多信道收發機系統中的近端、遠端和回聲消除器的制作方法

專利名稱：多信道收發機系統中的近端、遠端和回聲消除器的制作方法
技術領域：
本發明涉及通信系統中數據的高速通信，更具體地，涉及通信系統中的組件之間數據的高數據率傳輸。
背景技術：
目前，十分關心高速收發機系統，無論是對于內聯網環境中的通信還是對于多個系統中的組件之間的通信。作為高數據率系統的示例，正在開發應用5、5E或6類銅線的高速以太網局域網(LAN)、100BASE-TX以太網和1000Base TX以太網(1Gigabit/s)。這些高速系統需要高速數據處理的新技術。高速數據傳輸技術在廣域網和數字訂戶環路應用中也是有用的。高數據率收發機系統還用在許多骨干平面環境(back-plane environment)中，包括光交換設備、路由器系統、交換機和存儲區域聯網交換機。利用組件間的高速通信的其他環境包括機箱間通信和芯片到芯片通信。
典型地，通過發射具有來自被稱為符號集合的電壓集合的電壓的信號，在通信系統中傳送數據。符號集合中的每個符號(即電壓電平)表示數據的一個或多個數字比特。用在這種環境中的現有技術典型地使用非歸零(NRZ)調制，在高帶寬傳輸介質上發射和接收信息。其他普通符號集合包括MLT3、PAM或QAM系統。典型地，將在這種網絡上發送高速數據的收發機稱作串行器/解串器或串并轉換器(SERDES)設備。
圖1A示出了典型收發機環境100的方框圖。組件101-1到101-Q用于分別通過輸入/輸出(I/O)端口102-1到102-Q傳輸和接收數據，I/O端口102-1到102-Q通過傳輸介質110相連。傳統上，組件101-1到101-Q是串并轉換器設備。收發機環境100可以表示骨干平面環境(其中組件101-1到101-Q彼此物理上相互靠近)或聯網環境(其中組件101-1到101-Q更加分離)。
圖1B示出了串并轉換器設備101-1到101-Q之一在I/O端口102-1到102-Q上的傳統發射機部分的方框圖。在比特編碼器105中接收并行數據。比特編碼器105對并行數據進行編碼，例如，通過增加輸入數據的冗余度，以確保輸出數據流中最小的數據轉換率。典型的編碼方案包括比率8/10(8比特輸入到10比特輸出)編碼。在并行到串行轉換器106中，將并行數據串行化。然后，輸出驅動器107接收來自并行到串行轉換器106的串行化數據，并通常輸出用于在傳輸介質110上傳輸的差分電壓信號。此外，通常存在為編碼器105和并行到串行轉換器106提供所需時鐘信號的鎖相環(PLL)114。PLL 114的輸入信號是來自系統PLL 103的基準時鐘信號。
圖1C示出了圖1A的串并轉換設備101-1到101-Q之一在I/O端口102-1到102-Q上的傳統接收機108的示例。輸入驅動器109接收來自傳輸介質110的差分電壓信號，并向時鐘和數據恢復電路115輸出模擬數據信號。在一些系統中，數據恢復115可以進行均衡，恢復定時，并向串行到并行轉換器111輸出數據的串行比特流。將串行數據輸入比特解碼器112，將并行數據轉換為并行解碼數據。時鐘和數據恢復電路115還向串行到并行轉換器111和比特解碼器112輸出所需的時鐘信號。
各種數據傳輸環境的實際需求可能變化很大(例如，LAN環境具有不同于骨干平面環境的傳輸要求)。例如，針對骨干平面環境的傳統串并轉換器系統100能夠在銅線骨干平面通信系統中、在FR4銅線對上、以高達2.5Gbps到3.125Gbps的數據率進行串行數據通信。目前采用5、5E或6類銅線的系統能夠利用以太網實現高達1Gbit/sec的串行數據通信。現有串并轉換器系統100的最大問題之一在于其是非常帶寬低效的，即在一對銅線上，其需要3.125GHz的帶寬來傳輸和接收2.5Gbps的數據。因此，非常難以增加通過總線110的數據率。此外，串并轉換器系統100需要實現高時鐘速率(對于2.5Gbps數據率為3.125GHz)鎖相環(PLL)114，用于傳輸數據，并在數據恢復115中恢復高時鐘速率。對于較高數據率的系統，接收機108需要在其中確定數據恢復115中的接收符號是1還是0的定時窗口為大約320ps。此定時窗口對于數據恢復115和PLL 114的設計提出了極為苛刻的要求，因為其必須具有非常低的峰到峰抖動。
傳統的聯網環境以較慢的波特率進行操作，但具有相似的困難。作為示例，可以通過四(4)個銅雙絞線對、以125MHz傳輸PAM-5數據來實現1吉比特傳送。需要在聯網環境中實現更高的數據率。
傳統的串并轉換器系統100還具有其他問題，包括由于來自傳輸介質110所引入的色散的符號間干擾(ISI)而引起的眼圖閉合。ISI是傳輸介質110的銅線與傳輸信號中的低頻分量相比衰減傳輸信號中的高頻分量的事實的直接結果。因此，數據率越高，傳輸數據所承受的ISI越大。此外，用在串并轉換器設備100中的電連接器和電連接(例如，過孔和其他組件)引起反射，也引起ISI。
為了克服這些問題，必須在數據恢復115中，對接收到的信號進行均衡。但是，在現有的甚高數據率銅線系統中，如果不是由于高波特率而不可能，均衡也非常難以進行。用于對付ISI的更為通用的技術公知為“預加重”或預均衡，在傳輸期間，在比特編碼器105和輸出驅動器107中進行。在一些傳統系統中，衰減傳輸信號中低頻的幅度，以補償總線傳輸介質110對高頻分量的較高衰減。盡管這使得接收機對于ISI更加魯棒，由于信號噪聲比(SNR)的損失，預加重降低了通信系統100的傳輸介質110上的傳輸的整體噪聲承受度。在較高的數據率，傳統系統很快由于增長的需求而變得難以應對。
傳統串并轉換器系統100的另一困難在于校正近端串話(NEXT)干擾、遠端串話干擾(FEXT)和回聲消除。NEXT干擾表示設備101-q、設備101-1到101-Q中任意一個的發射機部分與設備101-q的接收機部分之間的干擾，其中干擾發射機部分正在與接收機部分分離的導體上進行傳輸。回聲表示設備101-q的發射機部分與設備101-q的接收機部分之間的干擾，其中發射機部分正在與接收機部分相同的線路上進行傳輸。FEXT表示向設備101-q的接收機部分進行傳輸的對方發射機部分的發射機之間的干擾。在多數情況下，設備101-q的發射機104和接收108相鄰設置，作為收發機串并轉換器設備101-1，并且可以共享去往總線110的總線線路。此外，在多數情況下，設備101-q與能夠對設備101-q的接收機部分提供干擾的設備101-1到101-Q中的一個或多個對方進行通信。例如，在能夠支持高傳輸速率的、采用5、5E或6類電纜的系統中，NEXT、FEXT和回聲干擾可能會成為問題。
因此，需要一種更為魯棒的系統，用于以非常高的速度、在傳輸系統中傳輸數據。

發明內容
根據本發明，提出了一種收發機，實現了數據總線上非常高的數據傳輸率，利用了互連系統的信號衰減屬性，校正了除接收機的互補發射機以外的其他發射機對接收機的干擾。這些干擾可以包括近端串話(NEXT)、遠端串話(FEXT)和/或回聲干擾。
收發機可以包括一個或多個獨立發射機和一個或多個獨立接收機，其中至少一些發射機在多個頻率分隔信道上傳輸數據。根據本發明的收發機包括干擾濾波器，可以包括NEXT、FEXT和/或回聲濾波器，針對由收發機中的一個或多個接收機中的每一個接收到的傳輸數據，校正由收發機中的一個或多個相鄰發射機產生的干擾或來自收發機的接收機的互補發射機的一個或多個相鄰發射機的干擾。
因此，根據本發明的收發機包括接收機部分，包括至少一個接收機，用于接收來自互補發射機的、通過傳輸介質的信號，所述至少一個接收機包括多個解調器，用于接收來自對應多個頻率分隔信道的信號；以及干擾濾波器，與接收機部分相鄰，實質上減少由接收機部分接收到的信號中的干擾，所述干擾由與來自除互補發射機以外的其他發射機的多個對應頻率分隔信道中的每一個相關的傳輸引起。所述干擾濾波器可以包括任意數量的濾波器，包括遠端串話(FEXT)濾波器和近端串話和回聲濾波器。
根據本發明的發射機可以包括任意數量的發射機和至少一個接收機。每個發射機可以與分離收發機的互補接收機進行通信。此外，至少一個接收機中的每一個可以與分離收發機的互補發射機進行通信。于是，每個接收機與不同收發機的互補發射機進行通信，并且和與之一起形成收發機的一個或多個發射機相鄰。在一些情況下，來自一個收發機的所有發射機和接收機與單一遠端收發機的對應對方進行通信。
在數據傳輸系統中，來自第一收發機的發射機通過傳輸介質與來自第二收發機的接收機相連。發射機接收具有N比特的并行數據，并將N比特分割為用于傳輸的子集。在一些實施例中，將N比特分割為用于在基帶和K個頻率分隔信道中進行傳輸的(K+1)個子集。發射機用于在傳輸介質上傳輸信號。將用于在K個頻率分隔信道中進行傳輸的數據的K個子集上轉換為對應于這些信道的頻率。在傳輸介質上傳輸總和K個上轉換后的信道和可能存在的基帶信道而得到的總和輸出信號。
收發機的接收機接收來自互補發射機的、通過傳輸介質的數據。在一些實施例中，接收來自傳輸介質的、來自基帶和K個頻率分隔信道的數據，并恢復由互補發射機傳輸的數據的并行比特。在一些實施例中，從傳輸介質接收來自K個分離信道的數據，而不利用基帶信道。
除了由來自相鄰發射機的近端串話、來自其他遠端發射機的遠端串話和相同傳導介質上來自發射機的回聲(在5、5E或6類電纜或銅線對的情況下)所引起的對由根據本發明的收發機中的接收機接收到的數據的干擾以外，數據還可能承受符號間干擾(ISI)以及交叉信道干擾。交叉信道干擾是由于通信發射機和接收機對之間的上轉換和下轉換中的諧波產生。因此，本發明的實施例也可以包括針對這些干擾機制的濾波器，例如，數據中的符號間干擾和交叉信道干擾。
下面，將參照附圖，對這些和其他實施例進行進一步的討論。


圖1A、1B和1C示出了在骨干平面上傳輸數據的傳統系統的方框圖。
圖2A示出了根據本發明的傳輸系統的方框圖。
圖2B示出了根據本發明的收發機的方框圖。
圖2C示出了根據本發明、圖2所示的收發機的發射機的方框圖。
圖2D示出了根據本發明、圖2所示的收發機的接收機的方框圖。
圖2E示出了根據本發明的收發機對配置的實施例的方框圖。
圖2F示出了根據本發明的收發機對配置的另一實施例的方框圖。
圖3示出了根據本發明、傳輸介質上衰減對傳輸頻帶的曲線圖。
圖4A和4B示出了根據本發明的傳輸調制器的實施例的方框圖。
圖5示出了根據本發明的接收機的實施例的方框圖。
圖6示出了根據本發明的近端串話(NEXT)干擾濾波器的實施例的一部分的方框圖。
圖7示出了根據本發明的遠端串話(FEXT)干擾濾波器的實施例的一部分的方框圖。
在附圖中，應當認為在不同的圖上以相同的標識表示的元素具有相同或相似的功能。
具體實施例方式
圖2A示出了根據本發明的傳輸系統200的方框圖。系統200包括通過傳輸介質110相連的任意數量的組件201-1到201-P，以組件201-p表示組件201-1到201-P中的任意一個。傳輸介質110可以將組件201-p連接到所有組件201-1到201-P，或者可以將組件201-p連接到組件201-1到201-P中選定的組件。在一些實施例中，組件201-1到201-P的獨立發射機和接收機通過5、5E或6類銅雙絞線連接在一起。此外，在一些實施例中，傳輸介質110可以包括路由器，以形成傳輸網絡(例如，軸輻網絡)，以便在組件201-1到201-P的獨立組件之間傳輸數據。
系統200可以表示任意傳輸系統，例如，局域網(LAN)、廣域網(WAN)、數字訂戶環路、機箱到機箱數字通信系統或芯片到芯片互連，組件201-1到201-P表示獨立的計算機系統、卡、機箱或芯片。
傳輸信道110可以表示任意傳輸信道，包括光信道、紅外信道、無線信道、多絞線銅線對(如5、5E或6類電纜)、銅線、FR4銅線或基于銅的骨干平面互連信道。此外，任何傳導介質均可用在傳輸信道110中。傳輸信道110還可以包括如路由器等聯網設備，直接在獨立組件之間進行連接。典型地，傳輸信道110比低頻信號更多地衰減高頻信號。結果，與低數據率傳輸相比，符號間干擾問題典型地對于高數據率傳輸更大。此外，來自相鄰信號的串話隨著傳輸頻率增加。
作為示例，在本公開中討論利用多對銅雙絞線對的傳輸系統。應當注意，其他傳輸環境中的其他傳輸介質可以用于傳輸系統。
組件201-1到201-P分別包括收發機255-1到255-P。反過來，每個收發機255-1到255-P分別包括發射機部分210-1到210-P和接收機部分220-1到220-P。每個發射機部分210-1到210-P包括一個或多個根據本發明的獨立發射機，每個接收機部分220-1到220-P包括一個或多個根據本發明的獨立接收機。在一些實施例中，組件201-1到201-P中的特定組件可以只包括發射機部分，而其他組件可以只包括接收機部分。因此，在傳輸系統200的一些實施例中，一些發射機部分210-1到210-P可能缺失，以及一些接收機部分220-1到220-P可能缺失。
