專利名稱：相位誤差檢測電路及同步時鐘抽出電路的制作方法
技術領域：
本發明，涉及一種從光盤或磁盤等記錄媒體中抽出它所記錄的數據，并在抽出同步的同步時鐘的再生信號處理電路中為抽出同步時鐘的相位誤差檢測電路。
背景技術：
將以前的光盤裝置中的再生信號處理電路的一例用圖12表示。
圖12中，1是光盤等的記錄媒體，2是光頭，3是模擬調諧器，12是數碼信號處理電路。上述數碼信號處理電路12中，4是A/D轉換器，5是數字濾波器，6是解碼器，13是同步時鐘抽出電路。同步時鐘抽出電路13內，7是相位比較器，8及11是循環濾波器，9是電壓控制振蕩器(VCO)，10是頻率比較器。以下敘述上述構成的具體情況及動作概要。
再生刻入光盤等記錄媒體1的數據時，首先，用激光照射記錄媒體1，由光頭2讀取其反射光，將反射光的強弱轉換成電信號生成模擬再生信號。由該光頭2讀取的模擬再生信號，由模擬調諧器3進行信號振幅的增益調整或偏置調整，以及等波為目的的高頻成份增大和雜音除去處理。由模擬調諧器3等波處理了的模擬再生信號，成為A/D轉換器4數字化的數碼數據。以下成為數碼信號處理。
數碼信號處理電路12中，由A/D轉換器4數字化了的再生數據，由數字濾波器5實施波形補正處理，再由譯碼器6譯碼成為二值數據。還有，由上述A/D轉換器4數字化了的再生數據，被輸入到同步時鐘抽出電路13。
上述同步時鐘抽出電路13中，頻率比較器10，算出再生數據和VCO9輸出時鐘的頻率誤差，循環濾波器11濾波上述頻率比較器10輸出的頻率誤差。XCO9，對應上述循環濾波器11整平了的頻率誤差值，改變該輸出的時鐘的頻率。同樣，相位比較器7，算出再生數據和VCO9輸出時鐘的相位誤差，循環濾波器8濾波上述相位比較器7輸出的相位誤差，VCO9，對應上述循環濾波器8整平了的相位誤差，改變該輸出時鐘的頻率數。由該反饋循環，控制從VCO9輸出的時鐘的頻率誤差變為零。同步時鐘抽出電路13的動作，一般地是按照首先補正頻率誤差，其次補正相位誤差的順序進行。VCO9輸出的時鐘，也提供給包含A/D轉換器4的數碼信號處理電路12，頻率控制及相位控制成為穩定狀態的話，VCO9輸出的時鐘成為與再生數據同步的同步時鐘。
這樣的同步時鐘抽出電路中的相位比較器7的以前的構成，例如由特開平8-17145號公報所揭載。以下，相位比較器7的以前的構成的一例用圖13表示。
同圖中，相位比較器7，是由零交叉檢測電路74和相位誤差算出電路75構成。零交叉檢測電路74，從再生數據檢測出零交叉點，輸出零交叉檢測信號。相位誤差算出電路75，以再生信號為輸入信號，以零交叉檢測信號為啟動信號，以零交叉檢測信號為計時輸出相位誤差數據。
接下來，零交叉檢測電路74的以前構成的一例由圖14表示。同圖的零交叉檢測電路74，是由平均化電路741、D雙穩態多諧振蕩器742、排他論理求和電路743構成。平均化電路741，計算連續的兩個再生數據的平均值，輸出其編碼數據。D雙穩態多諧振蕩器742，將來自平均化電路741的編碼數據遲延一個時鐘。編碼數據排他論理求和電路743，接收平均化電路741輸出的平均值的編碼數據和由D雙穩態多諧振蕩器742遲延了的編碼數據的兩個編碼數據，檢測編碼數據的記號從正到負及從負到正的反轉點。排他論理求和電路743的輸出成為零交叉檢測電路74的零交叉檢測信號。
零交叉檢測電路74中零交叉點的檢測樣子一例由圖15表示。同圖，表示檢測再生數據上升時零交叉點的樣子。圓記號表示再生數據樣品點。相應于時間的推移，表示a(n-1)、a(n)、a(n+1)，這種情況作為相位誤差檢測的零交叉點為a(n)。交叉記號(×)表示各前后兩個平均值。因為編碼數據a(n-1)與其下一個編碼數據a(n)的平均值的符號為正，編碼數據a(n)與其下一個編碼數據a(n+1)的平均值的符號為負，所以，位于其中間的編碼數據a(n)判定為零交叉點。基于該編碼數據a(n)的值和交叉邊緣的方向算出相位誤差。
(發明所要解決的課題)以前的零交叉檢測方式的課題用圖16表示。同圖，表示對于3T+3T(T為溝道周期)的再生波形的零交叉檢測樣子。同圖(a)表示由圖15說明了的用零交叉檢測方式正常地進行零交叉檢測的樣子。由該圖可知，再生數據和樣品時鐘能夠同步取得的情況下，正確地檢測零交叉點。對此，如同圖(b)所示，再生數據與樣品時鐘的頻率誤差大的情況下，在某一點發生相位反轉誤檢測零交叉點。
因此，以前的相位誤差比較方式中，存在有因為輸入線形波段狹小，俘獲波段也小的課題。
發明內容
本發明，其目的在于解決上述課題，即便是無法同步取得再生數據和樣品時鐘的情況下，也能夠正確檢測零交叉點。
為達到上述目的，本發明中，在無法同步取得再生數據和樣品時鐘的情況下，不使用零交叉檢測方式，以前面工程中檢測的相位誤差數據為基準值，檢測與該基準值交叉的再生數據的交叉時刻。
也就是，本發明的相位誤差檢測電路，是基于來自記錄再生裝置再生的且數字化了的再生數據抽出與該再生數據自身同步的同步時鐘時使用的相位誤差算出電路，以包括與輸入上述再生數據的同時接收所規定基準值，檢測上述再生數據與上述基準值交叉的交叉時刻的交叉檢測部；接收上述再生數據及上述交叉檢測部的交叉時刻信號，以上述交叉時刻為準以上述再生數據與零值的差為相位誤差數據予以算出的相位誤差算出部；接收上述相位誤差算出部的相位誤差數據，基于該相位誤差數據更新上述交叉檢測部的上述基準值的交叉基準值生成部為特征。
本發明，以在上述相位誤差檢測電路中，上述交叉基準值生成部由上述相位誤差算出部每算出一次相位誤差數據，就將該算出最新的相位誤差數據作為上述交叉檢測部的基準值予以更新為特征。
本發明，以在上述相位誤差檢測電路中，上述交叉檢測部具有檢測上述再生數據相對于上述基準值上升交叉的上升交叉時刻的上升交叉檢測部和，檢測上述再生數據相對于上述基準值下降交叉的下降交叉時刻的下降交叉檢測部為特征。
本發明，以在上述相位誤差檢測電路中，上述相位誤差算出部接收上述上升交叉檢測部的上升交叉時刻信號，以上述上升交叉時刻的上述再生數據與上述基準值的差為上升相位誤差數據予以算出的同時，接收上述下降交叉檢測部的下降交叉時刻信號，以上述下降交叉時刻的上述再生數據與上述基準值的差為下降相位誤差數據予以算出為特征。
本發明，以在上述相位誤差檢測電路中，上述交叉基準值生成部，接收上述相位誤差算出部的上升相位誤差數據及下降相位誤差數據，以上述上升相位誤差數據作為上升基準值輸出給上述上升交叉檢測部，以上述下降相位誤差數據作為下降基準值輸出給上述下降交叉檢測部為特征。
本發明，以在上述相位誤差檢測電路中，上述交叉基準值生成部，接收上述相位誤差算出部的上升相位誤差數據，以上述上升相位誤差數據作為上升基準值輸出給上述上升交叉檢測部，以反轉上述上升相位誤差數據的符號后的上升相位誤差數據為下降基準值輸出給上述下降交叉檢測部為特征。
本發明，以在上述相位誤差檢測電路中，上述交叉基準值生成部，接收上述相位誤差算出部的下降相位誤差數據，以反轉上述下降相位誤差數據的符號后的下降相位誤差數據作為上升基準值輸出給上述上升交叉檢測部，以上述下降相位誤差數據作為下降基準值輸出給上述下降交叉檢測部為特征。
本發明，以在上述相位誤差檢測電路中，上述交叉基準值生成部，接收上述相位誤差算出部的上升相位誤差數據及下降相位誤差數據，算出該輸入的上升相位誤差數據及下降相位誤差數據的和的二分之一值，以該和的二分之一值及其符號反轉值作為上升基準值及下降基準值輸出給上述上升交叉檢測部及下降交叉檢測部為特征。
