求20所述的裝置，其中至少部分地根據所述擴展序列Si的一自相關函數A(n)來進一步選擇所述濾波構件f。
22.根據權利要求21所述的裝置，其中至少部分地根據所述通信信道的所述脈沖響應h(t)的持續時間來進一步選擇所述濾波構件f。
23.根據權利要求21所述的裝置，其中至少部分地根據一迫零準則Σi=-LL(A(n-i)·f(i))=Af(n),]]>-L≤n≤L來進一步選擇所述濾波構件f，其中f(i)為所述濾波構件f的所述脈沖響應，以使Af(n)為A(n)與f(i)的一卷積；當n＝0時Af(n)＝1，且當0＜|n|≤L時Af(n)＝0；及A(n)=A(-n)=Σi=0N-1-nSi·Si+n,]]>0≤n≤N，且N為所述碼片序列Si的一長度。
24.根據權利要求23所述的裝置，其中所述參數L經選擇以使所述通信信道的所述脈沖響應h(t)的一持續時間短于LTc。
25.根據權利要求23所述的裝置，其中所述參數L經選擇以使所述通信信道的所述脈沖響應h(t)的一持續時間約等于LTc。
26.根據權利要求20所述的裝置，其中N小于20。
27.根據權利要求20所述的裝置，其中M＝0。
28.根據權利要求20所述的裝置，其中所述數據序列di包括一與至少兩個碼w0、w1相關聯的受約束部分Cdi，其中所述受約束部分Cdi與所述碼w0及w1之一的一相互關聯數Acode(k)由當k＝0時的一最大值來表征，所述最大值小于當k≠0時的最大值。
29.根據權利要求28所述的裝置，其中所述用于產生一估計通信信道脈沖響應 作為com(t)與dm(m＝0、1、Λ、M)的一組合的構件包括用于按 來計算 的構件。
30.根據權利要求29所述的裝置，其中M＝2。
31.根據權利要求28所述的裝置，其中所述數據序列di包括一具有一偽隨機碼的前置碼，所述偽隨機碼包含所述數據序列di的所述受約束部分。
32.根據權利要求28所述的裝置，其中當k＝0時Acode(k)＝1，且對于基本上所有k≠0，Acode(k)＝0。
33.根據權利要求28所述的裝置，其中當0＜|k|≤J時Acode(k)＝0，其中將J選擇成使對于基本上所有k≠0，所述受約束部分Cdi與所述碼w0及w1中所述的一個的所述相互關聯數均最小化。
34.根據權利要求33所述的裝置，其中2J為所述受約束部分Cdi的一長度。
35.根據權利要求20所述的裝置，其中當k＝0時Acode(k)＝1，且對于基本上所有k≠0，Acode(k)＝0。
36.根據權利要求20所述的裝置，其中所述兩個碼w0、w1中的每一個碼均包含兩個符號。
37.根據權利要求20所述的裝置，其中所述兩個碼w0、w1中的所述每一碼均包含不超過兩個符號。
38.根據權利要求20所述的裝置，其中所述碼w0、w1包含沃爾什(Walsh)碼。
39.一種用于估計一通信信道脈沖響應h(t)的裝置，其包括一相互關聯器，其通過使一接收信號r(t)與一長度為N的擴展序列Si相互關聯來產生com(t)＝co(t+mNTc)(m＝0、1、Λ、M)，其中所述接收信號r(t)包含一施加至一可由一脈沖響應h(t)表征的通信信道的碼片序列cj，且其中所述碼片序列cj產生自一經所述擴展序列Si擴展的數據序列di，且其中Tc為所述碼片序列cj的碼片周期；一估計器，其用于產生一估計通信信道脈沖響應 作為com(t)與dm(m＝0、1、Λ、M)的一組合；及一至少部分地根據所述擴展序列Si選擇的濾波器f，其用于過濾所述第一估計通信信道脈沖響應 以產生所述估計通信信道脈沖響應h(t)。
40.根據權利要求39所述的裝置，其中至少部分地根據所述擴展序列Si的一自相關函數A(n)來進一步選擇所述濾波器f。
41.根據權利要求40所述的裝置，其中至少部分地根據所述通信信道的所述脈沖響應h(t)的持續時間來進一步選擇所述濾波器f。
42.根據權利要求40所述的裝置，其中至少部分地根據一迫零準則Σi=-LL(A(n-i)·f(n))=Af(n),]]>-L≤n≤L來進一步選擇所述濾波器f，其中f(i)為所述濾波器f的所述脈沖響應，以使Af(n)為A(n)與f(i)的一卷積；當n＝0時Af(N)＝1，且當0＜|n|≤L時Af(n)＝0；及A(n)=A(-n)=Σi=0N-1-nSi·Si+n,]]>0≤n≤N，且N為所述碼片序列Si的一長度。
43.根據權利要求42所述的裝置，其中所述參數L經選擇以使所述通信信道的所述脈沖響應h(t)的一持續時間短于LTc。
44.根據權利要求42所述的裝置，其中所述參數L經選擇以使所述通信信道的所述脈沖響應h(t)的一持續時間約等于LTc。
45.根據權利要求39所述的裝置，其中N小于20。
46.根據權利要求39所述的裝置，其中M＝0。
47.根據權利要求39所述的裝置，其中所述數據序列di包括一與至少兩個碼w0、w1相關聯聯的受約束部分Cdi，其中所述受約束部分Cdi與所述碼w0、w1中的一個的一相互關聯數Acode(k)由當k＝0時的一最大值來表征，所述最大值小于當k≠0時的最大值。
48.、根據權利要求47所述的裝置，其中所述用于產生一估計通信信道脈沖響應 作為com(t)與dm(m＝0、1、Λ、M)的一組合的估計器包括用于按 來計算 的構件。
49.根據權利要求48所述的裝置，其中M＝2。
50.根據權利要求47所述的裝置，其中所述數據序列di包括一具有一偽隨機碼的前置碼，所述偽隨機碼包含所述數據序列di的所述受約束部分。
51.根據權利要求47所述的裝置，其中當k＝0時Acode(k)＝1，且對于基本上所有k≠0，Acode(k)＝0。
52.根據權利要求47所述的裝置，其中當0＜|k|≤J時Acode(k)＝0，其中對J加以選擇以使對于基本上所有k≠0，所述受約束部分Cdi與所述碼w0、w1中所述的一個的所述相互關聯數均最小化。
53.根據權利要求52所述的裝置，其中2J為所述受約束部分Cdi的一長度。
54.根據權利要求39所述的裝置，其中當k＝0時Acode(k)＝1，且對于基本上所有k≠0，Acode(k)＝0。
55.根據權利要求39所述的裝置，其中所述兩個碼w0、w1中的每一個碼均包含兩個符號。
56.根據權利要求39所述的裝置，其中所述兩個碼w0、w1中的所述每一個碼均包含不超過兩個符號。
57.根據權利要求39所述的裝置，其中所述碼w0、w1包含沃爾什(Walsh)碼。
全文摘要
本發明揭示一種估計一通信信道脈沖響應h(t)的方法及裝置。所述方法包括如下步驟通過使一接收信號r(t)與一長度為N的擴展序列S
文檔編號H04B1/707GK1843009SQ200480024277
公開日2006年10月4日 申請日期2004年8月25日 優先權日2003年8月28日
發明者張海濤 申請人:高通股份有限公司