圖2B示出了根據本發明的收發機255-p(收發機255-1到255-P中的任意一個)的實施例。圖2B所示的實施例包括濾波器，用于減少接收機部分220-p接收到的信號中來自除了傳輸與那些信號干擾的信號中所涉及的發射機以外的其他發射機的干擾。在圖2B中，示出了NEXT和回聲濾波器250以及FEXT濾波器251。通常，這些濾波器之一或全部可以出現在根據本發明的收發機255-p的實施例中。
收發機255-p的發射機部分210-p包括發射機270-1到270-T，發射機270-t表示發射機270-1到270-T中的任意一個。發射機270-t接收來自數據分配271的NtT比特，并在傳輸介質110上傳輸與NtT比特相對應的數據。如圖2B所示，在線路對上傳輸來自所示實施例中的發射機270-t的數據。
收發機255-p的接收機部分220-p包括接收機272-1到272-R，接收機272-r表示接收機272-1到272-R中的任意一個。接收機272-r接收來自傳輸介質110的數據，并向數據解析273輸出NrR比特。數據解析273輸出由接收部分220-p接收到的數據流和與數據流對應的接收時鐘。應當注意，收發機255-p中的發射機的數量T和接收機的數量R不必相同。
在本發明的一些實施例中，可以將傳輸介質110的一對銅線用于傳輸和接收。例如，發射機270-t和接收機272-r可以共享一對銅線。此共享線路配置導致發射機270-t和接收機272-r之間的回聲干擾。回聲干擾表示在來自兩個源的共享線路配置中、在接收機272-r處接收到來自發射機270-t的傳輸信號。來自發射機270-t的傳輸信號直接出現在接收機272-r上；以及由發射機270-t的對應接收機(即，發射機270-t正在向其發送數據的接收機)和可能會反射回發射信號的、傳輸介質110中的其他連接和阻抗失配反射來自發射機270-t的發射信號，由接收機272-r檢測。
除了在接收機272-r處的回聲干擾，每個發射機270-1到270-T可以距離接收機272-r足夠近，從而使接收機272-r接收由每個發射機270-1到270-T傳輸的信號。接收機272-r也可以通過傳輸介質110中的線路附近接收由發射機270-1到270-T傳輸的信號，例如，因為從一個銅線對向另一銅線對的信號泄漏。因此，可能會出現對在接收機272-r處接收來自發射機270-1到270-T的信號的干擾，或NEXT干擾。
因此，為了校正NEXT和回聲干擾，收發機255-p的一些實施例包括NEXT/回聲濾波器250。NEXT/回聲濾波器250從每個發射機270-1到270-T接收輸入數據，并向每個接收機272-1到272-R輸出校正數據。在一些實施例中，NEXT/回聲濾波器250的各個部分可以分布在每個接收機272-1到272-R中。NEXT/回聲濾波器250為每個接收機272-1到272-R校正由發射機270-1到270-T引起的回聲干擾和NEXT干擾，尤其是在發射機/接收機對共享傳輸介質的情況下。
接收機272-1到272-R還可以包括FEXT濾波器251。FEXT濾波器251從每個接收機272-1到272-R接收輸入，并向每個接收機272-1到272-R輸出校正數據。因此，FEXT濾波器251校正與每個接收機272-1到272-R相對應的接收機(即向接收機272-1到272-R傳輸數據的每個發射機)之間的交叉干擾。
在操作中，組件201-p的一個或多個發射機270-1到270-T與其他組件201-1到201-P中的互補接收機進行通信。此外，一個或多個接收機272-1到272-R可以與其他組件201-1到201-P中的互補發射機進行通信。此外，在一些實施例中，可以由與傳輸源時鐘信號同步的鎖相環(PLL)203提供針對所有組件201-1到201-P的定時。在一些實施例中，PLL 203提供基準時鐘信號，每個組件201-1到201-P可以包括任意數量的鎖相環，以提供內部定時信號。
在一些實施例中，每個組件201-1到201-P具有其自身的基準時鐘，由頻率調整電路對其進行補償。如2002年12月4日遞交的美國專利申請10/410255和2002年6月10日遞交的美國專利申請10/167158(將其一并在此作為參考)中所述，組件201-1到201-P之間的定時是匹配的，從而使基帶頻率對于每個組件201-1到201-P都是相同的，而且互補發射機/接收機對之間的上轉換和下轉換混頻器以相同的頻率進行操作。每個組件201-1到201-P在其中以不同頻率進行操作的系統的復雜度可能會顯著增加。
在一些系統中，例如骨干平面系統或機箱互連，通過傳輸介質110的傳輸距離(即組件201-1到201-P之間的物理間隔)可能低至1到11.5米。在一些芯片到芯片環境中，組件201-1到201-P之間的物理間隔可能少得多(例如幾毫米或幾厘米)。在局域網或廣域網應用中，組件201-1到201-P之間的間隔可以達到100m(LAN)和幾公里(WAN應用)。此外，在一些實施例中，傳輸信道110可以是攜帶組件201-1到201-P之間的差分信號的多銅絞線對(或任何其他電流承載線路配置)，例如5、5E或6類電纜。在一些實施例中，組件201-1到201-P可以共享線路，從而可以使用較少的線路。但是，在一些實施例中，專用傳導路徑可以連接在至少一些組件201-1到201-P之間。此外，傳輸介質110可以是光學介質、無線介質或數據總線介質。
收發機255-p的每個發射機270-1到270-T和接收機272-1到272-R可以與組件201-1到201-P的一個或多個收發機的互補發射機和接收機進行通信。例如，每個發射機270-1到270-T可以與一個或多個組件201-1到201-P的互補接收機進行通信。此外，每個接收機272-1到272-R與一個或多個組件201-1到201-P的互補發射機進行通信，但不必來自同一個組件201-1到201-P。應當注意，發射機210-p和接收機220-p可以分別與組件201-1到201-P的收發機255-1到255-P的接收機和發射機的任意組合進行通信。在本公開所討論的特定實施例中，每個組件201-1到201-P與組件201-1到201-P的互補對方進行通信。
圖2C示出了根據本發明的發射機270-t(包括在收發機255-p中的發射機270-1到270-T中的任意一個)實施例的方框圖。收發機255-p是收發機255-1到255-P中的任意一個。為了便于討論，可以忽略表示特定收發機和特定收發機中的哪個發射機或接收機的各個元件的腳標和命名，而只是為了使討論更清楚而添加。在上下文和討論中，特定的發射機或接收機和收發機是清楚的，特定的發射機或接收機組件可以延伸到其他發射機和接收機。
發射機270-t在比特分配塊211接收NtT比特并行數據信號，以在介質110上傳輸。比特分配塊211還接收來自PLL 203的基準時鐘信號。比特分配塊211將NtT個輸入比特分割為分配給多個信道的比特組。在圖2C所示的實施例中，分配塊211將NtT個輸入比特分割為K+1個獨立信道，從而分別有n1到nK個比特輸入到上轉換調制器212-1到212-K，以及n0個比特輸入到基帶調制器217。一些實施例不包括基帶調制器217。基帶調制器217和上轉換調制器212-1到212-K總共在(K+1)個信道內進行傳輸。在一些實施例中，將NtT個比特中的每一個分配給K+1個獨立信道之一，從而n0到nK的總和等于比特總數NtT。在一些實施例中，比特分配塊211可以包括錯誤編碼、冗余和其他全面編碼，從而由比特分配塊211輸出的比特數(即Σi=0Kni]]>)大于NtT。
每個上轉換調制器212-1到212-K對輸入的數字數據進行編碼，并輸出以不同的載波頻率調制的信號。因此，輸出被輸入到上轉換調制器212-k(發射機270-t的上轉換調制器212-1到212-K中的任意一個)的nk個數字數據比特，作為載波頻率為fk的第k個傳輸信道中的模擬信號。此外，基帶調制器217(如果存在)在基帶信道內進行傳輸。在2001年7月11日遞交的美國專利申請序列號09/904432、2001年9月26日遞交的美國專利申請序列號09/965242、2002年2月6日遞交的申請序列號10/071771和2002年12月4日遞交的申請序列號10/310255(均轉讓給與本公開相同的受讓人，并將其一并在此作為參考)中進一步包括了對發射機270-t的實施例的討論。
圖3示意性地示出了傳輸介質110的典型傳輸信道H(f)的傳遞函數。如圖所示，高頻處的衰減大于低頻處的衰減。上轉換調制器212-1到212-K以其中心分別為頻率f1到fk的載波頻率傳輸模擬數據。因此，調制器212-1到212-K分別在傳輸信道301-1到301-K中進行傳輸。基帶調制器217在以0頻率為中心的傳輸信道301-0中進行傳輸。在一些實施例中，每個傳輸信道301-0到301-K的寬度可以相同。每個傳輸信道301-0到301-K的頻帶寬度可以足夠窄，從而相鄰傳輸信道301-0到301-K之間存在較少的重疊或沒有重疊。在一些實施例中，由于對低頻信道的衰減比對高頻信道的衰減小得多，低頻信道可以是比特滿載的，以攜帶比較高載波頻率所能攜帶的比特數每波特間隔更高的比特數每波特間隔。
如圖2C所示，則來自每個上轉換調制器212-1到212-K的模擬數據信號y1(t)到yK(t)分別表示每個信道301-1到301-K中的傳輸信號。然后，將信號y1(t)到yK(t)輸入求和器213，并可以將從求和器213輸出的總和模擬信號輸入高通濾波器215。將高通濾波器215的輸出信號輸入求和器216，在求和器216處，將其與來自基帶調制器217的基帶信號y0(t)求和。高通濾波器215防止上轉換調制器212-1到212-K在基帶信道內傳輸信號，并減少或消除考慮由基帶調制器217產生的信號與由上轉換調制器212-1到212-K產生的信號之間的交叉信道干擾的必要。
將求和器216的輸出信號z(t)輸入輸出驅動器214。在一些實施例中，輸出驅動器214產生與信號z(t)相對應的差分傳輸信號，以硬在傳輸介質110上進行傳輸。如果傳輸介質110是光學介質，輸出驅動器214也可以是響應信號z(t)調制光信號強度的光驅動器。在通過傳輸介質110傳輸之后，由一個組件201-1到201-P中的互補接收機接收信號z(t)。
圖2D示出了收發機255-p的接收機部分220-p的接收機272-r的示例。接收機272-r可以將源自另一組件201-1到201-P的互補發射機的信號接收到輸入緩沖器224中。在一些實施例中，可以在輸入緩沖器224接收光信號，在這種情況下，輸入緩沖器224包括光檢測器。輸入緩沖器224的輸出信號Z(t)與互補發射機的輸出信號非常相關，但表現出通過傳輸介質110的傳輸的效果，包括符號間干擾(ISI)。此外，在信號Z(t)中也包括來自由收發機255-p的發射機210-p傳輸的信號的近端串話干擾和可能的回聲干擾。而且，信號Z(t)可以包括由與互補發射機相鄰的發射機傳輸的信號所引起的FEXT干擾。
將信號Z(t)輸入每個下轉換解調器222-1到222-K和基帶解調器223。下轉換解調器222-1到222-K分別解調來自每個傳輸信道301-1到301-K的信號，并分別恢復每個載波頻率f1到fK的比特流。如果基帶信道存在，基帶解調器223恢復在基帶信道中進行傳輸的比特流。于是，來自每個下轉換解調器222-1到222-K的輸出信號分別包括n1到nK個并行比特，來自基帶解調器223的輸出信號包括n0個并行比特。在如圖2D所示的實施例中，基帶解調器223和下轉換解調器222-1到222-K中的每一個可以與NEXT/回聲濾波器250相連，可以與FEXT濾波器251相連，以及可以連接為用于接收來自其他基帶解調器223和下轉換解調器222-1到222-K中的每一個的信號。因此，在一些實施例中，每個基帶解調器223和下轉換解調器222-1到222-K均可以校正NEXT和回聲干擾、FEXT干擾和交叉信道耦合干擾。如上所述，根據本發明的接收機272-r的實施例可以包括一個或多個NEXT/回聲濾波器250和FEXT濾波器251。