本發明，以在上述相位誤差檢測電路中，上述交叉基準值生成部，具有將上述交叉檢測部的基準值固定為零值的構成，而上述相位誤差檢測電路則包括上述交叉基準值生成部中為切換基于相位誤差數據的基準值更新和基準值為零值的固定，向上述交叉基準值生成部輸出控制信號的控制信號生成部為特征。
本發明，以在上述相位誤差檢測電路中，上述控制信號生成部，接收上述相位誤差算出部的相位誤差數據，對應于該相位誤差數據所示的相位誤差，為在上述交叉基準值生成部中切換基于相位誤差數據的基準值更新和基準值為零值的固定，生成控制信號為特征。
本發明，以在上述相位誤差檢測電路中，上述控制信號生成部，當上述接收的相位誤差數據所示的相位誤差為未達到所規定值而接近于穩定狀態的情況下生成控制信號，將基準值的生成方式從基于相位誤差數據的基準值更新切換成基準值為零值的固定為特征。
本發明，以在上述相位誤差檢測電路中，上述控制信號生成部，為當上述接收的相位誤差數據所示的相位誤差達到所規定閾值以上時，基于相位誤差數據更新基準值，而未達到所規定閾值電時將基準值固定為零值，生成控制信號為特征。
本發明，以在上述相位誤差檢測電路中，上述控制信號生成部，接收來自上述相位誤差檢測電路外部的所規定信號，對應于該來自于外部的所規定信號，為在上述交叉基準值生成部中切換基于相位誤差數據的基準值更新和基準值為零值的固定，生成控制信號為特征。
本發明，以在上述相位誤差檢測電路中，上述控制信號生成部，將在檢測到上述再生數據的特殊類型時輸出的信號作為上述來自于外部的所規定信號接收時的基準值生成，為在上述交叉基準值生成部中切換基于相位誤差數據的基準值更新和基準值為零值的固定，輸出控制信號為特征。
本發明，以在上述相位誤差檢測電路中，上述再生數據的特殊類型被檢測到時輸出的信號，為檢測到光盤的同步符號(sync mark)的間隔時生成的同步檢測信號為特征。
本發明，以在上述相位誤差檢測電路中，上述控制信號生成部，接收上述再生數據中發生異常時生成的異常檢測信號，在上述交叉基準值生成部中將基于相位誤差數據的基準值更新復原到所規定值的基準值為特征。
本發明，以在上述相位誤差檢測電路中，上述控制信號生成部，與輸入上述相位誤差算出部的相位誤差數據的同時，接收來自相位誤差算出電路外部的所規定信號，對應于上述相位誤差數據所示的相位誤差及上述來自外部的所規定信號，為在上述交叉基準值生成部中切換基于相位誤差數據的基準值更新和基準值為零值的固定，生成控制信號為特征。
本發明的同步時鐘抽出電路，以包括述相位誤差檢測電路、接收由上述相位誤差檢測電路輸出的相位誤差數據，對應于該相位誤差數據所示的相位誤差改變同步時鐘頻率的電壓控制振蕩器為特征。
本發明，以在上述相位誤差檢測電路中，包括生成為更新上述交叉檢測部的基準值所使用的閾值的閾值生成部，上述交叉基準值生成部，接收上述閾值生成部的閾值，基于該閾值和上述相位誤差算出部的相位誤差數據，更新上述交叉檢測部的基準值為特征。
本發明，以在上述相位誤差檢測電路中，上述閾值生成部，在接收上述相位誤差算出部的相位誤差數據的同時，接收來自外部的所規定閾值數據，上述相位誤差數據的絕對值和上述所規定閾值數據的絕對值中，以小的絕對值為閾值為特征。
本發明，以在上述相位誤差檢測電路中，上述閾值生成部，生成上升交叉時刻用閾值和下降交叉時刻用閾值為特征。
本發明，以在上述相位誤差檢測電路中，上述交叉檢測部，包括檢測上述再生數據相對于上述基準值上升交叉的上升交叉時刻的上升交叉檢測部；檢測上述再生數據相對于上述基準值下降交叉的下降交叉時刻的下降交叉檢測部為特征。
本發明，以在上述相位誤差檢測電路中，上述相位誤差算出部，接收上述上升交叉檢測部的上升交叉時刻信號，算出上述上升交叉時刻的上述再生數據和上述基準值的差作為上升相位誤差數據，同時，接收上述下降交叉檢測部的下降交叉時刻信號，算出上述下降交叉時刻的上述再生數據和上述基準值的差作為下降相位誤差數據為特征。
本發明，以在上述相位誤差檢測電路中，上述交叉基準值生成部，接收上述相位誤差算出部的上升相位誤差數據和上述閾值生成部的上升交叉時刻用閾值，以上述上升相位誤差數據的絕對值和上述上升交叉時刻用閾值的絕對值中小的那一個絕對值作為上升基準值的同時，接收上述相位誤差算出部的下降相位誤差數據和上述閾值生成部的下降交叉時刻用閾值，以上述下降相位誤差數據的絕對值和上述下降交叉時刻用閾值的絕對值中小的那一個絕對值作為下降基準值為特征。
本發明，以在上述相位誤差檢測電路中，上述交叉基準值生成部，接收上述相位誤差算出部的上升相位誤差數據和上述閾值生成部的上升交叉時刻用閾值，以上述上升相位誤差數據的絕對值和上述上升交叉時刻用閾值的絕對值中小的那一個絕對值作為上升基準值的同時，以反轉上述上升基準值的符號的值作為下降基準值為特征。
本發明，以在上述相位誤差檢測電路中，上述交叉基準值生成部，接收上述相位誤差算出部的下降相位誤差數據和上述閾值生成部的下降交叉時刻用閾值，以上述下降相位誤差數據的絕對值和上述下降交叉時刻用閾值的絕對值中小的那一個絕對值作為下降基準值的同時，以反轉上述下降基準值的符號的值作為上升基準值為特征。
本發明，以在上述相位誤差檢測電路中，上述交叉基準值生成部，具有算出上述相位誤差算出部的上升相位誤差數據的絕對值和上述閾值生成部的上升交叉時刻用閾值的絕對值中的小的那一個絕對值，和算出上述相位誤差算出部的下降相位誤差數據的絕對值和上述閾值生成部的下降交叉時刻用閾值的絕對值中的小的那一個絕對值的雙方絕對值的平均值的絕對值平均值算出電路，以上述絕對值平均值算出電路算出的上述兩絕對值的平均值為上升基準值及下降基準值為特征。
本發明，以在上述相位誤差檢測電路中，上述交叉基準值生成部，作為上述交叉檢測部的基準值，在上述閾值生成部的閾值和上述相位誤差算出電路的相位誤差數據的基準值以外，零值的基準值，另外，上述交叉基準值生成部，具有選擇上述零值的基準值，以上述基于閾值及相位誤差數據的基準值中的任何一個的選擇電路為特征。
本發明，以在上述相位誤差檢測電路中，具有生成將上述交叉基準值生成部的選擇電路切換為以零值為基準值一側的控制信號的控制信號生成部為特點。
本發明，以在上述相位誤差檢測電路中，上述控制信號生成部，接收上述相位誤差算出部算出的相位誤差數據，當該相位誤差數據的值收斂在未滿所規定值的范圍內時生成上述控制信號，再將該控制信號輸出給上述交叉基準值生成部的選擇電路為特征。
本發明，以在上述相位誤差檢測電路中，上述控制信號生成部，在上述記錄再生裝置從光盤讀取并再生數據時，當檢測到記錄在上述光盤的同步記號的間隔時生成上述控制信號，再將該控制信號輸出給上述交叉基準值生成部的選擇電路為特征。
本發明，以在上述相位誤差檢測電路中，上述閾值生成部，包括遞減所規定閾值的遞減電路；選擇上述所規定閾值和由上述遞減電路遞減了的閾值中的任何一個的選擇電路；以及生成將上述選擇電路切換為上述遞減電路一側的切換信號的切換信號生成部為特征。
本發明，以在上述相位誤差檢測電路中，上述切換信號生成部，當上述再生數據的零交叉次數在所規定時間中未達到所規定值時，生成上述切換信號輸出給上述選擇電路為特征。