盡管這里所討論的實施例描述了具有(K+1)個信道的發射機和具有(K+1)個信道的接收機，本領域普通技術人員應當意識到，圖2C所示的收發機255-p的發射機270-t和收發機255-p的接收機272-r可以使用以不同的傳輸頻率f1到fK為中心的不同數量的傳輸信道。互補收發機/接收機對(即發射機270-t和通過傳輸介質110與發射機270-t相連的接收機，或接收機272-r和通過傳輸介質110與接收機272-r相連的發射機)利用公用的傳輸信道集合。在以下具體描述的實施例中，每個收發機255-1到255-P的傳輸頻率f1到fK是頻率f0的整數倍。
如圖2D所示，將來自基帶解調器223和下轉換解調器222-1到222-K的輸出信號輸入比特解析221，在比特解析221，重構具有NrR個并行比特的傳輸信號。接收機272-r還接收來自PLL 203的基準時鐘信號，可以用于產生內部定時信號。此外，接收機系統220-p與來自比特解析221的N比特輸出信號一起輸出接收時鐘信號。在一些實施例中，每個收發機255-1到255-P均包括定時恢復，以便匹配互補發射機/接收機對之間的數據傳輸定時。在發射機270-1到270-T與另一收發機的互補接收機進行通信、接收機272-1到272-R與相同的另一收發機的互補發射機進行通信的實施例中，可以匹配收發機對之間的定時。
下轉換解調器222-1到222-K(以及在一些實施例中，基帶解調器223)可以進一步相連，從而能夠消除交叉信道干擾。在發射機210-p的濾波器215不存在或未完全從加法器213的輸出信號中移除基帶的實施例中，仍然需要考慮基帶信道中的交叉信道干擾。由于上轉換處理中的混頻器，可以從互補發射機的每個調制器產生每個信號的多次諧波。例如，以發射機270-t的實施例作為示例，上轉換調制器212-1到212-K能夠以分別等于f0、2f0、…、Kf0的載波頻率f1到fK進行傳輸。基帶調制器217以基帶頻率進行傳輸，例如，基帶調制器217不傳輸載波。
由于發射機272-r的混頻器中的諧波，以載波頻率f1傳輸的信號也在基帶和頻率2f1、3f1、…進行傳輸。此外，以載波頻率f2傳輸的信號也在基帶和頻率2f2、3f2、…進行傳輸。因此，任何時刻，信道的任意諧波的任意帶寬均與其他信道或其他信道的諧波重疊，由于上轉換調制器212-1到212-K的混頻器中的諧波，可能會發生嚴重的交叉信道符號干擾。例如，在載波頻率是f0的倍數的情況下，以f0傳輸的信道1同樣在0、2f0、3f0、…進行傳輸，即在其他信道的每一個中進行傳輸。
類似地，接收機272-r的互補發射機將產生交叉信道干擾。此外，下轉換解調器222-1到222-K的下轉換器也產生諧波，例如，這意味著第三信道的一些傳輸將被下轉換到第一信道。因此，在收發機255-p的接收機221-1到221-K的下轉換處理中可能會產生其他交叉信道干擾。本發明的一些實施例校正交叉信道符號干擾和符號間干擾。應當注意，公知的是，如果與輸入信號混頻的諧波的占空比為50％，則只產生奇次諧波。偶次諧波需要更高或更低的占空比。
在一些實施例中，每個信道301-1到301-K的符號波特率可以是相同的。在一些實施例中，可以通過改變低頻分量的符號集合，從而能夠編碼更多數量的比特，來實現比特滿載(bit-loading)。
如圖2B和2C所示，將來自每個發射機270-1到270-T的基帶調制器217和上轉換調制器212-1到212-K中的每一個的信號輸入NEXT/回聲濾波器250。NEXT/回聲濾波器250(在一些實施例中，可以分布在每個接收機272-1到272-R的基帶解調器223和下轉換解調器222-1到222-K中)計算對由接收機272-1到272-R接收到的數據的校正。例如，由針對近端串話和回聲干擾的NEXT/回聲濾波器250校正在接收機272-r的基帶解調器223和下轉換解調器222-1到222-K中的每一個中接收到的數據。
由于以上針對交叉信道干擾濾波器而討論的多種相同原因，基帶調制器217和上轉換調制器212-1到212-K中的每一個可以干擾基帶解調器223和下轉換解調器222-1到222-K中的每一個，即使其以不同的頻率進行操作。由于諧波，在一個調制器頻率的干擾可以干擾不同解調器頻率處的接收信號。在本發明中一個發射機270-1到270-T與一個接收機272-1到272-R共享傳輸介質110中的單一連接的實施例中，則NEXT/回聲濾波器250也可以實現對回聲干擾的校正。同樣，由于諧波，可以針對共享連接的發射機270-t的基帶調制器217和上轉換調制器212-1到212-K中的每一個，校正基帶解調器223和下轉換解調器222-1到222-K中的每一個。
此外，FEXT濾波器251校正來自與接收機272-r相連的發射機相鄰的發射機的干擾。由于以上多種相同原因，與接收機272-r的互補發射機相鄰的其他發射機干擾由接收機272-r的基帶解調器223和下轉換解調器222-1到222-K接收到的信號。
圖4A示出了發射機270-t(圖2C)的基帶解調器217的實施例。基帶解調器217可以包括加擾器454和編碼器455。加擾器454用于使數據白化。編碼器455將輸入基帶解調器217的n0比特編碼為n0+l比特。然后，將編碼器455的輸出信號輸入符號映射器456。符號映射器456將n0+l個并行比特轉換為用于傳輸的符號。在一些實施例中，符號映射器456可以是PAM編碼器。PAM符號集合可以是任意尺寸的。例如，在一些實施例中，可以利用16級符號集合(16-PAM)來表示n0+l＝4個并行比特。編碼器455可以提供3/4編碼或無編碼。將符號映射器456的輸出信號輸入數字到模擬轉換器457，將由符號映射器456確定的符號集合轉換為對應的輸出電壓。
在一些實施例中，通過濾波器458對DAC 457的模擬輸出信號進行預濾波。在一些實施例中，濾波器458可以準備用于通過介質110傳輸的輸出信號(參見圖2A)，從而針對由信道引起的失真，校正由接收機接收的信號。例如，如果已知傳輸介質110的基帶信道具有傳遞函數(1+D(z))，則濾波器458可以執行等于1/(1+D(z))的傳遞函數，以便抵消傳輸介質110的傳遞函數。可以將濾波器458的輸出信號輸入低通濾波器459。濾波器459移除高頻內容，其可能會干擾更高頻率信道上的傳輸。濾波器459的輸出信號是基帶信號信號y0(t)。利用與求和器213相連的低通濾波器459和高通濾波器215的組合，能夠最小化或消除基帶信道(信道310-0)與高頻信道301-1到301-K之間的交叉信道干擾。
圖4B示出了上轉換調制器212-k(上轉換調制器212-1到212-K中的任意一個(圖2C))的實施例的方框圖。上轉換調制器212-k接收nk比特每波特間隔(1/Bk)，用于在子信道301-k中進行傳輸。參數Bk表示傳輸的波特率或符號速率。在加擾器401中接收nk比特。加擾器401對nk比特進行加擾，并輸出nk比特的加擾信號，使數據白化(whiten)。
然后，將加擾器401的nk個并行比特的輸出信號輸入編碼器402。盡管可以采用任何編碼方案，編碼器402可以是格碼編碼器，用于提供糾錯能力。格碼編碼允許數據傳輸中的冗余，而不必增加波特率或信道帶寬。例如，在以下文章中進一步討論了格碼編碼BERNARDSKLAR，DIGITAL COMMUNICATIONS，FUNDATMENTALS AND APPLICATIONS(Pretice-Hall，Inc.，1998)、G.Ungerboeck.，“Trellis CodingModulation with Redundant Signal Sets，Part I.Introduction，”IEEE Communications Magazine，vol.25，no.2，Feb.1987，pp.5-11和G.Ungerboeck.，“Trellis Coding Modulation withRedundant Signal Sets，Part II.State of the Art，”IEEECommunications Magazine，vol.25，no.2，Feb.1987，pp.12-21。其他編碼方案包括塊編碼方案，如Reed-Solomon編碼器和BCH編碼器，例如參見G.C.CLARK，JR.和J.B.CAIN.，ERROR CORRECTIONCODING FOR DIGITAL COMMUNICATIONS(Plenum Press，New York，1981)，但是，其導致了信道帶寬使用率的增加。典型地，從編碼器402輸出的信號包括多于nk的比特(nk+le)。在一些實施例中，編碼器402可以是增加一個額外比特的格碼編碼器，換句話說，編碼器402可以是比率nk/nk+1編碼器，例如，參見G.Ungerboeck.，“TrellisCoding Modulation with Redundant Signal Sets，Part I.Introduction，”IEEE Communications Magazine，vol.25，no.2，Feb.1987，pp.5-11，和G.Ungerboeck.，“Trellis CodingModulation with Redundant Signal Sets，Part II.State of theArt，”IEEE Communications Magazine，vol.25，no.2，Feb.1987，pp.12-21。在一些實施例中，可以增加額外比特，以確保最小的過渡速率，從而能夠在接收機220-p有效地實現定時恢復。典型地，將編碼器稱作nk/nk+le編碼器。
將編碼器402的輸出信號輸入符號映射器403。符合映射器403可以包括任意的符號映射方案，用于將來自編碼器402的并行比特信號映射為用于傳輸的符號值。在一些實施例中，符號映射器403是QAM映射器，將來自編碼器的(nk+le)個比特映射到具有至少2nk+le個符號的符號集合上。與符號映射器403的QAM映射器相結合的編碼器402的格碼編碼器可以提供對子信道301-k的格碼編碼QAM調制。
將編碼器402的編碼輸出比特輸入映射器403。在nk＝6且le＝1的示例中，將來自編碼器402的7比特輸入映射器403。如果編碼器402是16狀態的，上述比率2/3編碼器，則編碼器402的3比特可以是3個最高有效比特(MSB)，而4個未編碼比特可以是最低有效比特(LSB)。
在一些實施例中，可以使用16符號QAM方案。在這些實施例中，可以將未編碼的4比特(或3/4編碼方案中的3比特)直接映射到16個QAM符號上。在一些實施例中，可以將4比特編碼為32QAM符號集合(以4/5編碼方案)。一般來說，可以使用任意尺寸的符號集合。
符號映射器403的輸出信號可以是以同相信號Ik(v)和正交信號Qk(v)表示的復數信號，其中v表示時鐘信號CK1的第v個時鐘周期的整數，時鐘信號CK1的頻率等于波特率Bk。每個信號Ik(v)和Qk(v)是表示其所代表的符號值的數字信號。在一些實施例中，可以使用具有128個符號的星座圖上的QAM映射器。其他星座圖和映射對于本領域普通技術人員而言是已知的，例如參見BERNARD SKLAR，DIGITALCOMMUNICATIONS，FUNDATMENTALS AND APPLICATIONS(Pretice-Hall，Inc.，1998)以及E.A.LEE和D.G.MESSERSCHMITT，DIGITALCOMMUNICATIONS(Kluwer Academic Publishers，1998)。于是，Ik(v)和Qk(v)的不同組合的個數表示QAM映射的符號集合中的符號數，其數值表示QAM映射的星座。QAM符號集合的其他示例包括16QAM符號集合(16-QAM)和4/5編碼32-QAM符號集合(4/5編碼32QAM)。
將來自符號映射器403的信號Ik(v)和Qk(v)分別輸入數字到模擬轉換器(DAC)406和407。DAC 406和407以與符號映射器403相同的時鐘速率進行操作。因此，在一些實施例中，DAC 406和407以符號速率(傳輸時鐘頻率Bk)為時鐘。可以將來自DAC 406和407的模擬輸出信號(分別以Ik(t)和Qk(t)表示)分別輸入低通濾波器408和409。低通濾波器408和409是在基帶中通過由Ik(t)和Qk(t)表示的符號而阻斷基帶信號的倍頻范圍反射的模擬濾波器。
然后，將低通濾波器408和409的輸出信號(分別以IkLPF(t)和QkLPF(t)表示)上轉換到中心頻率fk，以產生輸出信號信號yk(t)，第k信道信號。在乘法器410中將來自低通濾波器408的輸出信號IkLPF(t)乘以cos(2πfkt)。在乘法器411中將來自低通濾波器409的輸出信號QkLPF(f)乘以sin(2πfkt)。信號sin(2πfkt)可以由PLL 414根據基準時鐘信號產生，信號cos(2πfkt)可以通過π/2移相器413產生。
但是，因為混頻器410和411典型地不是理想混頻器，而且輸入混頻器410的正弦波和輸入混頻器411的所得到的余弦波通常不同于正弦波；也產生具有頻率fk的諧波的信號。通常，輸入混頻器410和411的諧波信號更接近于類方波信號，而不是正弦波信號。即使“正弦波輸入”是真正的正弦波，通常使用的混頻器(如Gilbert單元)可能會用作帶限開關，得到具有以與“正弦波輸入”信號相同的頻率交替正負電壓的諧波信號。因此，仍然將濾波器408和409的輸出信號與更為接近類方波而不是正弦波的信號相乘。結果，也產生頻率為2fk、3fk、…的信號，以及基帶內的信號(0fk)。盡管這些信號的幅度可能與高次諧波一起被衰減，但在輸出信號中是不可忽略的。此外，如果輸入混頻器的諧波正弦波的占空比為50％，偶次諧波(即，0fk、2fk、4fk、…不存在。否則，所有諧波的一些分量都將出現。
在求和器412中，對乘法器410和411的輸出信號求和，以形成yk(t)=ξk0IkLPF(t)-ζk0QkLPF(t)+Σn>0(ξknIkLPEcos(2πnfkt)-ζknQkLPFsin(2πnfkt))(k≥1)---(1)]]>其中ξkn和ζkn是諧波對yk(t)的作用。如果混頻器410和411的諧波輸入信號的占空比接近50％，偶次諧波較低，而奇次諧波由ξkn=1/n]]>和ζkn=1/n]]>給出。
于是，發射機210-p(圖2B)的總輸出，來自求和器216的輸出由等式(2)給出z(t)=Σk=0Kyk(t)---(2)]]>在頻率f1到fk分別由頻率f0到Kf0給出的示例中，則發射機210-p的總輸出信號z(t)由等式(3)給出
z(t)=y0(t)+Σk=1K(ξk0IkLPF(t)-ζk0QkLPF)+]]>ξ11I1LPF(t)cosω0t-ζ11Q1LPF(t)sinω0t+]]>(ξ12I1LPF(t)+ξ21I2LPF(t))cos2ω0t-(ζ12Q1LPF(t)+ζ21Q2LPF(t))sin2ω0t+]]>(ξ13I1LPF(t)+ξ31I3LPF(t))cos3ω0t-(ζ13Q1LPF(t)+ζ31Q3LPF(t))sin3ω0t+]]>(ξ14I1LPF(t)+ξ22I2LPF(t)+ξ41I4LPF(t))cos4ω0t-]]>(ζ14Q1LPF(t)+ζ22Q2LPF(t)+ζ41Q4LPF(t))cos4ω0t+···]]>=y0(t)+Σk=1K(ξk0IkLPF(t)-ζk0QkLPF(t))+]]> (3)]]>其中ω0是2πf0，以及對于所有k＞K，IkLPE(t)和QkLPE(t)為0。
如等式(3)所示，將信道一上的信號復制到所有較高的K個信道、基帶、以及超過基帶和K個信道的諧波頻率中。濾波器215可以移除對來自上轉換調制器212-1到212-K的基帶信道的作用。例如，信道二上的信號也在信道4、6、8、…和基帶上傳輸。信道3上的信號也在信道6、9、12、…和基帶上傳輸。一般來說，信道k上的信號將混入信道2k、3k、…和基帶。此外，在一些系統中對具有高次諧波的信號的衰減可以是來自信道k的信號對于大量諧波都是不可忽略的，潛在地高達處理帶寬，可以為30-40GHz。
在本發明的一些實施例中，高通濾波器215(參見圖2C)接收來自求和器213的信號。例如，高通濾波器215可以是一階高通濾波器，3dB衰減為f1/2。濾波器215移除來自發射機的DC諧波，即，基帶傳輸。在具有分離基帶傳輸的實施例中，最小化或消除了耦合到基帶中的交叉信道。此外，從傳輸信號中移除基帶諧波簡化了接收機220-p處的交叉信道抵消。在高通濾波器215存在的實施例中，濾除來自每個上轉換調制器212-1到212-K的大多數基帶的作用Σk=1K(ξk0IkLPF(t)-ζk0QkLPF(t)),]]>并變得接近0。于是來自發射機210-p的輸出信號變為 在大多數實施例中，將頻率f1到fK選擇為單一頻率f0的倍數(能夠滿足等式3和/或4)，并得到如等式3和4所示的信道的諧波混頻。在并未利用一組作為單一頻率f0的倍數的頻率集合的實施例中，交叉信道干擾非常難以抵消。
在本發明的一些實施例中，可以移動如圖4B所示的上轉換調制器212-k的實施例的DAC 406和407，以接收求和器412的輸出。此外，在一些實施例中，可以用單一的DAC代替DAC 406和407，以接收求和器213的輸出。但是，這種DAC應當具有非常高的采樣速率。利用高采樣速率DAC的一個優點是可以進行理想混頻，并且能夠極大地減少甚或消除需要抵消的諧波數。
在一些實施例中，每個上轉換調制器212-1到212-K的DAC 406和407中的每一個可以為4比特DAC。在本實施例中，上述格碼編碼器402提供了比具有相同數據速率的未編碼128-QAM調制高大約6dB的漸近編碼增益，例如，參見G.Ungerboeck.，“Trellis CodingModulation with Redundant Signal Sets，Part I.Introduction，”IEEE Communications Magazine，vol.25，no.2，Feb.1987，pp.5-11，和G.Ungerboeck.，“Trellis Coding Modulation withRedundant Signal Sets，Part II.State of the Art，”IEEECommunications Magazine，vol.25，no.2，Feb.1987，pp.12-21。
作為示例，可以形成能夠進行10Gbps傳輸的發射機210-p的實施例。在這種情況，η＝10，即從發射機到接收機的總吞吐量為10Gbps。例如，一些實施例可以具有(K+1)＝8個信道301-0到301-7。信道301-1到301-7可以是6/7格碼編碼128QAM，每個信道上的波特率Bk為1.26GHz/6或大約208.333兆符號/秒。信道301-0(基帶信道)可以是不具有糾錯編碼的PAM-8(即未編碼PAM-8)，波特率B0為416.667兆符號/秒。換句話說nk＝6；1≤k≤7，編碼器402是6/7比率格碼編碼器。在此示例中，信道301-1到301-7可以分別以頻率2f0、3f0、4f0、5f0、6f0、7f0和8f0進行傳輸，例如，其中f0可以為1.5*Bk或312.5MHz。
在本發明的一些實施例中，如圖2E所示，收發機255-p的實施例包括兩個接收機(即接收機272-1和272-2)和兩個發射機(即發射機270-1和270-2)。例如，收發機255-p通過四對5、5E或6類電纜與互補收發機255-q相連，如圖2E中的傳輸介質110所示為介質110-1、110-2、110-3和110-4。如圖2E所示，收發機255-q也包括兩個接收機(即接收機272-1和272-2)和兩個發射機(即發射機270-1和270-2)，與收發機255-p互補連接，即收發機255-p的發射機270-1通過介質110-1與收發機255-q的接收機272-1相連；收發機255-p的發射機270-2通過介質110-2與收發機255-q的接收機272-2相連；收發機255-p的接收機272-1通過介質110-3與收發機255-q的發射機270-1相連；以及收發機255-p的接收機272-2通過介質110-4與收發機255-q的發射機270-2相連。
在如圖2E所示的一些實施例中，收發機255-p的發射機270-1和270-2以及收發機255-q的發射機270-1和270-2中的每一個利用四(4)個信道進行傳輸，這四個信道的頻率為f0、2f0、3f0和4f0，f0約為312.5MHz(波特率的1.5倍)，波特率為208.333兆符號/秒。收發機255-p和255-q的實施例可以利用具有6-7格碼的QAM128符號。所得到的系統能夠在收發機255-p和255-q之間的每個方向上傳輸總共10Gbits/sec。
圖2E示出了通信互補收發機255-p和255-q的另一實施例。在圖2E所示的實施例中，收發機255-p包括四(4)個發射機270-1到270-4和四(4)個接收機272-1到272-4。互補收發機255-q也包括四(4)個發射機270-1到270-4和四(4)個接收機272-1到272-4。收發機255-p的接收機270-1到270-4通過傳輸介質110的四(4)個介質110-1到110-4與收發機255-q的接收機272-1到272-4相連。相反，收發機255-q的接收機272-1到270-4通過傳輸介質110的相同的四(4)個介質110-1到110-4與收發機255-p的接收機272-1到272-4相連。每個介質110-1到110-4承載全雙工數據，即雙方向的數據流。因此，收發機255-p的發射機270-1通過介質110-1與收發機255-q的接收機272-1相連，收發機255-p的接收機272-1通過介質110-1與收發機255-q的發射機270-1相連；收發機255-p的發射機270-2通過介質110-2與收發機255-q的接收機272-2相連，收發機255-p的接收機272-2通過介質110-2與收發機255-q的發射機270-2相連；收發機255-p的發射機270-3通過介質110-3與收發機255-q的接收機272-3相連，收發機255-p的接收機272-3通過介質110-3與收發機255-q的發射機270-3相連；收發機255-p的發射機270-4通過介質110-4與收發機255-q的接收機272-4相連，收發機255-p的接收機272-4通過介質110-4與收發機255-q的發射機270-4相連。
例如，介質110-1到110-4可以是5、5E或6類銅線對。收發機255-p的發射機270-1到270-4和收發機255-q的發射機270-1到270-4中的每一個包括兩個信道，每個信道的波特率為208.333兆符號/秒。同樣，f0可以為312.5MHz或波特率的1.5倍。同樣，可以與6/7格碼編碼一起使用QAM128符號集合。所得到的總傳輸速率為每個方向10Gbits/sec。
在如圖2E所示配置的一些實施例中，收發機255-p的發射機270-1到270-4和收發機255-q的互補接收機272-1到272-4以頻率不同于收發機255-q的發射機270-1到270-4和收發機255-p的互補接收機272-1到272-4的信道進行操作。例如，收發機255-p的發射機270-1到270-4中的每一個可以在載波頻率為f0和3f0的信道上進行傳輸，而收發機255-q的發射機270-1到270-4中的每一個可以在載波頻率為2f0和4f0的信道上進行傳輸。但是，在本發明的一些實施例中，收發機255-p的發射機270-1和270-2和收發機255-q的發射機270-1和270-2使用相同的頻率集合f0和2f0進行傳輸。
在另一示例實施例中，10Gbps(η＝10)可以利用(K+1)＝2個信道301-0和301-1。例如，信道301-1可以是不具有糾錯編碼的16QAM(即未編碼16-AQM)，波特率B1為1.25GHz，例如，信道301-0可以是不具有糾錯編碼的16-PAM(即未編碼16-PAM)，波特率B0為1.25GHz。于是，PAM信道和QAM信道的波特率均為1.25Gsps。吞吐量為每一個5Gbps，總傳輸速率為10Gbps。信道的過量帶寬為大約50％，QAM的中心頻率可以為f1≥(1.5)*1.25GHz或大約1.8GHz。
在另一示例實施例中，10Gbps可以利用與前一示例相同的(K+1)＝2個信道301-0和301-1，信道301-1為4/5格碼編碼32QAM，波特率B1為1.25GHz，信道301-0為未編碼16-PAM，波特率B0為1.25GHz。同樣，信道301-1的中心頻率可以為f1≥(1.5)*1.25GHz或大約1.8GHz以上。
在另一示例中，可以利用(K+1)＝6個信道301-0到301-5。信道301-1到301-5可以是6/7格碼編碼128-QAM，波特率Bk為1.25GHz/6或208MHz。信道301-0，基帶信道，可以是3/4編碼16PAM或未編碼8-PAM，波特率B0＝1.25GHz。信道301-1到301-5的中心頻率可以分別為4f0、5f0、6f0、7f0和8f0，f0約為312.5MHz。