本發明，以在上述相位誤差檢測電路中，上述閾值生成部，具有接收來自外部的控制信號，選擇為零值的閾值的選擇電路為特征。
本發明，以在上述相位誤差檢測電路中，上述交叉基準值生成部，具有將上述相位誤差算出部的相位誤差數據值調整為所規定倍數的增益調整電路為特征。
本發明的同步時鐘抽出電路，是以包括上述相位誤差檢測電路；輸入從上述相位誤差檢測電路輸出的相位誤差數據，對應該相位誤差數據所示的相位誤差改變同步時鐘頻率的電壓控制振蕩器為特征。
由以上所述，本發明中，由前面的過程檢測的相位誤差數據作為基準值反饋，經過更新，將該基準值與再生信號交叉時刻的再生數據作為下一個交叉檢測信號，檢測該交叉檢測信號的相位誤差數據，所以，即便是沒有取得再生數據和樣品時鐘的同步的情況下，能夠正確檢測相位誤差，擴大俘獲波段是可能的。
特別是在本發明中，相位誤差變小而接近通常狀態以后，能夠移至以再生信號和零值的交叉時刻作為交叉檢測信號生成的零交叉方式，所以能夠有效地且安定地進行相位誤差的檢測。
再有，本發明中，將前面過程檢測的相位誤差數據作為基準值時，當該基準值比設定的閾值大時，將該基準值限制為設定閾值，使所采用的基準值收斂在適當的范圍內，能夠加強再生信號的振幅(jitter)，可以更正確地檢測相位誤差。
圖1，是表示本發明的第1實施方式的相位誤差檢測電路的圖。
圖2，是表示同相位誤差檢測電路所具有的上升交叉檢測部的內部構成的圖。
圖3，是表示同相位誤差檢測電路所具有的相位誤差算出部的內部構成的圖。
圖4，是表示同相位誤差檢測電路所具有的交叉基準值生成部的內部構成的圖。
圖5，是表示同實施方式的相位誤差檢測電路的相位誤差檢測方式的樣子圖。
圖6，是表示本發明的第2實施方式的相位誤差檢測電路的相位誤差檢測方式的樣子圖。
圖7，是表示本發明的第3實施方式的相位誤差檢測電路的相位誤差檢測方式的樣子圖。
圖8，是表示本發明的第4實施方式的相位誤差檢測電路的相位誤差檢測方式的樣子圖。
圖9，是表示第1實施方式的相位誤差檢測電路所具有的控制信號生成部的內部構成的圖。
圖10，是表示本發明的第5實施方式的相位誤差檢測電路的相位誤差檢測方式的樣子圖。
圖11，是表示本發明的第6實施方式的相位誤差檢測電路的相位誤差檢測方式的樣子圖。
圖12，是表示本發明的第9實施方式的相位誤差檢測電路的圖。
圖13，是表示同相位誤差檢測電路所具有的閾值生成部的內部構成的圖。
圖14，是表示同相位誤差檢測電路所具有的交叉基準值生成部的內部構成的圖。
圖15，是表示同相位誤差檢測電路的交叉數據檢測方式的樣子圖。
圖16，是表示本發明第10實施方式的相位誤差檢測電路所具有的交叉基準值生成部的內部構成的圖。
圖17，是表示同相位誤差檢測電路的交叉數據檢測方式的樣子圖。
圖18，是表示本發明第11實施方式的相位誤差檢測電路所具有的交叉基準值生成部的內部構成的圖。
圖19，是表示同相位誤差檢測電路的交叉數據檢測方式的樣子圖。
圖20，是表示變形了同相位誤差檢測電路的情況的交叉數據檢測方式的樣子圖。
圖21，是表示本發明第12實施方式的相位誤差檢測電路所具有的交叉基準值生成部的內部構成的圖。
圖22，是表示本發明第13實施方式的相位誤差檢測電路所具有的交叉基準值生成部的內部構成的圖。
圖23，是表示以前的一般地光盤的再生信號處理電路的圖。
圖24，是表示具有同以前的再生信號處理電路的相位比較器的內部構成圖。
圖25，是表示具有同以前的相位比較器的零交叉檢測電路的內部構成的圖。
圖26，是表示同以前的相位比較器的零交叉檢測方式的樣子的圖。
圖27(a)，是同以前的相位比較器中，可以同時取得再生數據和樣品數據的情況下正常進行零交叉檢測的說明圖。
圖27(b)，是同以前的相位比較器中，再生數據和樣品數據的頻率誤差大的情況下在零交叉點發生誤檢測的說明圖。
具體實施例方式
以下，基于
本發明的實施方式。
(第1實施方式)圖1，是表示本發明的第1實施方式的相位誤差檢測電路的圖。同圖的相位誤差檢測電路，是在圖12所示的光盤裝置(記錄再生裝置)的再生信號處理電路中，取代包含在數碼信號處理電路12的同步時鐘抽出電路13中的相位比較器7的電路。因此，具有該相位誤差檢測電路的同步時鐘抽出電路或再生信號處理電路的構成，與圖12相同，省略其說明。
圖1中，700，是從由記錄再生裝置再生的且在圖23所示的A/D轉換器4AD轉換(數字化)的再生數據檢測相位誤差輸出的相位誤差檢測電路，在圖12所示的同步時鐘抽出電路13中取代相位比較器7內藏的，自相位誤差檢測電路700輸出的相位誤差數據，如已經敘述的那樣介于循環濾波器8輸入電壓控制振蕩器(VCO)9，該電壓控制振蕩器9，對應于上述輸入的相位誤差數據的相位誤差，改變輸出同步時鐘頻率。
圖1的相位誤差檢測電路700中，70是進行從數字化了的再生數據進行交叉檢測的交叉檢測部，內藏了進行再生數據上升時的交叉檢測的上升交叉檢測部70a和同樣進行再生數據下降交叉檢測的下降交叉檢測部70b。71是相位誤差算出部，72是交叉基準值生成部，73是控制信號生成部。還有，PBD是再生數據，PED是相位誤差數據，S1是從上述上升交叉檢測部70a輸出的上升交叉檢測信號，S2是從上述下降交叉檢測部70b輸出的下降交叉檢測信號，S3是從上述相位誤差算出部71輸出的上升相位誤差數據，S4同樣是從上述相位誤差算出部71輸出的下降相位誤差數據，S5是從上述交叉基準值生成部72輸出的上升交叉基準值，S6同樣是從上述交叉基準值生成部72輸出的下降交叉基準值，S7是從上述控制信號生成部73輸出的控制信號，S8是從來自上述相位誤差檢測電路700外部電路的外部信號。
接下來，將上述交叉檢測部70包括的上升交叉檢測部70a的內部構成例表示在圖2中。同圖的上升交叉檢測部70a中，70a-1是算出連續兩個再生數據的平均值的平均化電路，70a-2是D雙穩態多諧振蕩器，70a-4是減法器，70a-5是邏輯電路，PBD是再生數據，S1是上升交叉檢測信號，S5是上升交叉基準值。上述下降交叉檢測部70b的內部構成也與上述上升交叉檢測部70a是一樣的構成。以下，將上升交叉檢測部70a的構成和它的上升交叉檢測動作一起說明。
首先，上升交叉檢測部70a中，輸入數字化了的再生數據PBD和上升交叉基準值S5。平均化電路70a-1，算出連續兩個再生數據PBD的平均值。接下來，減法器70a-4中，從由平均化電路70a-1求得的平均值減去上升交叉基準值S5，輸出由上升交叉基準值S5為基準得到的編碼數據。接下來，邏輯電路70a-5中，由D雙穩態多諧振蕩器70a-2接收遲延了一個時鐘的編碼數據和減法器70a-4輸出的編碼數據，也就是接收時間上連續的兩個編碼數據，檢測這兩個編碼數據的符號以上升交叉基準值S5為基準從負值變為正值的點(交叉時刻)。該邏輯電路70a-5的輸出成為上升交叉檢測部70a的上升交叉檢測信號S1。同樣的做法，下降交叉檢測部70b也是，檢測輸入到邏輯電路70a-5的編碼數據從正值變為負值的點，輸出下降交叉檢測信號S2。
接下來，將圖1所示的相位誤差算出電路71的內部構成用圖3表示。同圖的相位誤差算出部71中，71a是時刻調整電路，71b是方向判別電路，71c～71f是各自的選擇器(selector)，71g～71i是D雙穩態多諧振蕩器，PBD是再生數據，PED是相位誤差數據，S1是上升交叉檢測信號，S2是下降交叉檢測信號，S3是上升相位誤差數據，S4是下降相位誤差數據，RST是復原信號。
以下，說明圖3所示的相位誤差算出部71的詳細構成和該相位誤差的算出動作。相位誤差算出部71中輸入再生數據PBD，上升交叉檢測信號S1，下降交叉檢測信號S2，復原信號RST。時刻調整電路71a，調整輸入了的再生數據PBD的時刻，輸出。方向判別電路71b，對于上述時刻調整了的再生數據PBD，判定是上升交叉還是下降交叉的方向，將該再生數據PBD值，也就是再生數據和零值的差，通過D雙穩態多諧振蕩器71h作為相位誤差數據PED輸出的同時，當方向判別電路71b判別變化方向為上升交叉的情況下，通過兩個選擇器71c、71d及D雙穩態多諧振蕩器71g輸出上升相位誤差數據S3，另一方面，方向判別電路71b判別變化方向為下降交叉的情況下，通過兩個選擇器71e、71f及D雙穩態多諧振蕩器71i輸出下降相位誤差數據S4。
在上述相位誤差算出部71中，上升相位誤差數據S3用選擇器71c，接收上升交叉檢測信號S1，當該信號S1的值為“1”的情況下，選擇來自上述方向判別電路71b的再生數據PBD，而為“0”的情況下，選擇D雙穩態多諧振蕩器71g的保存數據(前次的再生數據PBD)。還有，上升相位誤差數據S3用以外的選擇器71d，在復原信號RST值為“0”的通常狀態下，選擇來自上述選擇器71c的數據，為“1”的復原時選擇零值，輸出。下降相位誤差數據S4用的選擇器71e、71f的構成也與以上的構成一樣。
接下來，將圖1所示的交叉基準值生成部72的構成表示在圖4中。同圖的交叉基準值生成部72中，72a、71b是符號反轉電路，72c是由選擇器構成的多輸入選擇電路，72d是作為所規定固定值的零值，為將基準值固定為零值而使用。S3是上升相位誤差數據，S4是下降相位誤差數據，S5是上升交叉基準值，S6是下降交叉基準值，S7是控制信號。
接下來，說明上述圖4的交叉基準值生成部72的詳細構成及交叉基準值的生成動作。
首先，交叉基準值生成部72中，輸入由相位誤差算出部71算出的最新上升相位誤差數據S3及下降相位誤差數據S4，以及控制信號S7。多輸入選擇電路72c，將控制信號S7作為選擇信號，切換輸出上升相位誤差數據S3、由符號反轉電路72a符號反轉上升相位誤差數據S3的數據、下降相位誤差數據S4、由符號反轉電路72a符號反轉下降相位誤差數據的數據的任何一個，也就是切換輸出基于相位誤差數據的基準值更新和將基準值固定為固定值72d的零值。多輸入選擇電路72c的輸出，就原樣使用上升交叉基準值S5及下降交叉基準值S6。
以下說明由以上說明了的交叉檢測部70、相位誤差算出部71、交叉基準值生成部72構成一部分的相位誤差檢測電路700中檢測相位誤差數據的一連串動作。
交叉檢測部70，輸入再生數據、下降交叉基準值S5、下降交叉基準值S6，再生數據上升時由上升交叉檢測部70a、再生數據下降時由下降交叉檢測部70b進行上升/下降交叉檢測。相位誤差算出部71中，接收再生數據和來自上述交叉檢測部70的上升檢測信號S1及下降檢測信號S2，輸出相位誤差數據PED、上升相位誤差數據S3、下降相位誤差數據S4。交叉基準值生成部72中，接收來自上述相位誤差算出部71的上升相位誤差數據S3和下降相位誤差數據S4，將它們作為最新的上升/下降交叉基準值S5、S6輸出。該基準值S5、S6作為下一個交叉檢測的基準值被更新。
用圖5說明上述相位誤差檢測方式。在同圖中，圓記號是再生數據的樣品點，其中特別是黑記號是應該檢測的相位誤差數據點，Lr是上升交叉基準值電平，Lf是下降交叉基準值電平。還有，PE1、PE2、PE3、PE4是各個相位誤差數據點。
首先，上升時檢測到的相位誤差PE1的電平作為上升基準值電平Lr，作為下一個上升基準值使用，檢測下一個上升相位誤差PE3。還有，下降時檢測到的相位誤差數據PE2的電平作為下降基準值電平Lf，作為下一個下降基準值使用，檢測下一個下降相位誤差PE4。
也就是，形成為檢測一個程序前算出的上升相位誤差數據S3和下降相位誤差數據S4的各自下一個再生數據的上升/下降相位誤差的交叉點的基準值的反饋循環。通過使用這個構成，擴大相位誤差檢測電路的俘獲波段就成為可能。
(第2實施方式)接下來，說明第2實施方式中的相位誤差檢測電路。本實施方式中，使交叉基準值生成部72生成的基準值與第1實施方式的不同。
也就是，使用輸入到圖1的交叉基準值生成部72的上升相位誤差數據S3，向上升檢測部70a輸出上升基準值S5，向下降檢測部70b輸出絕對值相等符號相反的上升交叉基準值S5。用圖6說明這種情況。以上升時的相位誤差數據點PE1的電平Lr為基準值，檢測下一個上升時的相位誤差數據點PE3，下降時的相位誤差數據點PE4、PE4的檢測中，使用反轉上述上升時相位誤差數據點PE1的電平Lr的符號的值。
因此，與第1實施方式相同，擴大相位誤差檢測電路的俘獲波段就成為可能。
(第3實施方式)接下來，說明第3實施方式中的相位誤差檢測電路。本實施方式中，表示基準值生成的其他實施方式。
也就是，使用輸入交叉基準值生成部72的下降相位誤差數據S4，向下降交叉檢測部70b輸出下降交叉基準值S6，向上升交叉檢測部70a輸出絕對值相等符號相反的下降交叉基準值S6。這些用圖7說明的話，以檢測的下降時的相位誤差數據點PE2的電平Lf為基準值，檢測下一個下降時的相位誤差數據點PE4，而在上升時的相位誤差數據點PE3的檢測中，以反轉上述下降時的相位誤差數據點PE 2的電平Lf的符號的值為基準值。
因此，與第1實施方式相同，擴大相位誤差檢測電路的俘獲波段就成為可能。
(第4實施方式)接下來，說明第4實施方式中的相位誤差檢測電路。本實施方式中，表示基準值生成的另外實施方式。
也就是，使用輸入到圖1的交叉基準值生成部72的上升相位誤差數據S3及下降相位誤差數據S4，算出這兩個數據的平均值。并且，向上升檢測部70a輸出上述算出的平均值作為上升交叉基準值S5，向下降檢測部70b輸出上述算出的平均值的絕對值相等符號相反的值作為下降交叉基準值S6。
以下，用圖8說明上述動作。從檢測的上升時的相位誤差數據點PE1的電平Lr和檢測的下降時相位誤差數據PE2的電平Lf算出它們的和的1/2的平均值。為了檢測下一個上升時的相位誤差數據點的基準值，使用上述平均值(Lr+Lf)/2，為了檢測下一個下降時的相位誤差數據點的基準值，使用反轉了上述平均值符號的-(Lr+Lf)/2。
因此，與第1實施方式相同，擴大相位誤差檢測電路的俘獲波段就成為可能。
(第5實施方式)接下來，說明第5實施方式中的相位誤差檢測電路。本實施方式中，表示圖1的控制信號生成部73的具體構成。
將控制信號生成部73的內部構成例表示在圖9中。在同圖的控制信號生成部73中，731是比較電路，732是預先設定的所規定閾值，733是切換判定電路，PED是相位誤差數據，S7是控制信號，S8是外部信號。
說明圖9的控制信號生成部73的詳細構成及其動作一例的概略。首先，比較電路731中比較輸入的閾值732和加工了相位誤差數據PED的值，向切換判定電路733輸出比較結果。切換判定電路733，接收上述比較電路731的比較結果和外部信號S8，基于這些信號，輸出控制交叉基準值生成部72的控制信號S7。