盡管這里具體描述了幾個不同的實施例，本領域普通技術人員應當意識到根據本發明的收發機的多種其他配置是可能的。可以根據所需的波特率和收發機復雜性，按照任意方式設置發射機和互補接收機的數量以及每個發射機的信道數量。應當意識到，可以通過提供具有在大量信道上進行傳輸的少量發射機或在少量信道上進行傳輸的大量發射機的收發機，來實現給定的所需波特率。此外，可以在傳輸介質上以半雙工或全雙工模式傳輸數據。同樣，濾波需求對于半雙工或全雙工傳輸是不同的。例如，在全雙工傳輸中應當包括回聲濾波，但在半雙工傳輸中可能是沒有用的。
如圖2B和2C所示，將來自每個發射機270-1到270-T的基帶調制器217和每個上轉換調制器212-1到212-K的信號輸入NEXT/回聲濾波器250。在如圖4A和4B所示的實施例中，將符號映射器456和403的輸出信號分別輸入NEXT/回聲濾波器250。本發明的其他實施例可以利用來自基帶調制器217和上轉換調制器212-1到212-K的其他信號，以便校正近端串話和回聲。
圖5示出了接收機272-r(參見圖2B和2D)的實施例的方框圖。接收機272-r包括在收發機255-p的接收機部分220-p中，并因此與收發機255-p的發射機部分210-p的發射機270-1到270-T相鄰，如圖2B所示，導致近端串話干擾(NEXT)。此外，接收機272-r接收來自互補發射機、通過傳輸介質110的數據。互補發射機與其他發射機相鄰，導致遠端串話干擾(FEXT)。此外，如果傳輸介質110是全雙工的，則發射機270-1到270-T之一在接收機272-r進行接收的相同介質上進行傳輸，導致回聲干擾。其他干擾來自上述交叉信道干擾和由于傳輸介質110本身所引起的符號間干擾。
如圖2D所示，接收機部分220-p的接收機272-r包括解調器221-1到221-K和可能的基帶解調器223，以形成(K+1)信道接收機。一些實施例不包括基帶解調器223。在接收機272-r的每個下轉換解調器222-1到222-K中接收來自接收機輸入緩沖器224的輸出信號Z(t)。于是，信號Z(t)是來自互補發射機的、通過傳輸介質110傳輸之后的傳輸信號z(t)。如圖3所示，在通過介質110的傳輸之后，信號在由發射機272-r使用的每個載波頻率處的衰減可能是不同的。此外，信號Z(t)受到由介質110的色散效應引起的符號間干擾。
色散效應導致在特定定時循環內接收到的信號與先前和未來定時循環處以該載波頻率接收的信號相混合。因此，除了由互補發射機(發射機部分210-1到210-P之一的發射機)的混頻器中的諧波產生所引起的交叉信道干擾效應以外，還通過介質110中的色散效應，在時間上混合每個信道的信號。而且，在輸入緩沖器224接收的信號包括來自收發機255-p的發射機部分210-p的發射機270-1到270-T的近端串話和回聲干擾(參見圖2B)。此外，FEXT干擾源自于來自與接收機272-1到272-R進行通信的遠端(即互補收發機)的其他發射機的干擾。因此，輸入緩沖器224的輸入信號Z(t)包括由互補發射機發射的信號、來自由發射機270-1到270-T傳輸的輸出信號的作用、和由位于互補收發機處的其他發射機傳輸的信號。
圖5示出了發射機272-r的基帶解調器223和下轉換解調器222-1到222-K的實施例。將信號Z(t)接收到基帶解調器223和下轉換解調器222-1到222-K中的每一個中。如圖5所示，例如，下轉換解調器222-k(下轉換解調器222-1到222-K中的任意一個)將信號Z(t)接收到下轉換器560-k中，將以頻率fk傳輸的信道轉換回基帶，并分別恢復同相和正交分量ZkI(t)和zkQ(t)。
下轉換器560-k將來自Z(t)的信號下轉換 其中 可以是對來自互補發射機的載波中心頻率fk的本地產生的估計。組件201-p(組件201-1到201-P中的任意一個)內的時鐘信號(根據來自如圖2A所示的PLL 230的基準信號產生)將具有相同的頻率。但是，組件201-1到201-P的不同組件之間的頻率可能會稍微不同。因此，{fk}表示互補發射機的頻率集合， 表示接收機272-r的頻率集合。在一些實施例中，作為整體固定用于收發機255-p的每個信道的頻率。
如圖5所示，PLL 523產生下轉換解調器222-1到222-K和基帶解調器223中的每一個的時鐘信號，具體地，產生針對下轉換解調器222-k的 信號。可以通過PLL 523中的π/2移相器產生 信號。PLL 523產生用在模擬到數字轉換器(ADC)506-k和507-k中的采樣時鐘信號以及用在下轉換解調器222-1到222-K和基帶解調器223中的其他定時信號。PLL 523還產生RX CLK信號，用于以nk比特輸出信號從接收機272-r的下轉換解調器222-k輸出。
PLL 523可以是發射機270-r基于基準時鐘信號的非同步時鐘。在一些實施例中，接收機系統220-p的接收機272-r的互補發射機，因為其是不同組件201-1到201-P的一部分，具有不同的時鐘信號。這意味著用于定時恢復和載波恢復的PLL校正發射機時鐘信號和接收機時鐘信號之間的相位和頻率偏移。在一個組件201-1到201-P中，每個獨立發射機和接收機可以以相同的PLL進行操作，因此將以相同的時鐘信號進行操作。組件201-i到201-j(i和j表示不同的組件201-1到201-P)通常可能以不同的時鐘信號頻率進行操作。
在一些實施例中，收發機255-p只與一個互補收發機255-q進行通信，例如，如圖2E和2F所示。在這種結構中，收發機255-p可以包括主時鐘，用于控制收發機255-p和255-q的總頻率。在這種結構中，收發機255-p的時鐘具有基于基準時鐘的自由振蕩頻率。收發機255-q從屬于收發機255-p的定時。換句話說，利用收發機255-q的PLL 523和頻移564，恢復收發機255-p的頻率。由于諧波頻率和波特率頻率彼此互為函數，恢復一個信道的一個頻率可以導致校正收發機255-q的所有混頻器的頻率和基帶/波特率。從機不僅使用恢復的頻率在其混頻器和ADC和基帶電路中進行接收，還將在傳輸混頻器和基帶傳輸中使用此頻率。這樣，主收發機將通過使用其原始時鐘，而自動具有正確頻率。通過使整個系統(基帶和混頻器)運行在一個基礎頻率，如NEXT/回聲濾波器250、FEXT濾波器251或交叉信道干擾濾波器570等濾波器的復雜度可以如下描述。對于整個系統不運行在一個基礎頻率的、本發明的實施例，較大地增加了NEXT/回聲濾波器250、FEXT濾波器251或交叉信道干擾濾波器570的復雜度。
在其中收發機255-p可以向多于一個其他收發機中的互補接收機進行傳輸，而且收發機255-p可以從多于一個其他收發機中的互補發射機進行接收的更為復雜的系統中，也可以采用主/從結構。在具有互補接收機(即接收來自收發機255-p的發射機270-1到270-T之一的數據的接收機)的每個收發機中可以利用來自每個發射機270-1到270-T的發射信號來設置其內部頻率。未接收來自收發機255-p的數據的收發機(即不包括互補收發機的收發機)的內部操作頻率可以從屬于由從屬于收發機255-p的互補收發機傳輸的頻率。以這種方式，每個收發機255-1到255-P可以有效地從屬于一個收發機255-p。
由于與在上轉換調制器212-1到212-K中產生諧波的多種相同原因，下轉換器560-1到560-K也產生諧波。因此，下轉換器560-k將中心頻率為0、 …的信號下轉換為基帶信號。此外，輸出信號Z2I(t)和Z2Q(t)包括頻率為0、 …的信道和具有這些頻率的諧波的信道的作用。因此，需要從在信道k＝2上傳輸的信號中抵消來自信道k＝3的信號。每個信道還包括由發射機混頻器產生的交叉信道干擾和由信道產生的色散干擾。如果濾波器215(圖2C)未濾除諧波的基帶分量，則每個信道可能會將其傳輸信號的副本放在基帶上，并且每個信道將在接收機側接收基帶信號。
信號ZkI(t)和ZkQ(t)還包括來自近端串話和可能的回聲的干擾(即，來自發射機部分210-p中的發射機270-1到270-T的傳輸的干擾)、和FEXT(即，來自向接收機272-1到272-R進行傳輸的發射機的傳輸的干擾(除了傳輸給如圖5所示的接收機272-r的信號))。此外，傳輸中的所有交叉信道效應將出現在下轉換解調器222-1到222-K和基帶解調器223中的獨立信號的干擾中。因此，在一些實施例中，從下轉換器560-k輸出的信號ZkI(t)和ZkQ(t)將受到源自向接收機272-r進行傳輸的互補發射機的發射機混頻器中的諧波產生的交叉信道干擾、源自于接收機272-r的接收混頻器中的諧波產生的交叉信道干擾、近端串話干擾和回聲、遠端串話、和源自于傳送媒體中的色散的時間、符號間干擾的作用。作為附加復雜因素，在一些實施例中，互補通信發射機/接收機對的發射機和接收機時鐘可以是不同的。因此，作為示例，在發射機的f1到fk分別對應于頻率f0到Kf0的實施例中，則接收機的 到 將對應于頻率(f0+Δ)到K(f0+Δ)，其中Δ表示接收機220-p的PLL523和發射機組件的PLL之間的頻移。于是，發射機混頻器通過將以頻率fk傳輸的信號混頻為0fk、2fk、3fk、…(在一個示例中為0、2kf0、3kf0、…)，引起交叉信道干擾。接收機混頻器通過將以 …接收的信號下轉換到基帶，引起交叉信道干擾。如果 為f0+Δ，則將諧波分別下轉換為頻移了kΔ、2kΔ、3kΔ、…的基帶。
在本發明的一些實施例中，接收機220-p包括頻移564，向PLL 523提供基準時鐘信號。可以頻移提供給PLL 523的基準時鐘信號，從而使Δ變為O。可以數字創建由頻移564提供給PLL 523的頻率，并能夠自適應地選擇頻移564的輸入參數，以使接收機頻率于發射機頻率匹配。在主/從環境中，只有接收機272-r不是主收發機的一部分時，才調整頻率。
將下轉換器560-k的輸出信號ZIk(t)和ZkQ(t)輸入模擬濾波器561-k。在一些實施例中，模擬濾波器561-k可以提供偏移校正，以校正PLL 523提供的正弦和余弦信號到信號Z(t)上的任何泄漏以及濾波器504-k和505-k以及ADC 506-k和507-k中的任何DC偏移。可以自適應地選擇DC偏移值，以及在一些實施例中，在初始設置過程之后，可以固定DC偏移值。在一些實施例中，模擬濾波器561-k可以提供用于濾除ZkI(t)和ZkQ(t)中、與下轉換解調器222-k的基帶信號不相關的信號的濾波。此外，可以在濾波器561-k中提供放大。可以通過自動增益控制(AGC)來確定濾波器561-k的增益。于是，模擬濾波器561-k的輸出信號可以是rkI(t)=LPF[Z(t)cos(2πf^kt)]gk1(t)]]>rkQ(t)=LPF[Z(t)sin(2πf^kt)]gkI(Q)]]>其中gkl(I)和gkl(Q)表示放大的增益，以及ZkI(t)=Z(t)cos(2πf^kt)]]>和ZkQ(t)=Z(t)sin(2πf^kt).]]>將從模擬濾波器561-k輸出的信號(信號rkI(t)和rkQ(t))分別輸入模擬到數字轉換器(ADC)506-k和507-k，分別形成與模擬信號rkI(t)和rkQ(t)相對應的數字化信號RkI(v)和RkQ(v)。整數索引v表示系統時鐘的時鐘循環數，通常以傳輸符號速率進行操作。在一些實施例中，ADC 506-k和507-k可以以與傳輸符號速率相同的采樣速率(例如QAM符號速率)進行操作。在一些實施例中，ADC 506-k和507-k能夠以更高的速率進行操作，例如QAM符號速率的兩倍。定時時鐘信號SCLK以及等式5的正弦和余弦函數由PLL 523確定。如上所述，在η＝10、K＝4、nk＝6且兩個傳輸介質的輸出中，ADC 506-k和507-k可以以大約208.333兆符號/秒的速率進行操作，或者在K＝8和兩個傳輸介質的實施例中，以大約104.167兆符號/秒的速率進行操作。在一些實施例中，ADC506-k和507-k可以是8比特ADC。但是，對于128QAM操作，可以使用多于7比特的元件。在一些實施例中，可以通過自動增益控制電路(AGC)520-k、分別根據ADC 506-k和507-k的數字輸出信號RkI(v)和RkQ(v)，設置ADC 506-k中的放大器的增益。
將ADC 506-k和507-k的輸出信號RkI(v)和RkQ(v)分別輸入第一數字濾波器562-k。在本發明的一些實施例中，同相和正交數據路徑可能會經歷較小的相位差，以θkc表示，以及較小的增益差。因此，在一些實施例中，在數字濾波器562-k中包括相位和幅度校正。為了校正同相和正交數據路徑之間的相位和幅度，假設數值RkI(v)和RkQ(v)之一為正確相位和幅度。然后，校正另一數值。可以利用對小θkc的近似來校正相位誤差，其中sinθkc近似于θkc，以及cosθkc近似于1。作為示例，假設RkI(v)的數值是正確的，校正RkQ(v)的數值。例如，此校正可以通過從RkQ(v)中減去數值θkcRkI(v)來實現。也可以通過增加RkQ(v)的一小部分ηkc來校正RkQ(v)的幅度。可以在自適應參數塊517-k中自適應地確定ηkc和θkc。此外，可以通過從RkI(v)和RkQ(v)的每一個中減去偏移值，實現算術偏移。偏移值也可以在自適應參數塊517-k中自適應地選擇。