以下，說明一連串動作的詳細工程。控制信號生成部73，對照相位誤差算出部71的相位誤差數據，當相位誤差未達所規定閾值732接近穩定狀態的情況下，向交叉基準值生成部72輸出切換為零交叉檢測方式的控制信號S7。象這樣輸出控制信號S7的話，接收了該控制信號S7的交叉基準值生成部72，在圖4中，多輸入選擇電路72c選擇固定值(也就是零值)72d，以該固定值作為上升及下降交叉基準值S5、S6，輸出給交叉檢測部70。
這樣的控制方式用圖10加以說明。同圖中，PE1～PE8是相位誤差數據點，圖中虛線所圍的上下范圍，是判定相位誤差未達閾值的穩定狀態的穩定狀態判定區域。同圖中，從相位誤差數據點PE2成為穩定狀態。判定為穩定狀態后，按順序數相位誤差數據點的個數，所數的個數超過閾值732時，從以上升及下降交叉基準值S5、S6為基準的反饋檢測方式，切換為基準值為零值的零交叉檢測方式。
也就是，相位誤差在閾值以上長期間中，逐次更新上升/下降交叉基準值S5、S6，作為下一個交叉檢測的基準數據，但是，相位誤差變小接近穩定狀態的話，從交叉基準值生成部72輸出作為基準值的零值，進行以前的零交叉點檢測方式，實現效率好的相位誤差檢測成為可能。
(第6實施方式)接下來，說明第6實施方式中的相位誤差檢測電路。本實施方式，表示從本發明的特征反饋檢測方式切換為零交叉檢測方式的變形例。
本實施方式中，圖9所示的控制信號生成部73，接收相位誤差數據PED，將該數據表示的相位誤差值和預先設定的所規定閾值732相比，超過閾值732的情況下，選擇更新了的交叉基準值，另一方面，當沒有超過閾值732而在零交叉附近的情況下，向交叉檢測部70輸出將零值作為基準值選擇的控制信號S7。
這樣的控制方式用圖11加以說明。圓記號為樣品數據點，PE1～PE4時相位誤差數據點，虛線所圍上下范圍部分是零交叉檢測方式采用區域。零交叉檢測方式采用區域和反饋檢測方式采用區域由閾值732分割。相位誤差數據點PE1、PE2因為相位誤差比閾值732大，所以由反饋檢測方式進行相位誤差檢測，但是，相位誤差未達到閾值732變小的相位誤差數據點PE3、PE4中，切換為零交叉檢測方式。
也就是，相位誤差超過預先設定的閾值732的情況下，更新上升/下降交叉基準值，作為下一個交叉檢測的基準數據，但是，相位誤差變小達不到閾值732的情況下，從交叉基準值生成部72輸出零值，進行以前的零交叉點檢測方式，實現效率好的相位誤差檢測成為可能。
(第7實施方式)接下來，說明第7實施方式中的相位誤差檢測電路。本實施方式中，說明基于外部信號進行交叉檢測方式的切換情況。
DVD等的光盤中，隔一定的間隔記錄著同步記號(已知符號)(特定形式)。也就是讀取同步間隔狀態，示意了頻率誤差變小。在讀到該同步記號的間隔的檢測時候，將該檢測時生成的同步檢測信號，作為圖9所示外部信號S8由控制信號生成部73的切換判定電路733接收，如再生動作剛開始那樣同步信號處于低電平期間，用反饋檢測方式檢測相位誤差，另一方面，讀取了同步信號同步檢測信號變為HI的情況下，為切換為零交叉檢測方式輸出控制信號S7。
也就是，通過檢測一定間隔記錄的同步信號將生成的同步檢測信號作為外部信號S8，判斷頻率誤差的大小，當該同步檢測信號為低電平的情況下，用反饋檢測方式更新上升/下降交叉基準值，作為下一個交叉檢測的基準數據，同步檢測信號成為HI頻率誤差小的狀況下，通過使用以前的零交叉點檢測方式，實現效率好的相位誤差檢測成為可能。
(第8實施方式)
接下來，說明第8實施方式中的相位誤差檢測電路。本實施方式，說明基于外部信號進行交叉檢測方式的切換的情況的其他變形例。
DVD等光盤中，因為劃傷及污垢會使再生信號變成異樣狀態。將檢測到該異常再生信號時生成的異常信號檢測信號，作為圖9中的外部信號S8輸入給控制信號生成部73的切換判定電路733，當異常信號檢測信號變為HI時，作為動作復原信號，向交叉基準值生成部72輸出控制信號S7。
也就是，在檢測由于記錄媒體上有劃傷及污垢而產生的異常信號時通過對照異常信號檢測信號，在檢測到該異常信號檢測信號時將交叉基準值生成部72輸出的交叉基準值復原到所規定值。因此，可以抑制由于異常信號產生的相位誤差數據的偏差，實現效率好的相位誤差檢測成為可能。
且，控制信號生成部73的構成，不用說，采用合并上述第6及第6的實施方式的構成和上述第7及第8的實施方式的構成的構成也是可以的。
(第9實施方式)接下來，說明本發明的第9實施方式的相位誤差檢測電路。
圖12，是表示本實施方式的相位誤差檢測電路的構成。在已經敘述了的以上實施方式中，以前面的步驟檢測到的相位誤差數據為基準值，檢測成為下一個零交叉點的相位誤差數據，但是，在本實施方式中，以前面步驟檢測到的相位誤差數據為基準值的情況下，應該成為這個基準值的相位誤差數據的值設定為閾值，控制信號的顫抖。
也就是，圖12所示的相位誤差檢測電路710中，相對于圖1所示的相位誤差檢測電路700，增設了閾值生成部711。還有，伴隨著該閾值生成部711的配置在交叉基準值生成部712上增加了變更。
上述閾值生成部711的構成表示在圖13中。同圖所表示的閾值生成部711，只表示了生成上升用閾值部分的構成。生成下降部分用閾值的部分的構成相同，所以省略。同圖的閾值生成部711中，723、727及728是選擇器，724是D雙穩態多諧振蕩器，725是遞減電路，726是閾值量切換信號生成部(切換信號生成部)，729是邏輯電路。
從外部輸入的設定用閾值S11，由上述選擇器723選擇，保存到D雙穩態多諧振蕩器724中。上述設定用閾值S11的值被改變為其他值的話，啟動信號S12從“0”值變為“1”值，變更后的設定用閾值S11由選擇器723選擇保存到D雙穩態多諧振蕩器724中。上述遞減電路725以任意的設定遞減保持在D雙穩態多諧振蕩器724內的閾值S11。閾值量切換信號生成部726，接收外部信號S8。該外部信號S8，在再生數據的零交叉次數于所規定期間中未達到所規定值的狀況時而產生，輸出。閾值量切換信號生成部726，在接收了該外部信號S8時生成切換信號，將該切換信號輸出給選擇器(選擇電路)727。選擇器727，接收上述切換信號，選擇上述D雙穩態多諧振蕩器724保存的閾值，當沒有接收上述切換信號時選擇來自上述遞減電路725的閾值。其他的選擇器728，通過邏輯電路729接收上述閾值量切換信號生成部726的輸出信號或者是來自外部的控制信號S10的情況下，選擇零值的閾值，而沒有接收的情況下選擇來自上述選擇器727的所規定值的閾值，將該選擇的閾值作為上升用閾值S9a輸出。
接下來，將上述圖12所示的交叉基準值生成部712的構成表示在圖14中。同圖中，713是上升交叉數據用的增益調整電路，714是下降交叉數據用增益調整電路，715、716是減法器，717、718、719、720是選擇器。該交叉基準值生成部712，接收上述相位誤差算出部703的上升/下降相位誤差數據S3、S4，上述閾值生成部711的閾值S9，以及上述控制信號生成部713的控制信號S7，輸出上升用基準值S5及下降用基準值S6。
上述減法器715，從由上述增益調整電路713增益調整了的上升相位誤差數據S3減去來自閾值生成部711的上升用閾值S9a，將該減法計算結果的編碼數據輸出給選擇器717。選擇器717，當來自上述減法器715的編碼數據為正(1)的情況下選擇上升用閾值S9a，當為負(0)的情況下選擇上升相位誤差數據。也就是，選擇器717，比較上升相位誤差數據和上升用閾值S9a的絕對值，選擇小的值，作為上升交叉基準值輸出。其他的選擇器719，接收上述控制信號生成部713的控制信號S7，當該控制信號的值是(1)時選擇零值的上升交叉基準值，而當控制信號的值是(0)時選擇來自選擇器717的上升交叉基準值，將選擇的交叉基準值作為上升交叉基準值S5輸出給圖12的上升交叉檢測部701。
以上，說明了交叉基準值生成部712中上升交叉基準值S5的生成，因為下降交叉基準值S6的生成也一樣，所以省略其說明。
以下，基于圖15說明本實施方式的相位誤差檢測電路的動作。同圖中，表示了3T+3T(T為溝道周期)重復的再生信號和樣品點，PE1、PE2、PE3、PE4是相位誤差數據，Lr1是上升交叉基準值，Lf1、Lf2是下降交叉基準值，Lrth是上升用閾值，Lfth是下降用閾值。
圖15中，首先，一開始檢測到的上升相位誤差數據PE1，與上升用閾值Lrth相比絕對值小，所以交叉基準值生成部712的選擇器717選擇上升相位誤差數據PE1，該上升相位誤差數據PE1的振幅值成為上升交叉基準值Lr1。下一個相位誤差數據PE3中，該相位誤差數據PE3和其前面的相位誤差數據的平均值(同圖中記號×1表示)未達到上述上升交叉基準值Lr1為負，該上升相位誤差數據PE3和其后的相位誤差數據的平均值(同圖中記號×2表示)超過上升交叉基準值Lr1為正，所以，該相位誤差數據PE3作為上升相位誤差數據被檢測到。上述上升相位誤差數據PE3的振幅，比預先設定的上升用閾值Lrth的絕對值大，所以該上升用閾值Lrth成為下一個上升交叉基準值。
另一方面，下降相位誤差數據的檢測，因為一開始檢測到的下降相位誤差數據PE2與下降用閾值Lfth相比絕對值小，該下降相位誤差數據PE2的振幅值成為下降交叉基準值Lf1。下一個下降相位誤差數據PE4申，該相位誤差數據PE4和它以前的相位誤差數據的平均值(同圖中記號×3表示)的絕對值未達到上述下降交叉基準值Lf1的絕對值為負，該相位誤差數據PE4和它以后的相位誤差數據的平均值(同圖中記號×4表示)超過了上述下降交叉基準值Lf1的絕對值為正，所以該相位誤差數據PE4作為下降相位誤差數據被檢測到。該下降相位誤差數據PE4，因為比預先設定的下降用閾值Lfth的絕對值小，所以，該下降相位誤差數據PE4的振幅值成為下一個下降交叉基準值Lf2。
這樣，本實施方式中，將一個步驟前檢測到的相位誤差數據作為下一個相位誤差數據檢測的基準值的時候，因為設定了閾值，所以在抑制了因顫動或外界影響引起的反饋控制的擴散的同時，擴大相位比較器的俘獲波段成為可能。
(第10實施方式)接下來，說明本發明的第10實施方式的相位誤差檢測電路。
本實施方式，是改變了上述第9實施方式的交叉基準值生成部712構成的一部分的實施方式。
也就是，圖16的交叉基準值生成部712a中，追加了絕對值平均值算出電路721和符號反轉電路722。上述絕對值平均值算出電路721，算出由選擇器717選擇的上升交叉基準值的絕對值和由選擇器718選擇的上升交叉基準值的絕對值的平均值，輸出。來自該絕對值平均值算出電路721的平均交叉基準值，就原樣輸出給選擇器719的同時，由符號反轉電路722符號反轉后輸出給選擇器720。
也就是，圖16所表示的交叉基準值生成部712a，作為上升相位誤差數據及下降相位誤差數據的交叉基準值，采用的是絕對值相等的共同基準值。
基于圖17說明本實施方式的相位誤差檢測電路的動作。同圖中，表示了3T+3T(T為溝道周期)重復的再生信號和樣品點。同圖中，一開始檢測到的上升相位誤差數據PE1與上升用閾值Lrth相比絕對值小，所以該上升相位誤差數據PE1的振幅值成為上升交叉基準值Lr1。還有，一開始檢測到的下降相位誤差數據PE2也與上升用閾值Lfth相比絕對值小，所以該下降相位誤差數據PE2的振幅值成為下降交叉基準值Lf1。其后，該上升及下降兩交叉基準值Lr1、Lf1的絕對值的平均值((Lr1+Lf1)/2)，成為下一個上升相位誤差數據PE3的檢測基準值的同時，其絕對值的平均值的符號反轉值-((Lr1+Lf1)/2)成為下一個下降相位誤差數據PE4的檢測基準值。
再后，基于這些上升及下降的兩相位誤差數據PE3、PE4振幅值的兩絕對值和上升及下降用兩閾值Lrth、Lfth的絕對值的比較結果，連續生成上升及下降的交叉基準值Lr2、Lf2。
因此，在本實施方式中，也與上述第9實施方式一樣，在抑制了因顫動或外界影響引起的反饋控制的擴散的同時，擴大相位比較器的俘獲波段成為可能。
(第11實施方式)接下來，說明本發明的第11實施方式的相位誤差檢測電路。本實施方式中，是改變了上述第9實施方式的交叉基準值生成部712構成的一部分的實施方式。
也就是，圖18的交叉基準值生成部712b中，省略了圖14所示的交叉基準值生成部712中的下降基準值生成用增益調整電路714、減法器716及選擇器718，將來自上升基準值生成用選擇器717的上升交叉基準值由符號反轉電路722符號反轉后的值作為下降交叉基準值輸入給選擇器720的構成。另外的構成與圖12所示的交叉基準值生成部712的構成相同，省略其說明。
接下來，基于圖19說明本實施方式的相位誤差檢測電路的動作。圖19中，一開始檢測到的上升相位誤差數據PE1與上升用閾值Lrth相比絕對值小，所以該上升相位誤差數據PE1的振幅值成為上升交叉基準值Lr1。并且，將上述上升交叉基準值Lr1的符號反轉后的值作為下降交叉基準值Lf1。其后，下一個上升相位誤差數據PE3，以上述上升交叉基準值Lr1為基準檢測到，下一個下降交叉數據PE4，以下降交叉基準值Lf1(＝Lr1)為基準檢測到。
接下來，基于這些上升及下降的兩相位誤差數據PE3、PE4振幅值的兩絕對值和上升及下降用兩閾值Lrth、Lfth的絕對值的比較結果，連續生成上升及下降的交叉基準值Lr2、Lf2。
且，本實施方式中，作為交叉基準值生成部712b，只設置了上升基準值生成用增益調整電路713、減法器715及選擇器717，相反，圖12的交叉基準值生成部712中，設置上升基準值生成用增益調整電路714、減法器716及選擇器718當然是可以的。這種情況下，生成下降交叉基準值，將該下降交叉基準值的符號反轉后的值作為上升交叉基準值。這種情況的上升及下降的兩交叉基準值生成的樣子用圖20表示。
(第12實施方式)接下來，說明本發明的第12實施方式的相位誤差檢測電路。
本實施方式，是特定了圖12所表示的控制信號生成部713生成控制信號時期的實施方式。
也就是，控制信號生成部713，如圖12所示那樣，輸入來自相位誤差算出部703的相位誤差數據PED，參照該相位誤差數據PED，該相位誤差量變小，如圖21所示那樣。若成為進入穩定狀態判定區域的話，在穩定狀態判定區域內的交叉數據點變為所規定閾值的時刻，將切換為上升及下降的交叉基準值固定到零電平的零交叉檢測方式的控制信號S5輸出給圖12所示的交叉基準值生成部712。
因此，本實施方式中，如圖21所示那樣，交叉數據點PE2以后的再生數據進入穩定狀態判定區域內，其后，數到合計所規定個數(5個)交叉數據點PE2～PE6的時刻，控制信號生成部713生成控制信號S7的話，交叉基準值生成部712中，如圖14所示的那樣，兩個選擇器719、720選擇零值的交叉基準值，所以，從反饋檢測方式切換為零交叉檢測方式。