此外，也可以在第一數字濾波器562-k中實現相位旋轉電路。相位旋轉電路將同相和正交信號都旋轉 可以自適應地選擇角度 在一些實施例中，可以將相位旋轉電路實現在角度和幅度校正電路之前。
最后，也可以在數字濾波器562-k中實現數字均衡器。數字濾波器562-k可以是線性和決定反饋均衡器的任意組合，可以自適應地選擇其系數。
在圖5所示的本發明的實施例中，包括在數字濾波器562-k中的復雜自適應均衡器可以計數由頻率相關信道衰減、由于通信系統200(可以是骨干平面通信系統、機箱間通信系統或芯片到芯片通信系統)中的連接器和過孔所引起的反射、以及傳輸和接收低通濾波器所引起的符號間干擾。應當注意，因為數據信號的頻分復用，如發射機系統210-p和接收機系統220-p中實現的那樣，任何一個信道301-0到301-K中所需的均衡量最小。在一些實施例中，例如，16信道、6比特每信道、10Gbps，只需要均衡大約1-2dB的傳輸信道幅值失真。在8信道實施例中，只需要均衡3-4dB的失真。換句話說，在本發明的一些實施例中，均衡器的傳遞函數中所需的抽頭數可以最小(例如，1-4個復數抽頭)，可以極大地簡化接收機220-p。在本發明的一些實施例中，均衡器可以具有任意數量的抽頭。在一些實施例中，NEXT/回聲濾波器250可以實現在交叉信道干擾濾波器570和FEXT濾波器251之前。
如圖5所示，交叉信道干擾濾波器570從由數字濾波器562-1到562-K輸出的信號E1I(v)和E1Q(v)到EKI(v)和EKQ(v)中移除交叉信道干擾的作用。例如，交叉信道干擾可能源自于發射機和接收機混頻器中的諧波產生，如上所述。在本發明的一些實施例中，交叉信道干擾濾波器570可以設置在數字濾波器562-k的均衡器之前。
將針對每個下轉換解調器222-1到222-K的、數字濾波器562-2的輸出信號EkI(v)和EkQ(v)輸入交叉信道干擾濾波器570。為了討論方便，將輸入信號EkI(v)和EkQ(v)組合為復數值Ek(v)=EkI(v)+iEkQ(v)]]>(其中i等于 )。從每個信道的Ek(v)值中減去來自每個信道的作用的和(即，信號E1(v)到Ek-1(v)中的每一個，以及在一些實施例中，E0(v))。從交叉信道干擾濾波器570輸出復數值Fk(v)和F0(v)，Fk(v)等于FkI(v)+iFkQ(v)，表示同相和正交輸出信號，F0(v)表示基帶解調器223的實數值。輸入信號F1，r到FK，r可以由等式(6)確定
其中Z-1表示一個循環延遲，以及附加標記r表示接收機272-r。為了方便，省略了時間索引v。增加了腳標r，以索引接收機272-r。在一些實施例中，還包括基帶中的交叉信道干擾，在這種情況下，在等式6中還包括描述了基帶中的作用、并由基帶信道引起的F0，r到E0，r和傳遞函數，否則，所有Qk，0r到Q0，kr(其中Qk.lr=(Qk,lI,r,Qk,lQ,r)]]>)均為零。
傳遞函數Qk，lr具有任意數量的抽頭，且通常可以由等式(7)給出
Qk,lI,r=σk,l0,I,r+σk,l1,I,rZ-1+σk,l2,I,rZ-2+···+σk,lM,I,rZ-M;]]>Qk,lQ,r=σk,l0,Q,r+σZ-1+σk,l2,Q,rZ-2+···+σk,lM,Q,rZ-M---(7)]]>通常，每個函數Qk，lr可以具有不同的抽頭數M。延遲時間由N確定，并且可以每個信道不同。在一些實施例中，每個函數Qk，lr的抽頭數M可以相同。在一些實施例中，可以增加延遲，以便匹配所有信道之間的定時。在一些實施例中，函數Qk，lr可以包括任意數量的延遲。
可以在如圖5所示的交叉信道自適應參數塊581中自適應地選擇系數σk，l0I，r到σk，lM，I，r和σk，l0，Q，r到σk，lM，Q，r，以便優化接收機系統220-p的性能。在一些實施例中，將M選擇為5。在一些實施例中，傳遞函數Qk，lr可以只是2個復數，在M＝0時。對于交叉信道干擾濾波器570和自適應選擇系數的進一步討論可以在2002年12月4日遞交的美國申請序列號10/310225中找到，將其一并在此作為參考。
因此，在交叉信道干擾濾波器570中，從數字濾波器562-1到562-K的輸出信號中減去交叉信道干擾。將交叉信道干擾濾波器570的輸出信號F0，r到FKr，r輸入FEXT濾波器251。FEXT濾波器251校正由與接收機272-r相連的發射機相鄰的發射機引起的干擾。在相鄰發射機與相鄰于接收機272-r的接收機(即收發機255-p的其他接收機272-1到272-R)相鄰的實施例中，則FEXT校正可以由等式(8)給出
同樣，傳遞函數Fek，li，r(其中Fek,li,r=(Fek,lI,i,r,Fek,lQ,i,r)]]>)是描述針對來自第i接收機的第k信道的信號、對第r接收機的第1信道的干擾抵消的傳遞函數。圖7以方框圖的形式示出了FEXT濾波器251的一部分。圖7所示的FEXT濾波器251是針對在接收機0到R處接收到的信號、對信號Fk，r進行干擾校正。由于未對在接收機272-r處接收到的信號進行校正，Fek，lr，r應當理解為0，因此，對于接收機272-r的FEXT干擾校正，在圖7中沒有方框表示。如圖7所示，以及在數學上由等式8描述，在傳遞函數塊703中，對每個信號F0，1到FK，R進行校正，并在求和器701中，對其結果求和。從Fk，r中減去所得到的總校正，在延遲塊704中延遲，在求和器702中形成數值Hk，r。針對收發機255-p中的每個信號F0，1到FK，R，計算此校正。
在如圖7所示的實施例中，在FEXT濾波器251包括對基帶和來自基帶的校正。如果基帶包括在濾波器計算中，則可以修改等式8，以包括傳遞函數Fek，0i，r和Fek，0i，r、輸入信號F0，r、和輸出信號H0，r；否則，所有Fek，0i，r和Fe0，kli，r等于0。
傳遞函數Fek，li，r可以具有任意數量的抽頭，并且通常可以由等式(9)給出Fek,lI,i,r=βk,l0,I,i,r+βk,l1,I,i,rZ-1+βk,l2,I,i,rZ-2+···+βk,lW,I,t,rZ-W;]]>Fek,lQ,i,r=βk,l0,Q,i,r+βk,l1,Q,i,rZ-1+βk,l2,Q,i,rZ-2+···+βk,lW,Q,t,rZ-W---(9)]]>可以根據等式(10)自適應地選擇系數βk，lw，I或Q，i，rβk,jw,x,I,i,r(v+1)=βk,jw,x,I,i,r(v)+α(eI,rI(v)Fk,iI(v-w))]]>βk,lw,y,I,i,r(v+1)=βk,lw,y,I,i,r(v)+α(eI,rI(v)Fk,iQ(v-w))]]>βk,lw,x,Q,i,r(v+1)=βk,lw,r,Q,i,r(v)+α(eI,rQ(v)Fk,iQ(v-w))]]>βk,lw,y,Q,i,r(v+1)=βk,lw,y,Q,i,r(v)+α(eI,rQ(v)Fk,iI(v-w))---(10)]]>其中βk,lw,I,i,r=βk,lw,x,I,i,r+iβk,lw,y,I,i,r]]>以及βk,lw,Q,i,r=βk,lw,x,Q,i,r+iβk,lw,y,Q,i,r.]]>參數α控制等式10收斂系數βk，lw，I或Q，i，r的數值的速度和這些數值的穩定性。理論上，α可以針對等式10所示的每個自適應等式而不同。參數el，rI和el，rQ是決定符號與在接收機272-r的限幅器516-1處的輸入信號之間的誤差。
在本發明的一些實施例中，可以將交叉信道干擾濾波器570和FEXT濾波器251組合為單一濾波器。由等式6和8可知，可以容易地修改等式8，以包括等式6中所描述的交叉信道作用。所得到的組合將自適應選擇的傳遞函數與具有自適應選擇參數的單一傳遞函數相組合，新傳遞函數為上述等式8所述的單獨針對FEXT濾波器251的Fek，li，r的形式，除了來自上述等式6所述的交叉信道干擾的附加作用Fek，lr，r不必是0，而只有Fek，kr，r仍然為0。自適應選擇的參數包括校正交叉信道干擾和FEXT干擾的作用，但所得到的實施方式將比如圖5所示的分離的交叉信道干擾濾波器570和FEXT濾波器251小。圖5所示的實施例分離這兩個濾波器，只是為了簡化對由接收機272-r中、根據本發明的濾波器所校正的信號干擾的兩個不同作用的討論。
如圖5所示，將FEXT干擾濾波器在每個信道中的輸出信號H0和H1到HK分別輸入NEXT/回聲濾波器250-0到250-K。為了注釋方便，省略了表示接收機和時間索引v的標記，應當理解，其表示接收機272-r和時間周期v。以下，將參照圖6，對NEXT/回聲濾波器250-0到250-K進行進一步的討論。NEXT/回聲濾波器250-0到250-K接收來自收發機255-p的發射機部分210-p的發射機270-1到270-T的信號，并從每個接收機272-1到272-R中的數值H0到HK中去除來自發射機270-1到270-T的信號由于發射機270-1到270-T與接收機272-1到272-R之間的近端串話的作用。
圖6示出了NEXT/回聲濾波器250-k，r(圖2B所示的NEXT/回聲濾波器250的一部分)的實施例的方框圖。具體地，NEXT/回聲濾波器250-k，r是如圖5所示的接收機272-r上的NEXT/回聲濾波器250-0到250-K中的任意一個，每一個均為如圖2B所示的NEXT/回聲濾波器250的一部分。NEXT/回聲濾波器250-k，r接收來自收發機255-p的發射機部分210-p的每個發射機270-1到270-T的信號。如圖6所示，將信號S0，1到SKT，T分別接收到傳遞函數塊601-(0，1)到601-(KT，T)中，其中Kt表示發射機270-t中的信道數。信號S0，1到S0，T是來自每個發射機270-1到270-T的基帶調制器217的基帶傳輸信號。如圖4A所示，信號S0，t可以是發射機270-t的符號映射器456的輸出信號。
信號S1，t到SKt，t可以分別是發射機270-t的上轉換調制器212-1到212-Kt的復數輸出信號。例如，信號Sk，t可以是發射機270-t(參見圖2A)的上轉換調制器212-k(參見圖4B)的符號映射器403的復數輸出信號。因此，Sk,t=Ikt+iQkt,]]>其中k＝1到Kt，且t表示收發機255-p的發射機部分210-p的發射機270-t。
NEXT/回聲濾波器250-k的塊601-(0，1)到601-(KT，T)中的每個傳遞函數FN0，kl，r到FNKT，kT，r分別確定應當從接收機272-r(參見圖5)的信號Hk中移除的信號S0，1到SK，T的量，以便校正近端串話和可能存在的回聲。函數FNkr，ktr，r(其中kt索引由發射機270-t中的上轉換調制器212-kt傳輸的第kt個信道，且位于1和Kt之間；kr索引在接收機272-r中的下轉換解調器222-kr中接收的第kr個信道，且位于1和Kr之間)表示函數塊601-(0，1)到601-(KT，T)的傳遞函數中的任意一個。可以將函數FNkt，krt，r(其中FNkt，krt，r表示組合(FNkt，krIt，r，FNkt，krQ，t，r))表示為FNkt,krI,t,r=δkt,kr0,I,t,r+δkt,kr1,I,t,rZ1+···+δkt,krw,I,t,rZ-w+···+δkt,krw,I,t,rZ-w]]>FNkt,krQ,t,r=δkt,kr0,Q,t,r+δkt,kr1,Q,t,rZ1+···+δkt,krw,Q,t,rZ-w+···+δkt,krw,Q,t,rZ-w---(11)]]>其中δkt,krw,I,i,r=δkt,krw,x,I,i,r+iδkt,krw,y.I.i,r]]>以及δkt,krw,Q,i,r=δkt,krw,x,Q,i,r+iδkt,krw,y.Q.i,r]]>可以是復系數，以及Z-1表示一個循環延遲。數值M是表示每個函數中的抽頭數的整數，并且可以針對所表示的每個傳遞函數而不同。對于回聲抵消，可以增加延遲數，以適應信號在互補收發機之間的傳播時間。此外，對于對應于基帶解調器223中的NEXT濾波器的NEXT/回聲濾波器250-0，所有函數FN0，0l，r到FNKT，0T，r的所有輸出信號可以具有實數輸出。
因此，接收機252-r的NEXT/回聲濾波器250-1到250-Kr的輸出信號可以表示為 和