這樣，本實施方式中，在相位誤差量大的期間，更新上升及下降的兩交叉基準值，作為下一個交叉數據檢測的基準值，但是，相位誤差量變小接近穩定狀態的話，切換為零交叉數據檢測方式，實現效率好的相位誤差檢測成為可能。
(第13實施方式)接下來，說明本發明的第13實施方式的相位誤差檢測電路。
本實施方式，是特定了圖12所表示的控制信號生成部713生成控制信號的與上述不同的其他時期的實施方式。
也就是，控制信號生成部713，如圖12所示那樣，輸入來自相位誤差算出部703的相位誤差數據PED，參照該相位誤差數據PED，將該相位誤差量與所規定閾值進行比較。該閾值，如圖22所示那樣，是預先設定了的作為零交叉檢測方式的適用區域的相位誤差量。控制信號生成部713，比較輸入的相位誤差數據PED和上述所規定閾值的結果，如相位誤差數據PED未達到上述所規定閾值時，而在零交叉附近的情況下，生成“0”值控制信號，輸出給圖12所示的交叉基準值生成部712。
因此，本實施方式中，如圖22所示那樣，因為交叉數據點PE1、PE2，相位誤差量大，由反饋檢測方式進行交叉數據的檢測，但是，交叉數據點PE3、PE4那樣的相位誤差量為達到所規定閾值的情況，切換為零交叉檢測方式。
因此，本實施方式，也和第12實施方式一樣，實現效率好的相位誤差檢測成為可能。
(第14實施方式)接下來，說明本發明的第14實施方式的相位誤差檢測電路。
本實施方式中，與上述第7實施方式一樣，作為輸入控制信號生成部713的外部信號S8，采用在檢測DVD等的光盤中隔一定的間隔記錄著同步記號時生成的同步檢測信號。
上述控制信號生成部713接收了上述同步檢測信號時，再生數據的頻率誤差變小的狀態下，生成“1”值的控制信號S7輸出給交叉基準值生成部712。上述交叉基準值生成部712中，如圖14所示那樣，選擇器719、720選擇零值的交叉基準值，所以，交叉檢測方式從反饋方式切換為零交叉檢測方式。
因此，本實施方式中，也和上述第13實施方式一樣，實現效率好的相位誤差檢測成為可能。
(第15實施方式)接下來，說明本發明的第15實施方式的相位誤差檢測電路。
本實施方式中，與上述第8實施方式一樣，作為輸入控制信號生成部713的外部信號S8，采用檢測到的因光盤的劃傷或污垢引起的再生信號變為異常狀態的異常再生信號的異常信號檢測信號。
上述控制信號生成部713，接收到上述異常信號檢測信號時，生成“1”值的控制信號S7，由交叉基準值生成部712將交叉基準值復原為零值。
因此，本實施方式中，可以抑制從異常信號檢測到的交叉數據的偏差，實現效率好的相位誤差檢測成為可能。
且，控制信號生成部713的構成，采取并用上述第12及第13的實施方式的構成和上述第14及第15的實施方式的構成當然也是可以的。
-產業上的利用可能性-如以上的說明，本發明，即便是無法取得再生數據和樣品時鐘的同步，正確檢測相位誤差，擴大俘獲波段成為可能，作為相位誤差檢測電路及包括它的時鐘抽出電路等是有用的。
權利要求
1.一種相位誤差檢測電路，是基于來自記錄再生裝置再生的且數字化了的再生數據抽出與該再生數據自身同步的同步時鐘時使用的相位誤差算出電路，其特征為包括交叉檢測部，與輸入上述再生數據的同時接收所規定基準值，檢測上述再生數據與上述基準值交叉的交叉時刻；相位誤差算出部，接收上述再生數據及上述交叉檢測部的交叉時刻信號，以上述交叉時刻的上述再生數據與零值的差為相位誤差數據予以算出；以及交叉基準值生成部，接收上述相位誤差算出部的相位誤差數據，基于該相位誤差數據更新上述交叉檢測部的上述基準值。
2.根據權利要求1所述的相位誤差檢測電路，其特征為上述交叉基準值生成部，由上述相位誤差算出部每算出一次相位誤差數據，就將該算出的最新相位誤差數據作為上述交叉檢測部的基準值予以更新。
3.根據權利要求1所述的相位誤差檢測電路，其特征為上述交叉檢測部，具有上升交叉檢測部，檢測上述再生數據相對于上述基準值上升交叉的上升交叉時刻，和下降交叉檢測部，檢測上述再生數據相對于上述基準值下降交叉的下降交叉時刻。
4.根據權利要求3所述的相位誤差檢測電路，其特征為上述相位誤差算出部，接收上述上升交叉檢測部的上升交叉時刻信號，以上述上升交叉時刻的上述再生數據與上述基準值的差為上升相位誤差數據予以算出的同時，接收上述下降交叉檢測部的下降交叉時刻信號，以上述下降交叉時刻的上述再生數據與上述基準值的差為下降相位誤差數據予以算出。
5.根據權利要求4所述的相位誤差檢測電路，其特征為上述交叉基準值生成部，接收上述相位誤差算出部的上升相位誤差數據及下降相位誤差數據，以上述上升相位誤差數據作為上升基準值輸出給上述上升交叉檢測部，以上述下降相位誤差數據作為下降基準值輸出給上述下降交叉檢測部。
6.根據權利要求4所述的相位誤差檢測電路，其特征為上述交叉基準值生成部，接收上述相位誤差算出部的上升相位誤差數據，以上述上升相位誤差數據作為上升基準值輸出給上述上升交叉檢測部，以反轉上述上升相位誤差數據的符號后的上升相位誤差數據作為下降基準值輸出給上述下降交叉檢測部。
7.根據權利要求4所述的相位誤差檢測電路，其特征為上述交叉基準值生成部，接收上述相位誤差算出部的下降相位誤差數據，以反轉上述下降相位誤差數據的符號后的下降相位誤差數據作為上升基準值輸出給上述上升交叉檢測部，以上述下降相位誤差數據作為下降基準值輸出給上述下降交叉檢測部。
8.根據權利要求4所述的相位誤差檢測電路，其特征為上述交叉基準值生成部，接收上述相位誤差算出部的上升相位誤差數據及下降相位誤差數據，算出該輸入的上升相位誤差數據及下降相位誤差數據的和的二分之一值，以該和的二分之一值及其符號反轉值作為上升基準值及下降基準值輸出給上述上升交叉檢測部及下降交叉檢測部。
9.根據權利要求1至8任何一項所述的相位誤差檢測電路，其特征為上述交叉基準值生成部，具有將上述交叉檢測部的基準值固定為零值的構成，上述相位誤差檢測電路包括，上述交叉標準值生成部中為切換基于相位誤差數據的基準值更新和基準值為零值的固定而向上述交叉基準值生成部輸出控制信號的控制信號生成部。
10.根據權利要求9所述的相位誤差檢測電路，其特征為上述控制信號生成部，接收上述相位誤差算出部的相位誤差數據，對應于該相位誤差數據所示的相位誤差，為切換上述交叉基準值生成部中基于相位誤差數據的基準值更新和基準值為零值的固定，生成控制信號。
11.根據權利要求10所述的相位誤差檢測電路，其特征為上述控制信號生成部，上述接收的相位誤差數據所示的相位誤差為未達到所規定值而接近于穩定狀態的情況下輸出控制信號，為基準值的生成方式從基于相位誤差數據的基準值更新切換成基準值為零值的固定。
12.根據權利要求10所述的相位誤差檢測電路，其特征為上述控制信號生成部，以當上述接收的相位誤差數據所示的相位誤差達到所規定閾值以上時，基于相位誤差數據更新基準值，而未達到所規定閾值時將基準值固定為零值的方式，生成控制信號。
13.根據權利要求9所述的相位誤差檢測電路，其特征為上述控制信號生成部，接收來自上述相位誤差檢測電路外部的所規定信號，對應于該來自于外部的所規定信號，在上述交叉基準值生成部中為切換基于相位誤差數據的基準值更新和基準值為零值的固定，生成控制信號。
14.根據權利要求13所述的相位誤差檢測電路，其特征為上述控制信號生成部，將在檢測到上述再生數據的特殊類型時所輸出的信號作為上述來自于外部的所規定信號接收時輸出控制信號，為基準值的生成方式在上述交叉基準值生成部中切換基于相位誤差數據的基準值更新和基準值為零值的固定。
15.根據權利要求14所述的相位誤差檢測電路，其特征為上述再生數據的特殊類型被檢測到時輸出的信號，為檢測到光盤的同步記號的間隔時生成的同步檢測信號。
16.根據權利要求9所述的相位誤差檢測電路，其特征為上述控制信號生成部，接收上述再生數據中發生異常時生成的異常檢測信號，在上述交叉基準值生成部中將基于相位誤差數據的基準值更新復原到所規定值的基準值。
17.根據權利要求9所述的相位誤差檢測電路，其特征為上述控制信號生成部，與輸入上述相位誤差算出部的相位誤差數據的同時，接收來自相位誤差算出電路外部的所規定信號，對應于上述相位誤差數據所示的相位誤差及上述來自外部的所規定信號，為在上述交叉基準值生成部中切換基于相位誤差數據的基準值更新和基準值為零值的固定，生成控制信號。
18.一種同步時鐘抽出電路，其特征為包括權利要求1所述的相位誤差檢測電路；和電壓控制振蕩器，接收由上述相位誤差檢測電路輸出的相位誤差數據，對應于該相位誤差數據所示的相位誤差改變同步時鐘頻率。
19.根據權利要求1所述的相位誤差檢測電路，其特征為包括閾值生成部，生成為更新上述交叉檢測部的基準值所使用的閾值，上述交叉基準值生成部，接收上述閾值生成部的閾值，基于該閾值和上述相位誤差算出部的相位誤差數據，更新上述交叉檢測部的基準值。
20.根據權利要求19所述的相位誤差檢測電路，其特征為上述閾值生成部，在接收上述相位誤差算出部的相位誤差數據的同時，接收來自外部的所規定閾值數據，上述相位誤差數據的絕對值和上述所規定閾值數據的絕對值中，以小的絕對值為閾值。
21.根據權利要求20所述的相位誤差檢測電路，其特征為上述閾值生成部，生成上升交叉時刻用閾值和下降交叉時刻用閾值。
22.根據權利要求21所述的相位誤差檢測電路，其特征為上述交叉檢測部，包括上升交叉檢測部，檢測上述再生數據相對于上述基準值上升交叉的上升交叉時刻；和下降交叉檢測部，檢測上述再生數據相對于上述基準值下降交叉的下降交叉時刻。
23.根據權利要求22所述的相位誤差檢測電路，其特征為上述相位誤差算出部，接收上述上升交叉檢測部的上升交叉時刻信號，算出上述上升交叉時刻的上述再生數據和上述基準值的差作為上升相位誤差數據，同時，接收上述下降交叉檢測部的下降交叉時刻信號，算出上述下降交叉時刻的上述再生數據和上述基準值的差作為下降相位誤差數據。
24.根據權利要求23所述的相位誤差檢測電路，其特征為上述交叉基準值生成部，接收上述相位誤差算出部的上升相位誤差數據和上述閾值生成部的上升交叉時刻用閾值，以上述上升相位誤差數據的絕對值和上述上升交叉時刻用閾值的絕對值中小的那一個絕對值作為上升基準值的同時，接收上述相位誤差算出部的下降相位誤差數據和上述閾值生成部的下降交叉時刻用閾值，以上述下降相位誤差數據的絕對值和上述下降交叉時刻用閾值的絕對值中小的那一個絕對值作為下降基準值。
25.根據權利要求23所述的相位誤差檢測電路，其特征為上述交叉基準值生成部，接收上述相位誤差算出部的上升相位誤差數據和上述閾值生成部的上升交叉時刻用閾值，以上述上升相位誤差數據的絕對值和上述上升交叉時刻用閾值的絕對值中小的那一個絕對值作為上升基準值的同時，以反轉上述上升基準值的符號的值作為下降基準值。
26.根據權利要求23所述的相位誤差檢測電路，其特征為上述交叉基準值生成部，接收上述相位誤差算出電路的下降相位誤差數據和上述閾值生成部的下降交叉時刻用閾值，以上述下降相位誤差數據的絕對值和上述下降交叉時刻用閾值的絕對值中小的那一個絕對值作為下降基準值的同時，以反轉上述下降基準值符號的值作為上升基準值。
27.根據權利要求23所述的相位誤差檢測電路，其特征為上述交叉基準值生成部，具有絕對值平均值算出電路，它算出上述相位誤差算出部的上升相位誤差數據的絕對值和上述閾值生成部的上升交叉時刻用閾值的絕對值中的小的那一個絕對值，和上述相位誤差算出部的下降相位誤差數據的絕對值和上述閾值生成部的下降交叉時刻用閾值的絕對值中的小的那一個絕對值的雙方絕對值的平均值，上述交叉基準值生成部，以由上述絕對值平均值算出電路算出的上述兩個絕對值的平均值為上升基準值及下降基準值。
28.根據權利要求19所述的相位誤差檢測電路，其特征為上述交叉基準值生成部，作為上述交叉檢測部的基準值，在基于上述閾值生成部的閾值和上述相位誤差算出電路的相位誤差數據的基準值以外，零值的基準值，上述交叉基準值生成部，具有選擇上述零值的基準值、上述基于閾值和相位誤差數據的基準值中的任何一個的選擇電路。
29.根據權利要求28所述的相位誤差檢測電路，其特征為具有控制信號生成部，生成將上述交叉基準值生成部的選擇電路切換為以零值為基準值一側的控制信號。
30.根據權利要求29所述的相位誤差檢測電路，其特征為上述控制信號生成部，上述相位誤差算出部算出的相位誤差數據，當該相位誤差數據的值收斂在未滿所規定值的范圍內時生成上述控制信號，再將該控制信號輸出給上述交叉基準值生成部的選擇電路。
31.根據權利要求29所述的相位誤差檢測電路，其特征為上述控制信號生成部，在上述記錄再生裝置從光盤讀取并再生數據時，當檢測到記錄在上述光盤的同步記號的間隔時生成上述控制信號，再將該控制信號輸出給上述交叉基準值生成部的選擇電路。
32.根據權利要求19所述的相位誤差檢測電路，其特征為上述閾值生成部，包括遞減電路，遞減所規定閾值；選擇電路，選擇上述所規定閾值和由上述遞減電路遞減了的閾值中的任何一個；以及切換信號生成部，生成將上述選擇電路切換為上述遞減電路一側的切換信號。
33.根據權利要求32所述的相位誤差檢測電路，其特征為上述切換信號生成部，當上述再生數據的零交叉次數在所規定時間中未達到所規定值時，生成上述切換信號輸出給上述選擇電路。
34.根據權利要求32所述的相位誤差檢測電路，其特征為上述閾值生成部，具有接收來自外部的控制信號，選擇為零值的閾值的選擇電路。
35.根據權利要求19所述的相位誤差檢測電路，其特征為上述交叉基準值生成部，具有將上述相位誤差算出部的相位誤差數據值調整為所規定倍數的增益調整電路。
36.一種同步時鐘抽出電路，其特征為包括權利要求19所述的相位誤差檢測電路；和電壓控制振蕩器，輸入從上述相位誤差檢測電路輸出的相位誤差數據，對應該相位誤差數據所示的相位誤差改變同步時鐘頻率。
全文摘要
在使用于抽出與再生數據同步的時鐘的同步時鐘抽出電路的相位誤差檢測電路中，交叉基準值生成部(72)，將由相位誤差算出部(71)算出的上升相位誤差數據(S3)作為上升交叉基準值(S5)輸入給上升交叉檢測部(70a)，同樣將算出下降相位誤差數據(S4)作為下降交叉基準值(S6)輸出給下降交叉檢測部(70b)。兩交叉檢測部(70a、70b)，各自算出樣品點的再生數據值和上述輸入的交叉基準值(交叉偏差值)(S5、S6)的差值，當連續的樣品點的兩個差值一方為負而另一方為正的情況下，輸出上升及下降交叉檢測信號。因此，俘獲波段被擴大。
文檔編號H04L7/033GK1784743SQ20048001202
公開日2006年6月7日 申請日期2004年6月11日 優先權日2003年9月9日
發明者河邊章, 岡本好史 申請人:松下電器產業株式會社