在本發明的一些實施例中，可以固定等式12的系數。在一些實施例中，可以自適應地選擇等式12的系數。在一些實施例中，可以如下自適應地選擇系數δkt,krw,x,I,t,r(v+1)=δkt,krw,x,I,t,r(v)+α(ekt,rI(v)Skt,rI(v-w))]]>δkt,krw,y,I,t,r(v+1)=δkt,krw,y,I,t,r(v)+α(ekt,rI(v)Skt,rQ(v-w))]]>δkt,krw,x,Q,t,r(v+1)=δkt,krw,x,Q,t,r(v)+α(ekt,rQ(v)Skt,rQ(v-w))]]>δkt,krw,y,Q,t,r(v+1)=δkt,krw,y,Q,t,r(v)+α(ekt,rQ(v)Skt,rI(v-w))---(13)]]>系數α(在一些實施例中，可以不同于等式14所描述的每個參數)確定等式14多快收斂到穩定參數。這些參數通常選擇為10-3到10-5的數量級。
如等式11和12所示，在求和器602中總計每個函數塊601-(0，1)到601-(KT，T)的復輸出信號。在求和器603中，從來自信道301-k(即，如果k＝0，基帶解調器223，或者如果k＞0，下轉換解調器222-k)的交叉信道干擾濾波器的對應輸出信號中減去所得到的總和。
圖6所示的實施例包括來自發射機270-1到270-T的基帶調制器217的作用。但是，一些實施例不包括基帶作用。例如，等式12不包括該作用，盡管本領域普通技術人員可以容易地修改等式13，以包括基帶作用。
如圖5所示，將NEXT/回聲濾波器250-k的輸出信號NekI和NekQ輸入數字濾波器563-k。數字濾波器563-k可以包括進一步的放大、進一步的偏移和正交校正。放大可以通過自動增益控制確定，從而能夠最小化限幅器516-k產生的誤差信號。可以設置偏移值，以減小或最小化限幅器516-k處的誤差。此外，可以施加正交校正，以便在發射機處、校正同相和正交混頻器之間的相位差。于是，數字濾波器563-k的輸出信號GkI(v)和GkQ(v)可以由等式(14)給出GkI(v)=gk2=INekI(v)-OFFSET2I]]>GkQ(v)=gk2-QNekQ(v)-gk2-INekI(v)θ^k(2)-OFFSET2Q---(14)]]>其中gk2(I)和gk2(Q)可以是自適應選擇的增益值， 可以是自適應選擇的正交校正，以及OFFSET2I和OFFSET2Q可以是自適應選擇的偏移。
自適應參數517-k接收來自下轉換解調器222-k的多個部分的信號，包括來自限幅器516-k的誤差和決定符號值，并調整下轉換解調器222-k中的多個參數，以優化性能。能夠自適應選擇的一些參數包括增益、正交校正、偏移和均衡器系數。可以在交叉信道自適應參數塊581中選擇交叉信道干擾濾波器570的參數。在一些實施例中，根據在限幅器516-1到516-K中產生的決定符號( 和 )和誤差(ek，rI和ek，rQ)，選擇由交叉信道自適應參數塊581選擇的參數。
在一些實施例中，頻移564產生輸入PLL 523的基準信號，從而使具有接收機系統220-p的組件201-p的頻率 到 與具有發射機系統210-q的對應組件201-q的頻率f1到fk匹配，其中組件201-q相組件201-p傳輸數據。在f1到fK分別對應于頻率f0到Kf0的實施例中，則頻移564移位基準時鐘的頻率，從而使頻移Δ為0。于是，頻率 到 也是頻率f0到Kf0。在一些實施例中，頻移564可以接收來自自適應參數塊577和517-1到517-K的任意或所有環路濾波器的輸入，并調整頻移，從而使 到 保持恒定，例如0或任意其他角度。在一些實施例中，頻移564可以接收自適應參數塊517-1到517-K和基帶自適應參數塊577的任意或所有環路濾波器的輸出信號。頻移564還可以改變基帶接收時鐘的頻率，以匹配遠端收發機的時鐘頻率。
在主/從環境中，主機可以假定其頻率偏移為0(僅針對混頻器或針對混頻器和基帶時鐘)，并因而不進行校正。而從機不僅調整其接收混頻器和接收基帶時鐘，以通過頻移564匹配主機，而且調整其傳輸時鐘頻率(同樣，僅針對混頻器或針對混頻器和基帶時鐘)。通過調整傳輸和接收混頻器頻率，用在收發機255-p中的濾波器的復雜性可以如上所述與更為復雜的系統相反。通過調整基帶頻率，回聲/NEXT濾波器也如本公開所述與非常復雜的系統相反。
如圖5所示，將數字濾波器563-k的輸出信號(均衡后的樣本{GkI(v)，GkQ(v)})輸入格碼解碼器514-k。可以利用Viterbi算法進行格碼解碼，參見G.Ungerboeck.，“Trellis Coding Modulation withRedundant Signal Sets，Part I.Introduction，”IEEECommunications Magazine，vol.25，no.2，Feb.1987，pp.5-11、G.Ungerboeck.，“Trellis Coding Modulation with RedundantSignal Sets，Part II.State of the Art，”IEEE CommunicationsMagazine，vol.25，no.2，Feb.1987，pp.12-21或G.C.CLARK，JR.和J.B.CAIN.，ERROR CORRECTION CODING FOR DIGITALCOMMUNICATIONS(Plenum Press，New York，1981)。此外，格碼解碼器514從QAM符號集合轉換回并行比特。將格碼514的輸出信號(現在包含nk個并行比特)輸入解擾器515-k。接收機下轉換解調器222-k的解擾器515-k進行操作，以逆向進行上轉換調制器212-k的加擾器401的加擾操作。
如圖2D所示，在比特解析221中，將每個下轉換解調器222-1到222-K和基帶解調器223的輸出信號重新組合為NrR比特并行信號。此外，從比特解析221輸出RX時鐘信號。標記NrR表示每個發射機272-1到272-R可能具有不同的比特數(在調制器之間具有不同的比特分布)，NrR表示由發射機272-r接收的比特數。
圖5所示的基帶解調器223也接收來自介質110的信號Z(t)。基帶解調器223中的模擬處理571接收信號Z(t)。例如，模擬處理571可以包括低通濾波器，以便分離基帶信號和以載波頻率傳送的那些信號(如由上轉換調制器212-1到212-K傳輸的那些信號)。處理器571還可以包括對信號的一些模擬校正，包括防混疊濾波器、基線漂移濾波器或其他濾波器。
將模擬處理571的輸出信號輸入ADC 572，對其進行數字化。ADC572可以具有任意比特的分辨率。例如，在16-PAM系統中，可以使用至少四比特的ADC。ADC 572可以以由接收機120-p產生的時鐘信號為時鐘，例如，通常在如圖5所示的PLL 523中產生。在一些實施例中，自適應參數控制577可以產生能夠將相位與ADC 572的定時相加的相位信號。
將ADC 572的輸出信號輸入數字濾波器573。可以在數字濾波器573對信號進行進一步的濾波和整形。例如，濾波器573可以包括數字基線漂移濾波器、數字自動增益控制電路或任何其他濾波器。可以將數字濾波器573的輸出信號輸入交叉信道干擾濾波器570，可以消除來自其余信道301-1到301-K的、由基帶解調器223處理的基帶信號的干擾。然后，將交叉信道干擾濾波器570針對信道301-0的輸出信號F0輸入FEXT濾波器251。然后，將FEXT濾波器251的輸出信號H0輸入NEXT/回聲濾波器250-0。NEXT/回聲濾波器250-0從收發機255-k的發射機210-p中的數據的傳輸中消除對信道301-0的干擾(參見圖2B)。將NEXT/回聲濾波器250-0的輸出信號輸入濾波器574。濾波器574可以包括數字濾波，并且還執行均衡。
濾波器574針對符號間干擾，對信號進行均衡。濾波器574可以包括前饋部分、反饋部分或前饋和反饋部分的組合。然后，可以將濾波器574的輸出信號輸入數據恢復575。數據恢復575從均衡器濾波器575接收的信號中恢復數字信號。在一些實施例中，數據恢復575是PAM分割器。在一些實施例中，數據恢復575還可以包括如格碼解碼器、Reed-Solomon解碼器或其他解碼器等糾錯解碼器。然后，將數據恢復575的輸出信號輸入解擾器576，從而恢復所傳輸的并行比特。
在2002年12月4日、由Sreen A.Raghavan、Thulasinath G.Manicham、Peter J.Sallaway和Gerard E.Tayler遞交的美國專利申請序列號10/310255、“Multi-Channel CommunicationsTransceiver”；2002年6月10日、由Sreen A.Raghavan、ThulasinathG.Manicham、Peter J.Sallaway和Gerard E.Tayler遞交的美國專利申請序列號10/167,158、“Multi-Channel CommunicationsTransceiver”；Sreen A.Raghavan、Thulasinath G.Manicham、Peter J.Sallaway和Gerard E.Tayler的美國專利申請序列號10/071,771；2001年9月26日遞交的、Sreen A.Raghavan、Thulasinath G.Manicham和Peter J.Sallaway的美國專利申請序列號09/965,242；和2001年7月11日、由Sreen Raghavan遞交的美國專利申請序列號09/904,432中描述了上述多信道收發機的其他示例和細節，將其全部內容在此一并作為參考。
在一些實施例中，可以NEXT/回聲濾波器250在數據流中實現在交叉信道干擾濾波器570和FEXT濾波器251之前。通過首先實現NEXT/回聲濾波器250，NEXT/回聲濾波器250的尺寸可以更小和/或具有更少的抽頭。FEXT濾波器251和交叉信道干擾濾波器570可以將NEXT/回聲干擾從一個信道移向另一信道，因此可能(或非常可能)的是，如果首先進行NEXT和回聲干擾消除可能需要較少或不需要抽頭的變換函數FNkt，krt，r在已經實現了交叉信道干擾濾波器570和FEXT濾波器251之后需要更多的抽頭。相反的現象則不會發生，即FEXT濾波器251的實施引起FEXT干擾在信道間傳遞，因為NEXT/回聲濾波器250取消對傳輸符號的利用，而代之以接收信號。
本領域普通技術人員將意識到可以按照與所示不同的次序實現如圖5所示的接收機272-r的多種組件。此外，盡管在此公開中，將組件示為電路元件，但應當理解的是可以利用執行軟件代碼的一個或多個數字處理器執行一些功能(如果不是全部功能的話)。
上述本發明的實施例只是示例性的，并不用于限制本發明。本領域普通技術人員將意識到對所公開的實施例的多種修改，而這些修改傾向于包括在本發明的范圍和精神內。因此，本發明僅由所附權利要求限定。
權利要求
1.一種收發機，包括接收機部分，包括至少一個接收機，用于接收來自互補發射機的、通過傳輸介質的信號，所述至少一個接收機包括多個解調器，用于接收來自對應的多個頻率分隔信道的信號；以及干擾濾波器，與接收機部分相連，用于實質上減少由接收機部分接收到的信號中的干擾，所述干擾由與來自除互補發射機以外的其他發射機的多個對應頻率分隔信道中的每一個相關的傳輸引起。
2.根據權利要求1所述的收發機，其特征在于所述干擾濾波器包括遠端串話濾波器。
3.根據權利要求2所述的收發機，其特征在于將所述遠端串話濾波器與交叉信道干擾濾波器組合在一起。
4.根據權利要求2所述的收發機，其特征在于所述遠端串話濾波器接收來自至少一個接收機中的每一個的、多個解調器中的每一個的輸入信號，通過從接收部分中的每個信號中減去每個輸入信號的選定部分，從接收部分中的每個信號中去除干擾。
5.根據權利要求4所述的收發機，其特征在于所述遠端串話濾波器還通過從接收機部分中的每個信號中減去來自接收機部分中的每個其他信號的選定作為，校正交叉信道干擾。
6.根據權利要求2所述的收發機，其特征在于所述遠端串話濾波器中的參數是自適應地選擇的。
7.根據權利要求1所述的收發機，其特征在于所述收發機還包括至少一個發射機，以及所述干擾濾波器包括近端串話和回聲濾波器。
8.根據權利要求7所述的收發機，其特征在于所述近端串話和回聲濾波器從由至少一個接收機中的每一個的多個解調器、接收到的每個信號中減去由至少一個發射機傳輸的傳輸信號的選定部分。
9.根據權利要求8所述的收發機，其特征在于至少一個發射機包括多個調制器，多個調制器中的每一個均在對應的多個頻率分離信道中進行傳輸。
10.根據權利要求8所述的收發機，其特征在于選定部分是自適應地選擇的。
11.根據權利要求1所述的收發機，其特征在于所述多個解調器包括至少一個下轉換解調器，所述下轉換解調器包括下轉換器，用于接收來自傳輸介質的模擬信號，并產生與傳輸介質上、以特定載波頻率傳輸的信號相對應的基帶信號；模擬到數字轉換器，與下轉換器相連，以提供數字化的基帶信號；以及解碼器，與模擬到數字轉換器相連，以響應基帶信號來提供數據信號。
12.根據權利要求11所述的收發機，其特征在于還包括模擬濾波器，連接在下轉換器和模擬到數字轉換器之間，所述模擬濾波器提供對基帶信號的初始濾波和放大。
13.根據權利要求12所述的收發機，其特征在于所述模擬濾波器包括放大器。
14.根據權利要求11所述的收發機，其特征在于所述模擬濾波器包括低通濾波器。
15.根據權利要求11所述的收發機，其特征在于所述解碼器包括格碼解碼器。
16.根據權利要求15所述的收發機，其特征在于所述格碼解碼器解碼來自QAM符號集合的符號。
17.根據權利要求11所述的收發機，其特征在于所述多個解調器包括基帶解調器，所述基帶解調器包括模擬處理器，用于接收來自傳輸介質的模擬信號；模擬到數字濾波器，與模擬處理器相連，所述模擬到數字濾波器提供數字化信號；均衡濾波器，與模擬到數字濾波器相連；以及數據恢復塊，用于接收來自均衡濾波器的信號。
18.根據權利要求17所述的收發機，其特征在于所述模擬處理器包括低通濾波器。
19.根據權利要求17所述的收發機，其特征在于所述均衡濾波器包括均衡器。
20.根據權利要求17所述的收發機，其特征在于所述數據恢復塊解碼來自PAM符號集合的數據比特。
21.根據權利要求11所述的收發機，其特征在于所述干擾濾波器連接在模擬到數字轉換器和解碼器之間。
22.根據權利要求21所述的收發機，其特征在于還包括連接在干擾濾波器和模擬到數字轉換器之間的第一數字濾波器。
23.根據權利要求22所述的收發機，其特征在于所述第一數字濾波器包括從模擬到數字濾波器輸出的數字化基帶信號的同相和正交分量之間的相位和幅度校正。
24.根據權利要求22所述的收發機，其特征在于所述第一數字濾波器包括均衡器。
25.根據權利要求22所述的收發機，其特征在于還包括連接在干擾濾波器和解碼器之間的第二數字濾波器。
26.根據權利要求25所述的收發機，其特征在于所述第二數字濾波器包括基帶數字信號的同相和正交分量之間的相位和幅度校正。
27.根據權利要求25所述的收發機，其特征在于所述第二數字濾波器包括數字偏移。
28.根據權利要求21所述的收發機，其特征在于還包括連接在數字濾波器和干擾濾波器之間的交叉信道干擾濾波器。
29.根據權利要求28所述的收發機，其特征在于所述交叉信道干擾濾波器還與基帶解調器相連，用于校正基帶解調器中的信號的交叉信道干擾。
30.根據權利要求21所述的收發機，其特征在于所述干擾濾波器包括遠端串話濾波器。
31.根據權利要求30所述的收發機，其特征在于所述遠端串話濾波器接收來自至少一個接收機中的每一個、的多個解調器中的每一個的輸入信號，通過從與數字化基帶信號相關的信號中減去每個輸入信號的選定部分，校正與數字化基帶信號相關的信號。
32.根據權利要求31所述的收發機，其特征在于每個輸入信號的選定部分是自適應地選擇的。
33.根據權利要求31所述的收發機，其特征在于所述遠端串話濾波器包括交叉信道干擾校正。
34.根據權利要求31所述的收發機，其特征在于所述收發機還包括至少一個發射機，所述至少一個發射機包括多個調制器，用于在傳輸介質上的第二多個頻率分離信道中傳輸信號。
35.根據權利要求34所述的收發機，其特征在于所述第二多個頻率分離信道和所述多個頻率分離信道實質上是相同的。
36.根據權利要求34所述的收發機，其特征在于所述干擾濾波器包括近端串話濾波器。
37.根據權利要求36所述的收發機，其特征在于所述至少一個發射機的發射機和所述至少一個接收機的接收機共享物理連接，并且所述近端串話濾波器還校正回聲干擾。
38.根據權利要求36所述的收發機，其特征在于所述近端串話濾波器接收來自至少一個發射機中的每一個的、多個調制器中的每一個的傳輸信號，并從與數字化基帶信號相關的信號中減去每個傳輸信號的選定部分。
39.一種接收來自傳輸介質的數據的方法，包括將由互補發射機在傳輸介質上傳輸的對應多個頻率分隔信道的信號接收到多個解調器中；數字化多個解調器中的每一個中、與接收信號有關的信號，以形成數字化信號；校正多個解調器中的每一個中、與數字化信號有關的信號，以去除由除互補發射機以外、通過傳輸介質傳輸信號的其他發射機引起的干擾，形成校正信號；以及從與針對多個解調器中的每一個的校正信號有關的信號中，恢復由互補發射機傳輸的數據。
40.根據權利要求39所述的方法，其特征在于將信號接收到多個解調器中包括接收來自傳輸介質的傳輸信號；以及從針對多個解調器中的每一個的傳輸信號中獲得基帶信號，所述基帶信號對應于多個解調器之一，所述一個解調器對應于在針對所述一個解調器的多個頻率分隔信道中的對應一個中的傳輸。
41.根據權利要求40所述的方法，其特征在于獲得基帶信號包括利用下轉換器，對接收信號進行下轉換；以及對下轉換器的輸出信號進行濾波。
42.根據權利要求40所述的方法，其特征在于所述多個解調器之一接收在基帶信道上傳輸的信號，所述基帶信道是所述多個頻率分隔信道之一。
43.根據權利要求39所述的方法，其特征在于校正與數字化信號有關的信號包括提供對遠端串話干擾的校正。
44.根據權利要求43所述的方法，其特征在于提供對遠端串話干擾的校正包括從與數字化信號相關的信號中減去第二多個解調器中的每一個中的每個信號的作用。
45.根據權利要求43所述的方法，其特征在于提供對遠端串話干擾的校正還包括對交叉信道干擾的校正，其中從與數字化信號有關的信號中減去來自多個解調器中的每一個的作用。
46.根據權利要求39所述的方法，其特征在于與數字化信號相關的信號包括提供對近端串話干擾和回聲干擾的校正。
47.根據權利要求46所述的方法，其特征在于提供對近端串話干擾和回聲干擾的校正包括減去來自至少一個發射機所產生的信號的作用。
48.一種收發機系統，包括收發機，包括第一發射機，包括多個調制器，多個調制器中的每一個在傳輸介質上的第一多個頻率分隔信道之一中進行傳輸；以及第一接收機，包括多個解調器，多個解調器中的每一個從傳輸介質上的第二多個頻率分隔信道之一中接收信號；以及互補收發機，所述互補收發機包括互補第一接收機，用于接收與在傳輸介質上的第一多個頻率分隔信道之一中傳輸的信號相對應的信號；以及互補第一發射機，用于在傳輸介質上的第二多個頻率分隔信道中傳輸信號；以及其中所述收發機包括與第一接收機相連的干擾濾波器，所述干擾濾波器從第一接收機中的信號中去除由互補第一發射機以外的其他發射機引起的干擾。
49.根據權利要求48所述的收發機系統，其特征在于所述干擾濾波器包括遠端串話濾波器，用于接收來自收發機中的至少一個其他發射機的信號，以及校正第一接收機中的信號。
50.根據權利要求48所述的收發機系統，其特征在于所述干擾濾波器包括近端串話和回聲濾波器，用于接收來自第一發射機的信號，以及校正第一接收機中的信號。
51.根據權利要求50所述的收發機系統，其特征在于所述近端串話和回聲濾波器還用于接收來自收發機中的至少一個其他發射機的信號。
52.根據權利要求48所述的收發機系統，其特征在于所述傳輸介質包括連接第一發射機和互補第一接收機的第一銅雙絞線對和連接第一接收機和互補第一發射機的第二銅雙絞線對。
53.根據權利要求52所述的收發機系統，其特征在于所述收發機還包括第二發射機和第二接收機，以及所述互補收發機還包括互補第二接收機和互補第二發射機，以及所述傳輸介質包括連接第二發射機和互補第二接收機的第三銅線對和連接第二接收機和互補第二發射機的第四銅線對。
54.根據權利要求53所述的收發機系統，其特征在于第一多個頻率分隔信道包括頻率為f0、2f0、3f0和4f0的四個信道，f0約為312.5MHz，第二多個頻率分隔信道實質上與第一組頻率分隔信道相同，多個調制器中的每一個利用波特率為208.333兆符號/秒的6/7格碼編碼，傳輸QAM128符號，以及多個解調器中的每一個利用波特率為208.333兆符號/秒的6/7格碼編碼，接收QAM128符號。
55.根據權利要求48所述的收發機系統，其特征在于所述傳輸介質包括第一銅線對，第一發射機和互補第一接收機通過第一銅線對相連，第一接收機和互補第一發射機也通過第一銅線對相連。
56.根據權利要求55所述的收發機系統，其特征在于所述收發機包括第二發射機、第三發射機和第四發射機、第二接收機、第三接收機和第四接收機，以及所述互補收發機包括互補第二發射機、互補第三發射機、互補第四發射機、互補第二接收機、互補第三接收機和互補第四接收機，以及所述傳輸介質還包括第二銅線對，連接第二發射機、第二接收機、互補第二發射機和互補第二接收機；第三銅線對，連接第三發射機、第三接收機、互補第三發射機和互補第三接收機；以及第四銅線對，連接第四發射機、第四接收機、互補第四發射機和互補第四接收機。
57.根據權利要求56所述的收發機系統，其特征在于第一多個頻率分隔信道處于f0和2f0，f0約為312.5MHz，第二多個頻率分隔信道實質上與第一多個頻率分隔信道是相同的，多個調制器中的每一個利用波特率為208.333兆符號/秒的6/7格碼編碼，傳輸QAM128符號，以及多個解調器中的每一個利用波特率為208.333兆符號/秒的6/7格碼編碼，接收QAM128符號。
58.根據權利要求57所述的收發機系統，其特征在于第一多個頻率分隔信道的頻率為f0和3f0，以及第二多個頻率分隔信道的頻率為2f0和4f0。
59.根據權利要求57所述的收發機系統，其特征在于所述干擾濾波器包括遠端串話濾波器，用于接收來自第一接收機、第二接收機、第三接收機和第四接收機中的每一個的信號，并校正第一接收機、第二接收機、第三接收機和第四接收機中的每一個中的信號。
60.根據權利要求57所述的收發機系統，其特征在于所述干擾濾波器包括近端串話和回聲濾波器，用于接收來自第一發射機、第二發射機、第三發射機和第四發射機的信號，并校正第一接收機、第二接收機、第三接收機和第四接收機中的信號。
61.根據權利要求48所述的收發機系統，其特征在于所述收發機包括主鎖相環，用于提供定時信號，以及所述互補收發機包括頻移和鎖相環，用于恢復所述收發機的定時信號。
62.根據權利要求48所述的收發機系統，其特征在于所述互補收發機包括主鎖相環，用于提供定時信號，以及所述收發機包括頻移和鎖相環，用于恢復所述收發機的定時信號。
63.一種通信方法，包括接收由互補發射機在一組頻率分離信道上傳輸過來的信號，從而校正來自非互補發射機的干擾。
64.一種通信設備，包括接收機，接收來自互補發射機的、一組頻率分離信道上的信號；以及濾波單元，校正信號中來自非互補發射機的干擾。
65.一種收發機，包括裝置，用于接收由互補發射機通過傳輸介質傳輸的、來自多個頻率分隔信道的信號；以及裝置，用于校正除互補發射機以外、在傳輸介質上進行傳輸的其他發射機的作用而引起的干擾。
66.根據權利要求65所述的收發機，其特征在于還包括用于在傳輸介質上的第二多個頻率分隔信道中傳輸信號的裝置。
67.根據權利要求65所述的收發機，其特征在于用于校正干擾的裝置包括用于校正遠端串話干擾的裝置。
68.根據權利要求66所述的收發機，其特征在于用于校正干擾的裝置包括用于校正近端串話和回聲干擾的裝置。
69.根據權利要求65所述的收發機，其特征在于還包括裝置，用于執行定時恢復。
全文摘要
根據本發明的收發機接收來自互補發射機的多個頻率分隔傳輸信道的數據，并包括干擾濾波器，用于校正來自除所述互補發射機以外的其他發射機的干擾。例如，所述干擾濾波器能夠校正近端串話和回聲干擾濾波和/或遠端串話干擾濾波。收發機可以包括發射機部分和接收機部分，具有一個或多個接收機，用于接收多個頻率分隔傳輸信道中的信號。基帶發射機可以與一個或多個發射機進行組合，將數據發射到頻率分隔傳輸信道之一中。可以利用調制系統的任意組合(例如，針對基帶的PAM和針對頻率分隔頻帶的QAM)。在一些實施例中，一個基帶PAM發射機與一個或多個頻率分隔QAM發射機進行組合。
文檔編號H04L27/26GK1799206SQ200480015236
公開日2006年7月5日 申請日期2004年6月1日 優先權日2003年6月3日
發明者斯里恩·A·拉加馬, 圖拉辛納·G·馬尼克姆, 彼得·J·薩拉衛, 杰勒德·E·泰勒 申請人:瓦迪弗技術公司